JP2006504382A - 最小化された伝導損を有するゼロ電圧スイッチング単式スイッチ型共振直流リンク - Google Patents

最小化された伝導損を有するゼロ電圧スイッチング単式スイッチ型共振直流リンク Download PDF

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Abstract

【課題】 本発明は、ゼロ電圧スイッチング状態で切り替わる、電源装置を採用している、単式スイッチ型共振直流リンク（ＳＲＤＣＬ）コンバータを提供する。
【解決手段】 単式スイッチ型共振直流リンク（ＳＲＤＣＬ）変換器は、単一または多相変換装置及び変換器アプリケーションにおける低伝導損に対する単一の補助電力装置を有する並列共振ネットワークに対して提供される。補助電力装置を有する共振ネットワークは、ＤＣリンクに結合された電力装置の状態が変化するときに起動される。共振ネットワークは、ＤＣリンクに結合された電力装置のいずれかがオンになる前にＤＣリンク電圧をゼロに降下させる。また、補助スイッチもゼロ-電圧切換え条件でオンになる。従って、全ての電力装置においてもたらされたスイッチング・ロスは、効果的に除去することができる。ＤＣリンクに結合された電力装置において状態の変化が存在しないならば共振回路が起動されないので補助電力装置における深刻な伝導損が存在しない。

Description

（関連出願の相互参照）
本出願は、２００２年１０月２３日に出願された、In-Hwan Ohによる米国仮出願第６０/４２０，８３９号：“Zero-voltage-switching SRDCL (single-switched resonant DC link) inventer with minimized conduction loss”からの優先権を主張する。
本発明は、直流（ＤＣ）-直流（ＤＣ）または直流（ＤＣ）-交流（ＡＣ）多段コンバータに関し、特に、ゼロ電圧スイッチング状態で切り替わる、電源装置を採用している、単式スイッチ型共振直流リンク（ＳＲＤＣＬ）コンバータに関する。
電源装置は、スイッチング・ロス中にかなりの損失を経験しうる。この損失の原因は、スイッチング処理中に装置の電流及び電圧が同時に非ゼロになりうるということである。この問題は、共振直流リンク（ＲＤＣＬ）コンバータを記述している、１９８８年５月８日に発行された米国特許第４，７３０，２４２号で取り組まれた。関連する能動的クランプ式ＲＤＣＬコンバータが米国特許第４，８６４，４８３号及び米国特許第５，０３８，２６７号に示されている。ゼロ電圧状態を検出するための対応する方法が１９９２年１１月に発行された米国特許第５，１６６，５４９号に記述されている。
しかしながら、能動的クランプ式ＲＤＣＬコンバータの形態は、主コンバータスイッチにおける高電圧歪である。なぜならば、In-Hwan et al.による“Simple Soft-Switched PWM Inverter Using Source Voltage Clamped Resonant Circuit”, IEEE Tran. On Industrial Electronics Vol. 46, pp. 468-471, April 1999に記述されているように、自然共振による電圧歪は、入力ＤＣ電源電圧よりも２〜３倍高いものでありうるからである。この高電圧歪問題を軽減するために、交互並列共振回路及びＤＣ軌道ソフト-スイッチ型共振回路が１９９２年５月５日に発行された米国特許第５，１１１，３７４号、１９９２年１２月１５日に発行された米国特許第５，１７２，３０９号、１９９５年５月２日に発行された米国特許第５，４１２，５５７号、及び１９９６年９月２４日に発行された米国特許第５，５５９，６８５号に記述されている。しかしながら、これらの方式は、２つまたは３つ以上のスイッチを必要とするのでまだかなり高価でかつ複雑なアプローチである。米国特許第５，６１７，３０８号に開示されたクランプ型ＲＤＣＬコンバータは、ソフト・スイッチングを達成するためにたった１つのスイッチを用いる。しかし、この特許における共振リンク電圧は、クランピング・キャパシタが誘導負荷のリアクティブ・エネルギーによって充電されるので、かなり増大されうる。
