WO2007117011A1 - 放電管点灯装置 - Google Patents

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Kengo Kimura
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Sanken Electric Co., Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a discharge tube lighting device that lights a discharge tube such as a cold cathode fluorescent discharge tube (CCFL), and more particularly to a technique for preventing an abnormal state caused by stray capacitance.
  • CCFL cold cathode fluorescent discharge tube
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional discharge tube lighting device.
  • a switching circuit 1 in which four switching elements Q1 to Q4 are bridge-connected is provided between a DC power source Vcc and a common potential (for example, ground).
  • Switching elements Q2 and Q4 are composed of N-channel MOS, and switching elements Q1 and Q3 are composed of P-channel MOS power!
  • the output of the bridged switching circuit 1 is connected to the primary winding P1 of the first transformer T1 via the resonance capacitor C1, and the primary winding P2 of the second transformer T2 via the resonance capacitor C2. It is connected to the.
  • One end of secondary winding S1 of first transformer T1 is connected to one electrode of cold cathode fluorescent discharge tube (hereinafter simply referred to as "discharge tube") 2, and the other end of secondary winding S1 is Connected to a common potential via the current detection resistor R1.
  • the other electrode of the discharge tube 2 is connected to one end of the secondary winding S2 of the second transformer T2, and the other end of the secondary winding S2 of the second transformer T2 is connected to a common potential via the current detection resistor R2. Connected.
  • the current flowing through the secondary winding S1 of the first transformer T1 is detected as a voltage generated by the resistor R1, and the current flowing through the secondary winding S2 of the second transformer T2 is generated by the resistor R2. (The details will be described later).
  • the voltage generated by the resistor R1 is transmitted to the error amplifier 3 via the diode D1, and the voltage generated by the resistor R2 is transmitted to the error amplifier 3 via the diode D3.
  • the error amplifier 3 compares the voltage transmitted from the resistor R1 via the diode D1 or the voltage transmitted from the resistor R2 via the diode D3 with the internally generated reference voltage, and Send error voltage to PWM comparator 5.
  • PWM comparator 5 has three By comparing the triangular wave generated by the square wave generator 4 with the error voltage sent from the error amplifier 3, a pulse signal having a pulse width corresponding to the error voltage is generated. In other words, when the error voltage is large, a pulse signal with a wide nors width is generated, and when the error voltage is small, a pulse signal with a narrow pulse width is generated. The pulse signal generated by the PWM comparator 5 is sent to the frequency divider 6.
  • the frequency divider 6 divides the pulse signal sent from the PWM comparator 5, divides it into two drive signals for each pulse, and sends them to the first driver 7 and the second driver 8, respectively.
  • the first driver 7 sends an output from the frequency divider 6 to the switching element Q1 as a drive signal, and sends a signal obtained by inverting the phase of the output from the frequency divider 6 to the switching element Q2.
  • the second driver 8 sends the output from the frequency divider 6 to the switching element Q3 as a drive signal, and sends the signal obtained by inverting the phase of the output from the frequency divider 6 to the switching element Q4 as the drive signal.
  • the period in which switching elements Q1 and Q4 are simultaneously turned on and the period in which switching elements Q2 and Q3 are simultaneously turned on are determined based on the voltages detected by resistors R1 and R2, and switching The period when the switching elements Q1 and Q4 are simultaneously turned on and the period when the switching elements Q2 and Q3 are simultaneously turned on are alternately created, without the elements Q1 and Q2 or the switching elements Q3 and Q4 being simultaneously turned on.
  • the operation of the conventional discharge tube lighting device configured as described above will be described.
  • the switching elements Q1 and Q4 are turned on, the current supplied from the DC power supply Vcc follows the switching element Q1, the capacitor C1, the primary winding P1, the switching element Q4, and the common potential line.
  • the voltage is applied to the capacitor C1 and the primary winding P1 of the first transformer T1.
  • resonance occurs due to the inductance of the primary winding P1 of the capacitor C1 and the first transformer T1, and the current waveform becomes sinusoidal.
  • the secondary winding S1 of the first transformer T1 and the secondary winding S2 of the second transformer T2 generate sinusoidal high voltages Voutl and Vout2 that are opposite to each other. Therefore, on the secondary side, the secondary winding S1 of the first transformer T1, the discharge tube 2, the secondary winding S2 of the second transformer T2, the resistor R2, the resistor R1, the secondary winding of the first transformer T1 A current flows in the direction A along the path I 'extending along S1, and the discharge tube 2 is turned on.
  • a current flows from the DC power source Vcc along a path extending along the primary winding P2, the capacitor C2, the switching element Q2, and the common potential line of the switching element Q3 and the second transformer T2, and the capacitor C2 and the second transformer Since a voltage is applied to the primary winding P2 of the transformer T2 in the positive direction, a positive phase sinusoidal high voltage is generated on the secondary winding S2 of the second transformer T2.
