JP6397775B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関するものである。

直流電圧を絶縁された商用周波数の３相交流電圧に変換する電力変換装置として、３相ＰＷＭ変換器と商用周波数で動作する絶縁変圧器とを組み合わせた構成のものが知られている。しかし、かかる電力変換装置は、商用周波数で動作する絶縁変圧器の重量が重くなるという課題がある。

上記の重量の課題を解決するものとして、直流電圧を高周波交流電圧に変換する高周波変換器と、高周波変換器の高周波交流電圧を変圧する高周波絶縁変圧器と、高周波絶縁変圧器の交流出力電圧を整流する整流器と、整流器の出力を平滑する平滑リアクトル及び平滑コンデンサと、平滑された直流電圧を３相交流電圧に変換する３相ＰＷＭ変換器と、を備える電力変換装置が知られている。しかし、かかる電力変換装置は、高周波変換器を用いることから、スイッチング損失による発熱が多く、変換効率が悪いという課題がある。

上記の変換効率の課題を解決するものとして、高周波変換器と結合インダクタを有する共振回路とを組み合わせて、電流零点付近で高周波変換器のスイッチングを行うことにより損失を低減した高周波絶縁電流源が知られている（例えば、特許文献１参照）。かかる高周波絶縁電流源を用いれば、その単相交流出力を整流器及び平滑コンデンサで直流に変換した後、３相ＰＷＭ変換器で３相交流出力に変換することにより、変換効率の良い電力変換装置を実現することが可能となる。

特開２０１３−２２６００２号公報

しかし、上述した高周波絶縁電流源を用いる電力変換装置は、整流器、平滑コンデンサ及び３相ＰＷＭ変換器を要することから、部品点数が多くなり、装置全体が大型化するとともにコストアップを招くことが懸念される。

したがって、かかる観点に鑑みてなされた本発明の目的は、部品点数を削減でき、小型化及びコストダウンが図れる電力変換装置を提供することにある。

上記目的を達成する本発明に係る電力変換装置は、
単相高周波電流源と、
該単相高周波電流源から出力される単相高周波電流を３相交流電流に変換する６個のスイッチを有するマトリクスコンバータと、
該マトリクスコンバータから出力される３相交流電流を３相交流電圧に変換して３相負荷に印加する３相コンデンサ回路と、
前記マトリクスコンバータから出力する前記３相交流電流の電流指令ベクトルを算出する電流指令演算部と、
前記電流指令ベクトルに基づいて前記マトリクスコンバータの前記スイッチを制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記単相高周波電流源からの前記単相高周波電流の周波数に同期した制御周期ごとに、前記電流指令ベクトルと当該制御周期の直前の制御周期における出力誤差ベクトルとの和を出力指令ベクトルとして、前記単相高周波電流源からの前記単相高周波電流の向きと前記マトリクスコンバータの前記スイッチの状態とによって決まる７通りの出力可能な電流ベクトルのうち、前記出力指令ベクトルに最も近い電流ベクトルを選択して前記マトリクスコンバータの前記スイッチを制御するとともに、前記選択された電流ベクトルと前記出力指令ベクトルとの差を次の制御周期の出力誤差ベクトルとする、ものである。

前記単相高周波電流源は、直流電圧源と、該直流電圧源の直流電圧を単相交流電圧に変換するインバータ回路と、該インバータ回路と前記マトリクスコンバータとの間に接続された共振回路と、を備え
前記制御部は、前記マトリクスコンバータに所定周波数の単相高周波電流を入力するように前記インバータ回路を制御する、とよい。

前記共振回路は、前記インバータ回路と前記マトリクスコンバータとの間に直列に接続されたコンデンサ及びリアクトルを有する直列共振回路を備え、
前記直列共振回路は、共振周波数が前記所定周波数に設定されている、とよい。

前記共振回路は、前記インバータ回路に直列に接続された第１のコンデンサ及び第１のリアクトルを有する第１の直列共振回路と、前記マトリクスコンバータに直列に接続された第２のコンデンサ及び第２のリアクトルを有する第２の直列共振回路と、を備え、
前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルは磁気的に結合されており、
前記第１の直列共振回路の共振周波数及び前記第２の直列共振回路の共振周波数は前記所定周波数に設定されていてもよい。

本発明によれば、部品点数を削減でき、小型化及びコストダウンが図れる電力変換装置を提供することができる。

第１実施の形態に係る電力変換装置の要部の回路構成図である。 第１実施の形態に係る電力変換装置の動作を説明するベクトル図である。 制御周期１０回ごとに区切って電流ベクトルを割り振る場合の制御例を示す図である。 第２実施の形態に係る電力変換装置の動作を説明するベクトル図である。 図１の単相高周波電流源の一構成例を示す図である。 図１の単相高周波電流源の他の構成例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図を参照して説明する。