リンク電圧は、D. M. Divan, et al. in :“Design Methodologies for Soft Switched Inverters”, IEEE Trans. On Ind. Appl. Vol. 29, No. 1, pp. 126-135,によって記述されるように、簡単な実施及び容易な制御を用いてソフト-スイッチ型ＰＷＭに対する同期共振ＤＣリンクコンバータによってクランプすることができる。このＳＲＤＣＬ方式は、ピーク電圧歪をクランプすることができるが、しかしＳＲＤＣＬコンバータのピーク電圧は、Ｖｄｃよりもまだ高い。更に、ＤＣリンク電圧は、負荷電流がクランピング・キャパシタを充電するので負荷電流が変化するときに、かなり増大されうる。更に、共振スイッチの電流歪は、In-Hwan Oh et al in, “A Source Voltage Clamped Resonant Link Inverter for a PMSM using a Predictive Current Control Technique”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 14, No. 6, pp. 1122-1132, November 1999によって説明されたように、図６Ａ及び６Ｂに示された実験結果から分かるように、負荷電流が共振電流と重複するので、大きいものでありうる。
上述したコンバータの特定の特徴は、ＤＣリンクの共振の補助電力装置が電力線に配置されるということである。そのようなトポロジーは、負荷電流によるパワー・ロスをもたらすと同時に、ＤＣリンク電圧は、公称電圧レベルである。
簡潔にかつ一般的に、本発明の実施形態は、簡単なブリッジ整流器でありうるかまたは一群の第１の電力装置、補助電力装置を含んでいる、共振ＤＣリンクを包含する、ＡＣ-ＤＣ間コンバータと、一群の第２の電力装置を含んでいる、ＤＣ-ＡＣコンバータと、及びＡＣ-ＤＣ間コンバータ、共振ＤＣリンク、及びＤＣ-ＡＣ間コンバータを結合するＤＣリンク・ラインとを含む、コンバータ回路を含み、補助電力装置は、ＤＣリンク・ライン間に結合される。
更なる実施形態は、ＡＣ-ＤＣ間コンバータ、共振ＤＣリンク、ＤＣ-ＡＣ間コンバータ、及びＤＣリンク・ラインを含む、コンバータを含む。ＤＣ-ＡＣ間コンバータは、共振キャパシタ、等価パワー・ダイオード、及び等価スイッチを含み、共振キャパシタ、等価パワー・ダイオード、及び等価スイッチは、ＤＣリンク・ライン間で結合されかつ互いに並列である。共振ＤＣリンクは、補助電力装置を含む。ＤＣリンク・ラインは、ＡＣ-ＤＣ間コンバータ、共振ＤＣリンク、及びＤＣ-ＡＣ間コンバータを結合する。補助電力装置は、ＤＣリンク・ライン間で結合される。
本発明の実施形態は、ゼロ電圧スイッチング状態で動作することができる。
本発明のより完全な理解に対して及び更なる特徴及び効果に対して、添付した図面に関して取られた以下の説明をここで参照する。
本発明の実施形態及びそれらの効果は、図面の図１〜図５を参照することによって最もよく理解される。同じ数字は、様々な図面の同じ及び対応している部分に対して用いられる。
図１は、本発明の一実施形態を示す。コンバータ回路１００は、交流（ＡＣ）-直流（ＤＣ）コンバータ１１０を含む。ＡＣ-ＤＣコンバータ１１０は、一群の電力装置１１２-１〜１１２-ｎを含む。またコンバータ１００は、共振ＤＣリンク１２０も含み、共振ＤＣリンク１２０は、少なくとも一つの補助電力装置１２２を含む。コンバータ１００は、ＤＣ-ＡＣコンバータ１３０を更に含み、ＤＣ-ＡＣコンバータ１３０は、一群の第２の電力装置１３２-１〜１３２-ｎ'、及びＤＣリンク・ライン１５０を含む。ＤＣリンク・ライン１５０は、ＡＣ-ＤＣコンバータ１１０、共振ＤＣリンク１２０、及びＤＣ-ＡＣコンバータ１３０を結合する。補助電力装置１２２は、ＤＣリンク・ライン１５０間に結合される。