  • the secondary winding S2 of the second transformer T2 On the secondary side, the secondary winding S2 of the second transformer T2, the discharge tube 2, the secondary winding S1 of the first transformer T1, the resistance R1, the resistance R2, the secondary winding S2 of the second transformer T2 A route extending along I and B
  • the resistor R2 since the resistor R2 generates a voltage that biases the diode D3 in the reverse direction, the diode D3 is turned off and no voltage is output.
  • a current detection signal obtained by alternately synthesizing the voltages generated by the resistor R1 and the resistor R2 is input to the error amplifier 3, and the switching element Q1 is generated by the pulse signal generated by the PWM comparator 5 based on the current detection signal.
  • ⁇ Q4 is turned on and off. As a result, the current flowing through the discharge tube 2 is controlled to be constant. It is.
  • the current flowing in the discharge tube 2 is controlled by the voltage generated in the resistors R1 and R2, the current flowing in the discharge tube 2 decreases as the leakage current increases, and the required luminance cannot be ensured.
  • the discharge tube lighting device supplies an extra current by the amount of the leakage current, and the discharge tube lighting device may be overloaded.
  • the conventional discharge tube lighting device described above cannot solve these problems and continues to operate as it is.
  • Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-17287 discloses a power supply device for cold cathode discharge tube lighting with a ground fault protection function in which malfunction due to leakage current hardly occurs in high-frequency power lighting. Is disclosed.
  • This power supply device for lighting a cold cathode discharge tube with a ground fault protection function is provided with a center tap on the secondary winding, and when a leak current occurs, the center tap potential fluctuates with respect to the common potential. Detects the presence or absence of current and stops the inverter.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a discharge tube lighting device that can eliminate anomalies caused by leakage current with a simple structure.
  • the discharge tube lighting device converts a DC power source into high-frequency power.
  • a first inverter that converts, a second inverter that converts the DC power into high-frequency power having a phase opposite to that of the first inverter, one output terminal of the first inverter, and one output terminal of the second inverter A first current detector provided between the discharge tube connected between the first output inverter and the other output terminal of the first inverter and a common potential, wherein the first current detection element and the second current detection element are A second current detector provided between the other output terminal of the second inverter and the common potential, wherein the third current detection element and the fourth current detection element are connected in series; A connection point where the first current detection element and the second current detection element are connected; a connection point where the third current detection element and the fourth current detection element are connected; A protection circuit commonly connected to A current abnormality is detected on the basis of a signal obtained by combining the output of the second current detection element and the output of the fourth current detection
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a general both-end high-voltage discharge tube lighting device.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of a double-sided high-pressure type discharge tube lighting device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit configuration of a double-sided high-pressure type discharge tube lighting device according to an embodiment of the present invention.
  • a switching circuit 1 in which four switching elements Q1 to Q4 are bridge-connected is provided between a DC power source Vcc and a common potential (for example, ground).
  • Switching elements Q2 and Q4 are composed of N-channel MOS, and switching elements Q1 and Q3 are composed of P-channel MOS.
  • the output of the switching circuit 1 is connected to the primary winding P1 of the first transformer T1 via the resonance capacitor C1 and to the primary winding P2 of the second transformer T2 via the resonance capacitor C2. ing.
  • the first inverter of the present invention corresponds to the switching circuit 1 and the first transformer T1
  • the second inverter corresponds to the switching circuit 1 and the second transformer T2.
  • One end of the secondary winding S1 of the first transformer T1 is connected to one electrode of the discharge tube 2, and the secondary winding T1
  • the other end of the line S1 is connected to a common potential via a resistor R3 for current detection (corresponding to the first current sensing element of the present invention) and a resistor R5 (corresponding to the second current sensing element of the present invention).
  • the series circuit composed of the resistor R3 and the resistor R5 corresponds to the first current detection circuit of the present invention.
  • the other electrode of the discharge tube 2 is connected to one end of the secondary winding S2 of the second transformer T2, and the other end of the secondary winding S2 of the second transformer T2 is connected to the resistor R4 (current detection resistor). It is connected to a common potential via a third current detection element of the invention and a resistor R6 (corresponding to the fourth current detection element of the present invention).
  • the series circuit including the resistor R4 and the resistor R6 corresponds to the second current detection circuit of the present invention.
  • the resistance value of the resistor R3 and the resistance value of the resistor R4 are set to be equal.
  • the resistance value of the resistor R5 and the resistance value of the resistor R6 are set to be equal.
  • the first connection point which is the connection point between the resistors R3 and R5, and the second connection point, which is the connection point between the resistors R4 and R6, are connected to each other and to the anode of the diode D5.
  • the power sword of diode D5 is connected to protection circuit 9.
  • the protection circuit 9 generates a control signal and sends it to the PWM comparator 5 to stop the operation of the PWM comparator 5 when the signal sent from the diode D5 is equal to or higher than a predetermined voltage.