（第１実施の形態）
図１は、第１実施の形態に係る電力変換装置の要部の回路構成図である。本実施の形態に係る電力変換装置は、単相高周波電流源１００と、マトリクスコンバータ１２０と、３相コンデンサ回路１４０と、電流指令演算部１６０と、制御部１８０とを備える。

単相高周波電流源１００は、単相の高周波電流を出力する。マトリクスコンバータ１２０は、単相高周波電流源１００から出力される単相高周波電流を３相交流電流に変換するもので、単相高周波電流を入力する各線と３相交流電流を出力する各線との間を結ぶ６個のスイッチ１２１〜１２６を備える。６個のスイッチ１２１〜１２６は、それぞれ半導体スイッチからなる双方向スイッチで構成される。３相コンデンサ回路１４０は、マトリクスコンバータ１２０から出力される３相交流電流を３相交流電圧に変換して３相負荷（図示せず）に印加するもので、マトリクスコンバータ１２０の３相交流電流を出力する各線との間にスター接続された３個のコンデンサ１４１〜１４３を備える。

電流指令演算部１６０は、マトリクスコンバータ１２０から出力する３相交流電流の電流指令ベクトルを算出する。電流指令ベクトルは、公知の手法で算出される。例えば３相負荷が電動機の場合は、例えば回転角速度等の外部指令値と、マトリクスコンバータ１２０の３相の出力電流及び電動機の回転角速度等の検出値とに基づいて算出される。制御部１８０は、電流指令演算部１６０で算出される電流指令ベクトルに基づいてマトリクスコンバータ１２０の６個のスイッチ１２１〜１２６を制御する。

図２は、本実施の形態に係る電力変換装置の動作を説明するマトリクスコンバータ１２０の３相出力電流の静止座標におけるベクトル図である。本実施の形態において、制御部１８０は、電力損失を低減させるために、マトリクスコンバータ１２０のスイッチ１２１〜１２６を電流零点でスイッチングさせる。この場合、マトリクスコンバータ１２０の３相出力に流すことができる電流は、入力される高周波電流の半周期を平均して考えると、高周波電流の向きが正となる半周期では、以下の７通りとなる。すなわち、スイッチ１２１及び１２５が導通した場合の電流ベクトル２１１と、スイッチ１２１及び１２６が導通した場合の電流ベクトル２１２と、スイッチ１２２及び１２６が導通した場合の電流ベクトル２１３と、スイッチ１２２及び１２４が導通した場合の電流ベクトル２１４と、スイッチ１２３及び１２４が導通した場合の電流ベクトル２１５と、スイッチ１２３及び１２５が導通した場合の電流ベクトル２１６と、スイッチ１２１及び１２４が導通又はスイッチ１２２及び１２５が導通又はスイッチ１２３及び１２６が導通した場合の零電流ベクトル２１０との７通りである。

同様に、高周波電流の向きが負となる半周期では、以下の７通りとなる。すなわち、スイッチ１２１及び１２５が導通した場合の電流ベクトル２１４と、スイッチ１２１及び１２６が導通した場合の電流ベクトル２１５と、スイッチ１２２及び１２６が導通した場合の電流ベクトル２１６と、スイッチ１２２及び１２４が導通した場合の電流ベクトル２１１と、スイッチ１２３及び１２４が導通した場合の電流ベクトル２１２と、スイッチ１２３及び１２５が導通した場合の電流ベクトル２１３と、スイッチ１２１及び１２４が導通又はスイッチ１２２及び１２５が導通又はスイッチ１２３及び１２６が導通した場合の零電流ベクトル２１０との７通りである。つまり、マトリクスコンバータ１２０が出力可能な電流ベクトルは、電流ベクトル２１０〜２１６の７通りに制限される。

ここで、電流指令演算部１６０で算出された３相交流電圧を出力するために必要な三相交流電流のある瞬間の静止座標における大きさと向きが、図２の電流指令ベクトル２０２であったとする。この場合、制御部１８０は、例えば、マトリクスコンバータ１２０の出力電流として出力可能な上述の７通りの電流ベクトル２１０〜２１６から、電流指令ベクトル２０２に最も近い電流ベクトル２１２を選択し、該選択した電流ベクトル２１２が得られるようにマトリクスコンバータ１２０のスイッチ１２１〜１２６を制御する。具体的には、スイッチ１２１及び１２６を導通又はスイッチ１２３及び１２４を導通させるように制御する。なお、図２において、隣接する電流ベクトル間の破線は、最も近い電流ベクトルが選択される境界線を示している。