ＡＣ-ＤＣコンバータ１１０では電力装置１１２の数ｎは、出力フェーズにより２以上でありうる。例えば、ｎは、３相ＡＣ電力を受け取る実施形態において６でありうる。電力装置１１２は、ＭＯＳ-ＦＥＴ型またはＮＰＮバイポーラ・トランジスタのパワー・トランジスタ１１３-１〜１１３-ｎを含みうる。ある実施形態では、パワー・ダイオード１１４-１〜１１４-ｎがパワー・トランジスタ１１２間に結合される。ある実施形態では、パワー・ダイオード１１４は、明示的には形成されず、それら（パワー・ダイオード１１４）は、形成しているパワー・トランジスタ１１３の副産物として形成される、寄生ダイオードである。電力装置１１２がＭＯＳ-ＦＥＴｓであるような、実施形態では、パワー・ダイオード１１４は、対応するパワーＭＯＳ-ＦＥＴのソースとドレインとの間に結合される。
ＡＣ-ＤＣコンバータ１１０において電力装置１１２は、直列に二つ一組で結合され、電力装置１１２-１及び１１２-２が第１のアーム１１７-１を形成し、電力装置１１２-３及び１１２-４が第１のアーム１１７-２を形成し、そして電力装置１１２-５及び１１２-６が第３のアーム１１７-３を形成している。その他の実施形態ではアームの数は、約１と約６の間でありうる。
ある実施形態では端子１１５-１〜１１５-３は、対応するアームのパワー・トランジスタ間のアーム１１７-１〜１１７-３に結合される。端子１１５は、ＡＣ電流を受け取るために外部ＡＣ電源に結合されうる。
ＤＣ-ＡＣコンバータでは電力装置１３２の数ｎ'は、ＡＣ出力相により、２以上でありうるし、例えば、３相システムに対しては６である。電力装置１３２は、パワー・トランジスタ１３３-１〜１３３-ｎ'を含みうる。パワー・トランジスタ１３３は、例えば、ＭＯＳ-ＦＥＴデバイスでありうる。ある実施形態ではパワー・ダイオード１３４-１〜１３４-ｎ'は、パワー・トランジスタ１３３-１〜１３３-ｎ'間に結合される。その他の実施形態では、パワー・ダイオード１３４は、形成しているパワー・トランジスタ１３３の副産物として形成されうる。電力装置１３２がＭＯＳ-ＦＥＴｓである実施形態では、パワー・ダイオード１３４は、対応するパワーＭＯＳ-ＦＥＴｓのソースとドレインとの間に結合される。
ＡＣ-ＤＣコンバータ１３０ではパワー・デバイス１３２は、直列に二つ一組で結合され、パワー・デバイス１３２-１及び１３２-２が第１のアーム１３７-１を形成し、パワー・デバイス１３２-３及び１３２-４が第２のアーム１３７-２を形成し、そしてパワー・デバイス１３２-５及び１３２-６が第１のアーム１３７-３を形成している。その他の実施形態ではアームの数は、１と６との間でありうる。
ある実施形態では端子１３５-１〜１３５-３は、対応するアームのパワー・トランジスタ間のアーム１３７-１〜１３７-３に結合されている。端子１３５は、ＡＣ電流を送付するために外部負荷１４４に結合されうる。外部負荷１４４は、例えば、Ｍで示されたモータでありうる。
共振ＤＣリンク１２０の補助電力装置１２２は、ＭＯＳ-ＦＥＴまたはｎｐｎバイポーラ・トランジスタ形式のものでありうる、補助パワー・トランジスタ１２３を含む。補助パワー・ダイオード１２４は、補助パワー・トランジスタ１２３間に結合される。補助パワー・トランジスタ１２３がＭＯＳ-ＦＥＴである実施形態では、補助パワー・ダイオード１２４は、ＭＯＳ-ＦＥＴのドレインとソースとの間に結合されうる。その他の実施形態では、補助パワー・ダイオード１２４は、形成しているパワー・トランジスタ１２３の副産物として形成されうる。
共振ＤＣリンクの更なる素子は、補助電力装置１２２と直列に結合された第１のコンデンサＣ1と、補助電力装置１２２及び第１のコンデンサＣ1と並列に結合されたインダクタンスＬ1とを含む。ある実施形態ではコンデンサＣ1及びＣ2は、例えば、コンバータ１００の残りの部分の寄生キャパシタンス（静電容量）と比較して、大きなキャパシタンスを有する。これらの実施形態では、コンデンサＣ1及びＣ2に関連付けられた特性時間は、コンバータ１００のその他の特性時間よりも遥かに長い。従って、コンデンサＣ1及びＣ2の電圧が回路の残りの部分における電圧よりも遥かにゆっくり変化するので、コンデンサＣ1及びＣ2は、電圧源と考えられうる。
図２は、本発明の別の実施形態を示す。この実施形態は、図１のコンバータに本質的に等しい。ＡＣ-ＤＣコンバータ１１０の機能は、インダクタＬiと直列に結合された電圧源Ｖdcを含む、単純化入力回路によって実行されうる。