  • the current flowing through the secondary winding S1 of the first transformer T1 is detected as a voltage generated by the resistor R3, and the current flowing through the secondary winding S2 of the second transformer T2 is generated by the resistor R4. Is detected as a voltage.
  • the voltage generated by the resistor R3 is transmitted to the error amplifier 3 via the diode D1, and the voltage generated by the resistor R4 is transmitted to the error amplifier 3 via the diode D3.
  • the error amplifier 3 compares the voltage transmitted from the resistor R3 via the diode D1 or the voltage transmitted from the resistor R4 via the diode D3 with the internally generated reference voltage, and Send error voltage to PWM comparator 5.
  • the discharge tube 2 is turned on, along with the secondary winding S1 of the first transformer T1, the stray capacitance Crl, the resistance R5 (and the resistance R6), the resistance R3, and the secondary winding S1 of the first transformer T1.
  • Extending path I
  • the current flowing through the discharge tube 2 flows through the resistance R3 and the resistance R4 for current detection, but the leakage current is impedance R3 and the resistance R5 (the force that also flows through the resistance R6 because the path through the resistance R6 is long. Will be less than the current flowing through resistor R5), and a voltage across resistor R5 will be generated.
  • the leakage current may be detected by the voltage generated in the resistor R5, in the embodiment shown in FIG. 2, the diode D5 is reverse-biased, and the voltage generated in the resistor R5 is not transmitted to the protection circuit 9.
  • the voltage Vout2 is generated in the secondary winding S2 of the second transformer T2, which is higher than the common potential, and is common to the secondary winding S1 of the first transformer T1.
  • a voltage Voutl lower than the potential is generated. Therefore, the secondary winding S2 of the second transformer T2, the discharge tube 2, the secondary winding S1, the resistor R3, the resistor R4 of the first transformer T1, and the path extending along the secondary winding S2 of the second transformer T2.
  • a leakage current flows in the direction B along the path I extending along the line S 1.
  • the current flowing through the discharge tube 2 flows through the resistor R3 and the resistor R4 for current detection. Will rise and will be less than the current through resistor R5), creating a voltage across resistor R5.
  • the voltage generated in resistor R5 enters protection circuit 9 via diode D5. And is compared with the reference voltage in the protection circuit 9. Normally, even if a leak current occurs, the current is small, so the voltage generated in resistor R5 is less than the reference voltage of protection circuit 9, and protection circuit 9 does not output an abnormal signal.
  • the protection circuit 9 When the voltage generated in the resistor R5 reaches the reference voltage of the protection circuit 9, the protection circuit 9 outputs an abnormal signal and stops the PWM comparator 5. As a result, the first inverter and the second inverter are stopped. As described above, if the leakage current increases due to an abnormal distance between the electrode of the discharge tube 2 and the housing, the first inverter and the second inverter can be safely stopped.
  • the discharge tube 2 is turned on, and the path extending along the secondary winding S2 of the second transformer T2, the resistance R4, the resistance R6 (resistance R5), the stray capacitance Cr2, and the secondary winding S2 of the second transformer T2.
  • A leak current I flows in the direction.
  • the leakage current generates mainly at resistor R6.
  • the first inverter and the second inverter are stopped. As described above, when the leakage current increases and exceeds a predetermined current value based on the reference voltage built in the protection circuit 9, the first inverter and the second inverter can be safely stopped.
  • the phase of the output of the first inverter and the output of the second inverter are inverted and connected to the discharge tube 2 in series to supply power.
  • the output of the first inverter and the output of the second inverter must be synchronized (the phase is completely reversed).
  • the resistor R5 and the resistor R6 are connected in parallel, only one can operate. Force Since the current flowing through them is high-frequency, if the path of the leak current is long, the impedance may increase and the leak current may not be detected. As a countermeasure, place a detection resistor in the vicinity of each transformer. As a result, the leakage current can be reliably detected.
  • the present invention when leakage current does not occur, the force of current flowing only through the first current detection element and the third current detection element.
  • the second current detection element and the fourth current detection element When leakage current occurs, the second current detection element and the fourth current detection element. Leakage current also flows. Therefore, the leak current can be reliably detected with a simple configuration in which only the second current detection element and the fourth current detection element through which only the leak current flows are provided. As a result, it is possible to eliminate anomalies caused by an increase in leakage current despite the simple structure.
  • the discharge tube lighting device according to the present invention can be used for a large-screen display device.