本実施の形態に係る電力変換装置よると、従来の高周波絶縁電流源を用いる電力変換装置において、整流器、平滑コンデンサ及び３相ＰＷＭ変換器を、マトリクスコンバータ１２０と３相コンデンサ１３０とに置き換えることができるので、部品点数を削減でき、全体を小型化することが可能になるとともに、コストダウンが図れる。また、マトリクスコンバータ１２０をゼロ電流でスイッチング動作させることから、電力の変換効率を向上することができる。なお、本実施の形態において、制御部１８０は、ある回数の制御周期ごとに区切って、平均的に電流指令ベクトル２０２に近づけるように電流ベクトルを割り振り、その割り振られた電流ベクトルが得られるようにマトリクスコンバータ１２０のスイッチ１２１〜１２６を制御してもよい。

（第２実施の形態）
ところで、第１実施の形態におけるように、マトリクスコンバータ１２０が出力可能な電流ベクトル２１０〜２１６から、電流指令ベクトル２０２に最も近い電流ベクトルを選択してマトリクスコンバータ１２０を制御すると、電流指令ベクトル２０２によっては電流制御精度が低下する場合がある。また、ある回数の制御周期ごとに区切って、平均的に電流指令ベクトル２０２に近づけるように電流ベクトルを割り振る場合、電流制御精度を高くすると制御遅れが増大する場合がある。例えば、図３（ａ）及び（ｂ）に示すように、制御周期１０回ごとに区切って電流ベクトルを割り振る場合、電流制御精度は例えば５％程度で制御遅れは最大１０制御周期になる。なお、図３（ａ）は電流指令ベクトル２０２を示し、図３（ｂ）は制御周期１０回の入力電流と出力電流ベクトルとの関係を示している。

本発明の第２実施の形態においては、図１に示した構成の電力変換装置において、制御部１８０は図４のベクトル図に示すようにマトリクスコンバータ１２０を制御する。すなわち、制御部１８０は、電流指令演算部１６０から電流指令ベクトル２０２が入力されると、単相高周波電流源１００の電流に同期した制御周期ごとに電流指令ベクトル２０２と当該制御周期の直前の制御周期における出力誤差ベクトル２０３との和を出力指令ベクトル２０４とする。そして、制御部１８０は、単相高周波電流源１００の電流の向きとマトリクスコンバータ１２０のスイッチ１２１〜１２６の状態とによって決まる７通りの出力可能な電流ベクトル２１０〜２１６から、出力指令ベクトル２０４に最も近い電流ベクトル２１１を選択して、該選択した電流ベクトル２１１が得られるようにマトリクスコンバータ１２０のスイッチ１２１〜１２６を制御する。具体的には、スイッチ１２１及び１２５を導通又はスイッチ１２２及び１２４を導通させるように制御する。その後、制御部１８０は、選択された電流ベクトル２１１と出力指令ベクトル２０４との差を新たな出力誤差ベクトル２０５として、次の制御周期でマトリクスコンバータ１２０を制御する。

本実施の形態に係る電力変換装置によると、第１実施の形態の効果に加えて、高い電流制御精度と短い制御遅れ時間とを同時に達成することができる。すなわち、制御周期ごとに出力指令ベクトルを計算して出力の電流ベクトルを選択するので、制御遅れ時間を短くでき、また、誤差ベクトルを次の制御周期で補正するので、高い電流制御精度を達成することができる。

なお、図１に示した電力変換装置において、単相高周波電流源１００は種々の構成が可能であり、例えば図５又は図６に示すように構成することができる。図５に示す単相高周波電流源１００は、直流電圧源１０１と、該直流電圧源１０１の直流電圧を単相交流電圧に変換する４個のスイッチを備えるインバータ回路１０２と、該インバータ回路１０２とマトリクスコンバータ１２０との間に接続された共振回路１０３とを備える。

共振回路１０３は、例えばインバータ回路１０２とマトリクスコンバータ１２０との間に直列に接続されたコンデンサ１０４及びリアクトル１０５を有する直列共振回路で構成される。インバータ回路１０２は、制御部１８０によりマトリクスコンバータ１２０に所定周波数の単相高周波電流を入力するように４個のスイッチのオン／オフが制御される。なお、マトリクスコンバータ１２０に入力される単相高周波電流の所定周波数は、例えば共振回路１０３の共振周波数又はその近傍の周波数に設定するのが、電力変換効率を向上させる点で好ましい。