ＤＣ-ＡＣコンバータ１３０では等価スイッチＱxは、電力装置１３２を置き換えうる。逆並列ダイオードＤxは、全てのパワー・ダイオード１１４及び１３４を表す。負荷１４４によって引き出された電流は、ある実施形態では負荷インダクタンスが共振インダクタンスＬrよりも１０倍以上大きいものでありうるので、回路の残りの部分に対する電流源Ｉ0と考えられうる。ＤＣ-ＡＣコンバータ１３０のコンデンサＣrは、共振ＤＣリンク１２０と電力装置１１２及び１３２の全ての並列及び直列接続された出力コンデンサとの間の全ての寄生コンデンサを表す。等価スイッチＱxの閉じられた/導通している/オンにされた状態は、所与のアームの両方のパワー・トランジスタが閉じられた/導通している/オンにされた状態であるときの状況に対応する。
コンバータ１００の動作中、インダクタＬr及びコンデンサＣrは、回路の最速特性時間を有する共振回路を形成する：
Figure 2006504382
 またＴ2は、共振サイクルまたは共振時間とも称される。
共振ＤＣリンク１２０において共振スイッチＱr及びパワー・ダイオードＤrは、補助電力装置１２２を表す。Ｖcl及びＶc2電圧は、コンデンサＣ1及びＣ2の本質的に一定電圧を表す。
簡単な回路解析は、図２の実施形態が図１のコンバータ１に本質的に類似するように実行するということを示す。次に、コンバータ１００の動作を説明する。
ある実施形態において動作は、電力装置のスイッチング時間及び共振サイクルに基づき５つのステップまたはフェーズに分割しうる。ステップまたはフェーズの数は、回路の様々な特性時間定数に依存する。これらの時間定数は、電力装置のスイッチング時間及びＬr及びＣrの共振サイクルを含む。解析は、スイッチＱx及びＱrの非理想の形態及びインダクタンスＬrのコア飽和を無視する。
図３Ａ〜３Ｈは、図１及び図２のコンバータ１００の動作のステップを示す。これらの図において太い線は、電流の主要な部分が流れる電気的結合を示す。
コンバータ１００は、ｔ＜ｔ0に対して少なくとも二つの初期状態を有しうる：図３Ａ及び３Ｂに示すような、状態０及び状態１。
図３Ａは、状態０においてスイッチＱx及びＱrは、オープンでありかつ電流の主要な部分は、ＤＣリンク・ライン及び負荷１４４に流れていることを示す。
図３Ｂは、状態１においてスイッチＱx及びＱrはまたオープンであることを示す。電流の主要な部分は、ＤＣリンク１５０及び負荷１４４を通って流れている。更に、電流は、Ｌr及びＣr及びパワー・ダイオードＤxを通って流れている。
等価スイッチＱｘがオープンである/オフにされるような状態０で開始する方法のステップを考える。
図３Ｃは、ステップ１を示す。ステップ１
Figure 2006504382
において共振スイッチＱrは、ｔ＝ｔ0でオンにされる。インダクタ電流ｉL（ｔ）は、Ｃ1，Ｑr，及びＬrを通って流れる。インダクタＬrを通って流れる電流ｉL（ｔ）は、
Figure 2006504382
 によって与えられる。
電流ｉL（ｔ）は、時間ｔ1で最大値に達する：
Figure 2006504382
また、等価スイッチＱx間の電圧は、ＤＣリンク電圧とも称される：
Figure 2006504382
 ＤＣリンク電圧の値は、以下のよう与えられる：
Figure 2006504382
図３Ｄは、ステップ２を示す。ステップ２
Figure 2006504382
において共振スイッチＱrは、オフにされる。このとき電流の主要な部分は、Ｌr及びＣrを包含している回路を通って流れる。Ｃ2間の電圧は、上述したように電圧源Ｖc2と概ね考えられうる。等価スイッチＱx間の電圧は、
Figure 2006504382
 によって与えられる。
ステップ２の設定に対応している共振時間Ｔ2は、
Figure 2006504382
 として計算されうる。
ステップ２の設定は、その長さがｔ2−ｔ1＝Ｔ2と選択される、期間ｔ2−ｔ1に対して維持されて、ステップ２の終りで電圧ｖdc（ｔ）がｔ＝ｔ2でゼロに降下する。
図３Ｅは、ステップ３の第１の期間を示す。ステップ３の第１の期間
Figure 2006504382