Landscapes

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Abstract

　第１インバータと、第１インバータと逆位相の電圧を出力する第２インバータと、第１インバータ及び第２インバータの各一方の出力端子間に接続された放電管と、第１インバータの他方の出力端子と共通電位との間に設けられ第１電流検出素子と第２電流検出素子とが直列接続された第１電流検出回路と、第２インバータの他方の出力端子と共通電位との間に設けられ第３電流検出素子と第４電流検出素子とが直列接続された第２電流検出回路と、第２電流検出要素の出力と第４電流検出要素の出力とを合成した信号に基づいて電流異常を検出し、第１インバータ及び第２インバータの動作を停止させる保護回路とを具備する。

Description

放電管点灯装置
技術分野
[0001] 本発明は、例えば冷陰極蛍光放電管（CCFL： Cold Cathode Fluorescent Lamp)な どの放電管を点灯させる放電管点灯装置に関し、特に、浮遊容量に起因する異常状 態を防止する技術に関する。
背景技術
[0002] 図 1は、従来の放電管点灯装置の回路構成を示す図である。この放電管点灯装置 では、直流電源 Vccと共通電位 (例えばグランド）との間には、 4個のスイッチング素 子 Q1〜Q4がブリッジ接続されたスイッチング回路 1が設けられている。スイッチング 素子 Q2及び Q4は Nチャンネル MOSから構成されており、スイッチング素子 Q1及び Q3は Pチャンネル MOS力 構成されて!、る。ブリッジ接続されたスイッチング回路 1 の出力は、共振コンデンサ C 1を介して第 1トランス T1の一次卷線 P 1に接続されると ともに、共振コンデンサ C2を介して第 2トランス T2の一次卷線 P2に接続されている。
[0003] 第 1トランス T1の二次卷線 S1の一端は冷陰極蛍光放電管（以下、単に「放電管」と いう） 2の一方の電極に接続され、二次卷線 S1の他端は電流検出用の抵抗 R1を介 して共通電位に接続されて 、る。放電管 2の他方の電極は第 2トランス T2の二次卷 線 S2の一端に接続され、第 2トランス T2の二次卷線 S2の他端は電流検出用の抵抗 R2を介して共通電位に接続されて 、る。
[0004] 第 1トランス T1の二次卷線 S1に流れる電流は、抵抗 R1で発生される電圧として検 出され、第 2トランス T2の二次卷線 S2に流れる電流は、抵抗 R2で発生される電圧と して検出される（詳細は後述)。抵抗 R1で発生された電圧は、ダイオード D1を介して 誤差増幅器 3に伝達され、抵抗 R2で発生された電圧は、ダイオード D3を介して誤差 増幅器 3に伝達される。
[0005] 誤差増幅器 3は、抵抗 R1からダイオード D1を介して伝達されてくる電圧または抵 抗 R2からダイオード D3を介して伝達されてくる電圧と内部で発生される基準電圧と を比較し、その誤差電圧を PWMコンパレータ 5へ送る。 PWMコンパレータ 5は、三 角波発生器 4で発生された三角波と誤差増幅器 3から送られてくる誤差電圧とを比較 することにより、誤差電圧に応じたパルス幅を有するパルス信号を生成する。つまり、 誤差電圧が大き ヽ時はノルス幅を広くし、小さ ヽ時はパルス幅を狭くしたパルス信号 を生成する。この PWMコンパレータ 5で生成されたパルス信号は分周器 6に送られ る。
[0006] 分周器 6は、 PWMコンパレータ 5から送られてくるパルス信号を分周し、 1パルス毎 に 2つのドライブ信号に分けて第 1ドライバ 7及び第 2ドライバ 8にそれぞれ送る。第 1 ドライバ 7は、分周器 6からの出力をスイッチング素子 Q1へ駆動信号として送り、分周 器 6からの出力を位相反転させた信号をスイッチング素子 Q2へ駆動信号として送る 。第 2ドライバ 8では、分周器 6からの出力をスイッチング素子 Q3へ駆動信号として送 り、分周器 6からの出力を位相反転させた信号をスイッチング素子 Q4へ駆動信号とし て送る。
[0007] この結果、スイッチング素子 Q1と Q4が同時にオンする期間と、スイッチング素子 Q 2と Q3が同時にオンする期間が、抵抗 R1及び抵抗 R2で検出された電圧に基づ ヽ て決定され、スイッチング素子 Q1と Q2又はスイッチング素子 Q3と Q4が同時にオン することはなぐスイッチング素子 Q1及び Q4が同時にオンする期間とスイッチング素 子 Q2及び Q3が同時にオンする期間が交互に作られる。