図６に示す単相高周波電流源１００は、共振回路１１０の構成が図５の共振回路１０３と異なるものである。すなわち、図６に示す共振回路１１０は、インバータ回路１０２に直列に接続された第１のコンデンサ１１１及び第１のリアクトル１１２を有する第１の直列共振回路１１３と、マトリクスコンバータ１２０に直列に接続された第２のコンデンサ１１４及び第２のリアクトル１１５を有する第２の直列共振回路１１６と、を備える。

第１のリアクトル１１２及び第２のリアクトル１１５は、磁気的に結合されている。インバータ回路１０２は、図５の場合と同様に、制御部１８０によりマトリクスコンバータ１２０に所定周波数の単相高周波電流を入力するように制御される。これにより、インバータ回路１０２は所定周波数の単相高周波電圧を出力し、共振回路１０３は単相高周波電圧と９０°の位相差を持つ単相高周波電流をマトリクスコンバータ１２０へ供給する。なお、第１の直列共振回路１１３の共振周波数及び第２の直列共振回路１１６の共振周波数は、例えばマトリクスコンバータ１２０に入力される単相高周波電流の所定周波数に設定するのが、電力変換効率を向上させる点で好ましい。

また、上記実施の形態において、電流指令演算部１６０は、制御部１８０に内蔵されてもよい。

単相高周波電流を３相交流電圧に変換する電力変換装置に適用することができる。

１００ 単相高周波電流源
１０１ 直流電圧源
１０２ インバータ回路
１０３、１１０ 共振回路
１０４ コンデンサ
１０５ リアクトル
１１１ 第１のコンデンサ
１１２ 第１のリアクトル
１１３ 第１の直列共振回路
１１４ 第２のコンデンサ
１１５ 第２のリアクトル
１１６ 第２の直列共振回路
１２０ マトリクスコンバータ
１２１〜１２６ スイッチ
１４０ ３相コンデンサ回路
１４１〜１４３ コンデンサ
１６０ 電流指令演算部
１８０ 制御部
２０２ 電流指令ベクトル
２０３、２０５ 出力誤差ベクトル
２０４ 出力指令ベクトル
２１０〜２１６ 電流ベクトル

Claims (4)

1. 単相高周波電流源と、
   該単相高周波電流源から出力される単相高周波電流を３相交流電流に変換する６個のスイッチを有するマトリクスコンバータと、
   該マトリクスコンバータから出力される３相交流電流を３相交流電圧に変換して３相負荷に印加する３相コンデンサ回路と、
   前記マトリクスコンバータから出力する前記３相交流電流の電流指令ベクトルを算出する電流指令演算部と、
   前記電流指令ベクトルに基づいて前記マトリクスコンバータの前記スイッチを制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   前記単相高周波電流源からの前記単相高周波電流の周波数に同期した制御周期ごとに、前記電流指令ベクトルと当該制御周期の直前の制御周期における出力誤差ベクトルとの和を出力指令ベクトルとして、前記単相高周波電流源からの前記単相高周波電流の向きと前記マトリクスコンバータの前記スイッチの状態とによって決まる７通りの出力可能な電流ベクトルのうち、前記出力指令ベクトルに最も近い電流ベクトルを選択して前記マトリクスコンバータの前記スイッチを制御するとともに、前記選択された電流ベクトルと前記出力指令ベクトルとの差を次の制御周期の出力誤差ベクトルとする、電力変換装置。
2. 前記単相高周波電流源は、直流電圧源と、該直流電圧源の直流電圧を単相交流電圧に変換するインバータ回路と、該インバータ回路と前記マトリクスコンバータとの間に接続された共振回路と、を備え
   前記制御部は、前記マトリクスコンバータに所定周波数の単相高周波電流を入力するように前記インバータ回路を制御する、ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記共振回路は、前記インバータ回路と前記マトリクスコンバータとの間に直列に接続されたコンデンサ及びリアクトルを有する直列共振回路を備え、
   前記直列共振回路は、共振周波数が前記所定周波数に設定されている、ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記共振回路は、前記インバータ回路に直列に接続された第１のコンデンサ及び第１のリアクトルを有する第１の直列共振回路と、前記マトリクスコンバータに直列に接続された第２のコンデンサ及び第２のリアクトルを有する第２の直列共振回路と、を備え、
   前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルは磁気的に結合されており、
   前記第１の直列共振回路の共振周波数及び前記第２の直列共振回路の共振周波数は前記所定周波数に設定されている、ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。

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