において、インダクタ電流ｉL（ｔ）が正なので、逆並列ダイオードＤxは、導通している/閉じられる（それがコンデンサＣ2に向かって流れる）。Ｄxが導通しているときにＱxがオンにされ、それゆえにＱx間の電圧は、ゼロである。本実施形態のこの特徴は、“ゼロ-電圧-スイッチング（ＺＶＳ）”状態と称される状態、パワー・ロス（電力損）を回避する。
図３Ｆは、ステップ３の第２の期間を示す。ステップ３の第２の期間
Figure 2006504382
において、等価スイッチＱxは、まだオンにされたままである。しかしながら、インダクタ電流ｉL（ｔ）の極性が負に変化した。この期間においてインダクタ電流ｉL（ｔ）は、第２のコンデンサＣ2の電圧Ｖc2と共に線形的に減少する。ｔ＝ｔ4におけるステップ３の第２の期間の終りにおいて等価スイッチＱxは、オフにされる。等価スイッチＱx間の電流は、次のように書くことができる：
Figure 2006504382
 ｔ4で最大値に達する：
Figure 2006504382
図３Ｇは、ステップ４を示す。ステップ４
Figure 2006504382
において、インダクタ電流ｉL（ｔ）の極性は負でありかつＱxがオフにされる。従って、ステップ４においてＤＣリンク電圧ｖQx（ｔ）は、ＬrとＣrとの間の共振により増加する。
図３Ｈは、ステップ５を示す。ステップ５
Figure 2006504382
において、ＤＣリンク電圧ｖQx（ｔ）がｔ＝ｔ5において値（Ｖc1＋Ｖc2）に到達するときに、余分や共振インダクタ電流は、Ｌr，Ｄr及びＤ1を通して送ることができる。ＤＣリンク電圧ｖQx（ｔ）は、次のように書くことができる：
Figure 2006504382
図４、５Ａ、及び５Ｂは、図３Ａ〜３Ｈのステップに対応している電流及び電圧を示す。
図４、５Ａ、及び５Ｂは、コンバータ１００のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）特徴を示す。Ｑxのターンオン信号は、電圧ｖQx（ｔ）＝ｖdc（ｔ）がゼロに到達した後に供給される。更に、共振スイッチＱrのターンオン信号は、その期間において電圧ｖQr（ｔ）がゼロである
Figure 2006504382
の間に供給することができる。従って、両方のスイッチＱx及びＱrは、ゼロ-電圧スイッチング（ＺＶＳ）状態でオンにされ、スイッチング・ロスを回避する。これらの実施形態では、スイッチング・サイクルは、状態１におけるコンバータ１００で最初からやり直し、状態０の状態を回避する。
方法のある実施形態ではスイッチング時間が拡張される。これらの実施形態は、負荷要求により、パルス幅変調（ＰＷＭ）を供給することができる。これらの実施形態ではＱrは、ある後ほどの時間ｔ＝ｔ7でオンにされる。遅延時間期間ｔ7−ｔ6は、時間スロットＴ7＝ｔ7−ｔ6としばしばと称される。ｔ＝ｔ7で電圧、ｖQr（ｔ）は、本質的にＶc1、ゼロより大きい値である。従って、Ｑrは、ｔ＝ｔ7においてゼロ電圧状態でオンにされない。しかしながら、Ｖc1の典型的な電圧レベルがＶｃ２と比較して非常に低くかつＱrに流れる電流がゼロから開始するので、電圧及び電流クロッシングによってもたらされるスイッチング・ロスは、ほとんどゼロである。これらの実施形態ではスイッチング・サイクルは、状態０のコンピュータ１００で最初からやり直す。
本発明及びその効果が詳細に説明されたが、特許請求の範囲によって定義されたような本発明の精神及び適用範囲から逸脱することなく様々な変更、置換え、及び代替をその中で行なうことができるということが理解されるべきである。即ち、この出願に含まれた説明は、基本説明の役割を果たすことを意図する。特定の説明は、可能は全ての実施形態を明示的には記述しない；多くの代替が暗示されるということが理解されるべきである。またそれは、本発明の包括的特質を完全には説明しえないしかつどのように各特徴または素子がより広い機能または多くの様々な代替または等価素子を実際に表すものでありうるかを明示的に示しえない。再び、これらをこの開示の中に暗示的に含む。本発明が装置向きの専門用語で記述されるところでは、装置の各素子は、機能を暗示的に実行する。説明または専門用語のいずれも特許請求の範囲の適用範囲を限定することを意図しない。