[0008] 次に、上記のように構成される従来の放電管点灯装置の動作を説明する。まず、ス イッチング素子 Q1及び Q4がオンすると、直流電源 Vccから供給される電流は、スィ ツチング素子 Q1,コンデンサ C1,第 1トランス T1の一次卷線 P1,スイッチング素子 Q 4,共通電位線に沿って延びる経路を流れ、コンデンサ C1及び第 1トランス T1の一 次卷線 P1に電圧が印加される。その結果、コンデンサ C1及び第 1トランス T1の一次 卷線 P 1のインダクタンスにより共振し、電流の波形は正弦波状になる。
[0009] 同様に、スイッチング素子 Q1及び Q4がオンすると、直流電源 Vccから供給される 電流は、スイッチング素子 Q1,コンデンサ C2,第 2トランス T2の一次卷線 P2,スイツ チング素子 Q4,共通電位線に沿って延びる経路を流れ、コンデンサ C2及び第 2トラ ンス T2の一次卷線 P2に電圧が印加される。その結果、コンデンサ C2及び第 2トラン ス T2の一次卷線 P2のインダクタンスにより共振し、電流の波形は正弦波状になる。 [0010] 第 1トランス Tlの二次卷線 SI及び第 2トランス T2の二次卷線 S2は、放電管 2を点 灯させるのに足る高電圧が発生するように巻かれているので、第 1トランス T1の二次 卷線 S1及び第 2トランス T2の二次卷線 S2には相互に逆相の正弦波状の高電圧 Vo utl及び Vout2がそれぞれ発生する。このため、二次側では、第 1トランス T1の二次 卷線 S1,放電管 2,第 2トランス T2の二次卷線 S2,抵抗 R2,抵抗 R1,第 1トランス T 1の二次卷線 S1に沿って延びる経路 I 'を A方向に電流が流れ、放電管 2を点灯さ
P
せる。このとき、抵抗 R2には放電管 2に流れる電流に比例した電圧が発生しダイォー ド D3を介して誤差増幅器 3に伝達される。一方、抵抗 R1にはダイオード D1を逆方 向にバイアスする電圧が発生するのでダイオード D1はオフし、電圧を出力しない。
[0011] 次に、スイッチング素子 Q2及び Q3がオンすると、直流電源 Vccから、スイッチング 素子 Q3,第 1トランス T1の一次卷線 P1,コンデンサ C1,スイッチング素子 Q2,共通 電位線に沿って延びる経路を電流が流れ、コンデンサ C1及び第 1トランス T1の一次 卷線 P1に逆方向に電圧が印加されるので、第 1トランス T1の二次卷線 S1には逆位 相の正弦波状の高電圧が発生する。
[0012] また、直流電源 Vccから、スイッチング素子 Q3,第 2トランス T2の一次卷線 P2,コ ンデンサ C2,スイッチング素子 Q2,共通電位線に沿って延びる経路を電流が流れ、 コンデンサ C2及び第 2トランス T2の一次卷線 P2に正方向に電圧が印加されるので 、第 2トランス T2の二次卷線 S2には正位相の正弦波状の高電圧が発生する。
[0013] 二次側では、第 2トランス T2の二次卷線 S2,放電管 2,第 1トランス T1の二次卷線 S1,抵抗 R1,抵抗 R2,第 2トランス T2の二次卷線 S2に沿って延びる経路を I，を B
P
方向に電流が流れ、放電管 2を点灯させる。このとき、抵抗 R1には放電管 2に流れる 電流に比例した電圧が発生され、ダイオード D1を介して誤差増幅器 3に伝達される
[0014] 一方、抵抗 R2はダイオード D3を逆方向にバイアスする電圧が発生するので、ダイ オード D3はオフし、電圧を出力しない。この結果、誤差増幅器 3には、抵抗 R1及び 抵抗 R2で発生する電圧を交互に合成した電流検出信号が入力され、この電流検出 信号に基づいて PWMコンパレータ 5で生成されたパルス信号によってスイッチング 素子 Q1〜Q4がオンオフされる。これにより、放電管 2に流れる電流が一定に制御さ れる。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0015] 以上のように構成される従来の放電管点灯装置では、放電管 2を点灯させるために 、高周波で高電圧の出力が発生される。このため、高電圧部の近傍の導電体や筐体 との距離が異常に近くなると、浮遊容量 Crl及び Cr2が大きくなり、これらの浮遊容量 Crl及び Cr2を介してリーク電流 I ，および I ，が増加する。この放電管点灯装置で
し 1 し 2
は、抵抗 R1及び抵抗 R2に発生した電圧により放電管 2に流れる電流を制御している ので、リーク電流が大きくなると放電管 2に流れる電流が減少し、必要な輝度を確保 できなくなる。
[0016] また、放電管 2の輝度を確保するために、放電管点灯装置はリーク電流分だけ余分 に電流を供給することになり、放電管点灯装置が過負荷になることがある。上述した 従来の放電管点灯装置では、これらの問題を解決することができず、そのまま動作を 継続する。
[0017] このような問題を解決するために、日本国特開 2003— 17287号公報には、高周波 電力点灯において、漏洩電流による誤動作が生じ難い地絡保護機能付冷陰極放電 管点灯用電源装置が開示される。この地絡保護機能付冷陰極放電管点灯用電源装 置は、二次卷線にセンタタップを設け、リーク電流が発生するとセンタタップの電位が 共通電位に対して変動することを利用してリーク電流の有無を検出し、インバータを 停止させる。
[0018] 課題を解決するための手段
し力しながら、特許文献 1に記載された装置では、トランスをセンタタップにするので トランスの構造が複雑になって大きくなり、また、センタタップの電位変動を検出する 回路の構成が難しくなる等の問題点がある。
[0019] 本発明は、上述した問題を解消するためになされたものであり、その課題は、簡単 な構造でリーク電流に起因する異常を排除できる放電管点灯装置を提供することに ある。
[0020] 本発明の技術的側面によれば、放電管点灯装置は、直流電源を高周波電力に変 換する第 1インバータと、前記直流電源を前記第 1インバータと逆位相の高周波電力 に変換する第 2インバータと、前記第 1インバータの一方の出力端子と前記第 2イン バータの一方の出力端子との間に接続された放電管と、前記第 1インバータの他方 の出力端子と共通電位との間に設けられる第 1電流検出器であって、第 1電流検出 要素と第 2電流検出要素とが直列接続されてなるものと、前記第 2インバータの他方 の出力端子と前記共通電位との間に設けられる第 2電流検出器であって、第 3電流 検出要素と第 4電流検出要素とが直列接続されてなるものと、前記第 1電流検出要 素と前記第 2電流検出要素とが接続された接続点と前記第 3電流検出要素と前記第 4電流検出要素とが接続された接続点とに共通に接続される保護回路であって、前 記第 2電流検出要素の出力と前記第 4電流検出要素の出力とを合成した信号に基 づいて電流異常を検出し、前記第 1インバータ及び前記第 2インバータの動作を停 止させるものとを具備することを特徴とする。
図面の簡単な説明
[0021] [図 1]図 1は、一般的な両端高圧型の放電管点灯装置の回路構成を示す図である。
[図 2]図 2は、本発明の実施例に係る両端高圧型の放電管点灯装置の回路構成を示 す図である。
発明を実施するための最良の形態
[0022] 以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
[0023] 図 2は、本発明の実施例に係る両端高圧型の放電管点灯装置の回路構成を示す 図である。この放電管点灯装置では、直流電源 Vccと共通電位 (例えばグランド)との 間には、 4個のスイッチング素子 Q1〜Q4がブリッジ接続されたスイッチング回路 1が 設けられて 、る。スイッチング素子 Q2及び Q4は Nチャンネル MOSから構成されて おり、スイッチング素子 Q1及び Q3は Pチャンネル MOS力 構成されている。
[0024] スイッチング回路 1の出力は、共振コンデンサ C1を介して第 1トランス T1の一次卷 線 P1に接続されるとともに、共振コンデンサ C2を介して第 2トランス T2の一次卷線 P 2に接続されている。本発明の第 1インバータは、スイッチング回路 1及び第 1トランス T1に対応し、第 2インバータは、スイッチング回路 1及び第 2トランス T2に対応する。
[0025] 第 1トランス T1の二次卷線 S1の一端は放電管 2の一方の電極に接続され、二次卷 線 S 1の他端は電流検出用の抵抗 R3 (本発明の第 1電流検出要素に対応)及び抵 抗 R5 (本発明の第 2電流検出要素に対応)を介して共通電位に接続されている。抵 抗 R3及び抵抗 R5から成る直列回路は、本発明の第 1電流検出回路に対応する。
[0026] 放電管 2の他方の電極は第 2トランス T2の二次卷線 S2の一端に接続され、第 2トラ ンス T2の二次卷線 S2の他端は電流検出用の抵抗 R4 (本発明の第 3電流検出要素 に対応)及び抵抗 R6 (本発明の第 4電流検出要素に対応)を介して共通電位に接続 されている。抵抗 R4及び抵抗 R6から成る直列回路は、本発明の第 2電流検出回路 に対応する。抵抗 R3の抵抗値と抵抗 R4の抵抗値とは等しくなるように設定される。ま た、抵抗 R5の抵抗値と抵抗 R6の抵抗値とは等しくなるように設定される。抵抗 R3と 抵抗 R5の接続点である第 1接続点と、抵抗 R4と抵抗 R6の接続点である第 2接続点 とは相互に接続されるとともに、ダイオード D5のアノードに接続されている。ダイォー ド D5の力ソードは、保護回路 9に接続されている。保護回路 9は、ダイオード D5から 送られてくる信号が所定電圧以上である場合に、制御信号を生成して PWMコンパレ ータ 5に送り、 PWMコンパレータ 5の動作を停止させる。
[0027] 第 1トランス T1の二次卷線 S1に流れる電流は、抵抗 R3で発生される電圧として検 出され、第 2トランス T2の二次卷線 S2に流れる電流は、抵抗 R4で発生される電圧と して検出される。抵抗 R3で発生された電圧は、ダイオード D1を介して誤差増幅器 3 に伝達され、抵抗 R4で発生された電圧は、ダイオード D3を介して誤差増幅器 3に伝 達される。
[0028] 誤差増幅器 3は、抵抗 R3からダイオード D1を介して伝達されてくる電圧または抵 抗 R4からダイオード D3を介して伝達されてくる電圧と内部で発生される基準電圧と を比較し、その誤差電圧を PWMコンパレータ 5へ送る。
[0029] なお、 PWMコンパレータ 5、三角波発生器 4、分周器 6、第 1ドライバ 7及び第 2ドラ ィバ 8の構成は、図 1に示すそれらの構成と同一であるので、ここでは、その詳細は省 略する。
[0030] また、図 2に示す本発明における放電管点灯装置の通常の動作は、図 1に示す一 般的な放電管点灯装置の通常の動作と同様であるのでその説明は省略する。
[0031] ここでは、リーク電流が発生した場合の動作について説明する。例として、放電管 2 の第 1トランス Tlに接続された電極付近に存在する浮遊容量 Crlによってリーク電流 が流れた場合の動作を説明する。
[0032] まず、スイッチング素子 Q1及び Q4がオンすると、上述した一次側の動作によって、 第 1トランス T1の二次卷線 S1には共通電位より高い電圧 Voutlが発生し、第 2トラン ス T2の二次卷線 S2は第 1トランス T1の二次卷線 S1とは逆向きに巻いてあるので、 二次卷線 S2には共通電位より低い電圧 Vout2が発生する。このため、二次側では、 第 1トランス T1の二次卷線 S1,放電管 2,第 2トランス T2の二次卷線 S2,抵抗 R4, 抵抗 R3,第 1トランス T1の二次卷線 S1に沿って延びる経路 Iを A方向に電流が流
P
れ、放電管 2を点灯させるとともに、第 1トランス T1の二次卷線 S1,浮遊容量 Crl,抵 抗 R5 (及び抵抗 R6) ,抵抗 R3,第 1トランス T1の二次卷線 S1に沿って延びる経路 I
し を A方向にリーク電流が流れる。
[0033] 放電管 2を流れる電流は、電流検出用の抵抗 R3及び抵抗 R4を流れるが、リーク電 流は抵抗 R3及び抵抗 R5 (抵抗 R6にも流れる力 抵抗 R6を通る経路は長いのでィ ンピーダンスが上り、抵抗 R5を流れる電流より少なくなる）を流れるので、抵抗 R5〖こ 電圧が発生する。抵抗 R5に発生した電圧でリーク電流を検出しても良いが、図 2〖こ 示した実施例ではダイオード D5が逆バイアスになり、抵抗 R5に発生した電圧は保護 回路 9へは伝達されない。
[0034] 次に、スイッチング素子 Q2及び Q3がオンすると、第 2トランス T2の二次卷線 S2に 共通電位より高 、電圧 Vout2が発生し、第 1トランス T1の二次卷線 S 1に共通電位よ り低い電圧 Voutlが発生する。このため、第 2トランス T2の二次卷線 S2,放電管 2, 第 1トランス T1の二次卷線 S1,抵抗 R3,抵抗 R4,第 2トランス T2の二次卷線 S2に 沿って延びる経路を B方向に電流が流れて放電管 2を点灯させるとともに、第 1トラン ス T1の二次卷線 S1,抵抗 R3,抵抗 R5 (抵抗 R6) ,浮遊容量 Crl,第 1トランス Tlの 二次卷線 S 1に沿って延びる経路 I を B方向にリーク電流が流れる。
し 1
[0035] 放電管 2を流れる電流は、電流検出用の抵抗 R3及び抵抗 R4を流れるが、リーク電 流は抵抗 R3及び抵抗 R5 (抵抗 R6にも流れる力 抵抗 R6を通る経路は長いのでィ ンピーダンスが上り、抵抗 R5を流れる電流より少なくなる）を流れるので、抵抗 R5〖こ 電圧が発生する。抵抗 R5に発生した電圧は、ダイオード D5を介して保護回路 9に入 力され、保護回路 9で基準電圧と比較される。通常の場合、リーク電流が発生しても 電流は少ないので、抵抗 R5に発生した電圧は、保護回路 9の基準電圧以下となり、 保護回路 9は異常信号を出力しない。
[0036] 浮遊容量 Crlが増えると、リーク電流が増加し抵抗 R5に発生した電圧が上昇する。
抵抗 R5に発生した電圧が保護回路 9の基準電圧に達すると、保護回路 9は異常信 号を出力し、 PWMコンパレータ 5を停止させる。この結果、第 1インバータ及び第 2ィ ンバータが停止する。このように、放電管 2の電極と筐体との距離が異常に近くなるな どで、リーク電流が増加すると、安全に第 1インバータ及び第 2インバータを停止させ ることがでさる。
[0037] また、放電管 2の第 2トランス T2に接続された電極付近に存在する浮遊容量 Cr2が 増大してリーク電流が流れる場合は、スイッチング素子 Q1及び Q4がオンしたとき、第 1トランス T1の二次卷線 S1,放電管 2,第 2トランス T2の二次卷線 S2,抵抗 R4,抵 抗 R3,第 1トランス T1の二次卷線 S1に沿って延びる経路 Iを A方向に電流が流れ
P
て放電管 2を点灯させるとともに、第 2トランス T2の二次卷線 S2,抵抗 R4,抵抗 R6 ( 抵抗 R5) ,浮遊容量 Cr2,第 2トランス T2の二次卷線 S2に沿って延びる経路を A，方 向にリーク電流 I が流れる。この場合は、リーク電流によって主に抵抗 R6に発生す
し 2
る電圧を保護回路 9で検出し、保護回路 9に内蔵された基準電圧に達すると、第 1ィ ンバータ及び第 2インバータを停止させる。このように、リーク電流が増加し、保護回 路 9に内蔵された基準電圧に基づく所定の電流値以上になると、安全に第 1インバー タ及び第 2インバータを停止させることができる。
[0038] 上述した本施例に係る放電管点灯装置では、第 1インバータの出力と第 2インバー タの出力との位相を反転させて放電管 2に直列に接続して電力を供給するので、第 1 インバータの出力と第 2インバータの出力は同期している（完全に位相が反転してい る）必要がある。
[0039] これに対し、 1つのインバータを用い、出力の位相が逆になる 2個のトランスを使用 して第 1インバータの出力及び第 2インバータの出力とするように構成することもでき、 この場合は構成が簡単になる。
[0040] なお、抵抗 R5及び抵抗 R6は並列に接続されるので、 1つだけでも動作可能である 力 これらに流れる電流は高周波であるので、リーク電流の経路が長くなるとインピー ダンスが増加してリーク電流を検出できないことがある。この対策としては、各トランス の近傍に検出抵抗をそれぞれ配置すればょ ヽ。これによりリーク電流を確実に検出 できる。
[0041] 発明の効果
本発明によれば、リーク電流が発生しない場合は、第 1電流検出素子及び第 3電流 検出素子だけに電流が流れる力 リーク電流が発生した場合は、第 2電流検出素子 及び第 4電流検出素子にもリーク電流が流れる。したがって、リーク電流だけが流れ る第 2電流検出素子及び第 4電流検出素子を設けるだけといった簡単な構成により、 リーク電流を確実に検出できる。これにより、簡単な構造であるにも拘らずリーク電流 の増加に起因する異常を排除できる。
[0042] さらに、 1つのスイッチング回路と 2つのトランスとで放電管を制御するように構成す れば構成がさらに簡単になる。
[0043] 産業上の利用可能性
本発明に係る放電管点灯装置は、大画面のディスプレイ装置に利用可能である。
[0044] (米国指定）
本国際特許出願は米国指定に関し、 2006年 4月 12日に出願された日本国特許 出願第 2006 - 110007号（2006年 4月 12日出願）につ 、て米国特許法第 119条（ a)に基づく優先権の利益を援用し、当該開示内容を引用する。

Claims

請求の範囲
[1] 直流電源を高周波電力に変換する第 1インバータと、
前記直流電源を前記第 1インバータと逆位相の高周波電力に変換する第 2インバ ータと、
前記第 1インバータの一方の出力端子と前記第 2インバータの一方の出力端子との 間に接続された放電管と、
前記第 1インバータの他方の出力端子と共通電位との間に設けられる第 1電流検 出器であって、第 1電流検出要素と第 2電流検出要素とが直列接続されてなるものと 前記第 2インバータの他方の出力端子と前記共通電位との間に設けられる第 2電 流検出器であって、第 3電流検出要素と第 4電流検出要素とが直列接続されてなるも のと、
前記第 1電流検出要素と前記第 2電流検出要素とが接続された接続点と前記第 3 電流検出要素と前記第 4電流検出要素とが接続された接続点とに共通に接続される 保護回路であって、前記第 2電流検出要素の出力と前記第 4電流検出要素の出力と を合成した信号に基づいて電流異常を検出し、前記第 1インバータ及び前記第 2イン バータの動作を停止させるものと
を具備することを特徴とする放電管点灯装置。
[2] 前記第 1インバータは、
前記直流電源の出力をスイッチングさせるスイッチング回路と、一次卷線の両端が 前記スイッチング回路の出力に並列に接続され、二次卷線の両端が該第 1インバー タの出力端子を構成する第 1トランスとを備え、
前記第 2インバータは、
一次卷線の両端が前記スイッチング回路の出力に並列に接続され、前記第 1トラン スの二次卷線と逆相に巻かれた二次卷線の両端が該第 2インバータの出力端子を 構成する第 2トランスを備える
ことを特徴とする請求項 1記載の放電管点灯装置。
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