図１は、本発明の実施形態による、コンバータ・トポロジーを示す。 図２は、本発明の実施形態による、コンバータ・トポロジーの等価回路である。 図３Ａ〜３Ｈは、本発明の実施形態による、コンバータ回路を動作する方法の段階を示す。 図４は、本発明の実施形態による、図３Ａ〜３Ｈの方法の異なる段階の間中の様々な電流及び電圧を示す。 図５は、本発明の実施形態による、図３Ａ〜３Ｈの方法の異なる段階の間中の様々な電流及び電圧を示す。

Claims (20)

  1. 複数の第１の電力装置を備えている、交流-直流変換器と、
    少なくとも一つの補助電力装置を備えている、共振直流リンクと、
    複数の第２の電力装置を備えている、直流-交流変換器と、及び
    前記交流-直流変換器、前記共振リンク、及び前記直流-交流変換器を結合する、直流リンク・ラインとを備え、
    前記補助電力装置は、前記直流リンク・ライン間に結合されることを特徴とする変換器回路。
  2. 前記複数の第１の電力装置は、ＭＯＳ-ＦＥＴｓ及びｎｐｎバイポーラ・トランジスタのグループから選択された第１の電力装置を備えている請求項１に記載の変換器回路。
  3. 前記複数の第１の電力装置は、対応する第１のパワー・トランジスター間に結合された、第１のパワー・ダイオードを備えている請求項２に記載の変換器回路。
  4. 前記第１のパワー・トランジスタ間に結合されている前記第１のパワー・ダイオードは、ＭＯＳ-ＦＥＴ第１のパワー・トランジスタのソースとドレインとの間に結合されている第１のパワー・ダイオードを備えている請求項３に記載の変換器回路。
  5. 前記第１の電力装置は、複数の第１のアームを形成するように直列に二つ一組で結合される請求項３に記載の変換器回路。
  6. 前記交流-直流変換器は、直流電圧を本質的に生成する、３つのアーム及び単純整流器の少なくとも一つを備えている請求項５に記載の変換器回路。
  7. 第１のアームに結合された第１の端子を更に備え、前記第１のアームは、交流電源から交流電力を受信するように動作可能である請求項５に記載の変換器回路。
  8. 前記複数の第２の電力装置は、ＭＯＳ-ＦＥＴｓ及びｎｐｎバイポーラ・トランジスタのグループから選択された第２のパワー・トランジスタを備えている請求項１に記載の変換器回路。
  9. 前記複数の第２の電力装置は、対応する第２のパワー・トランジスタ間に結合された、第２のパワー・ダイオードを備えている請求項８に記載の変換器回路。
  10. 前記第２のパワー・トランジスタ間に結合されている前記第２のパワー・ダイオードは、第２のＭＯＳ-ＦＥＴパワー・トランジスタのソースとドレインとの間に結合されている第２のパワー・ダイオードを備えている請求項９に記載の変換器回路。
  11. 前記第２のパワー・トランジスタは、複数の第２のアームを形成するように直列に二つ一組で結合される請求項９に記載の変換器回路。
  12. 前記直流-交流変換器は、３つの第２のアームを備えている請求項１１に記載の変換器回路。
  13. 対応する第２のアームに結合された第２の端子を更に備え、前記第２の端子は、負荷に交流電力を供給するように動作可能である請求項１１に記載の変換器回路。
  14. 前記直流-交流変換器は、
    共振コンデンサと、
    等価パワー・ダイオードと、及び
    等価スイッチと
    を備え、
    前記共振コンデンサ、前記等価パワー・ダイオード、及び前記等価スイッチは、前記直流リンク・ラインの間に結合され、かつ互いに並列である請求項１に記載の変換器回路。
  15. 前記共振直流リンクの前記補助電力装置は、
    ＭＯＳ-ＦＥＴｓ及びｎｐｎバイポーラ・トランジスタのグループから選択された、補助パワー・トランジスタを備えている請求項１に記載の変換器回路。
  16. 前記共振直流リンクの前記補助電力装置は、前記補助パワー・トランジスタ間に結合された、補助パワー・ダイオードを備えている請求項１５に記載の変換器回路。
  17. 前記補助電力装置は、前記直流リンク・ラインに結合されない請求項１に記載の変換器回路。
  18. 前記共振直流リンクは、
    前記補助電力装置と直列に結合された、第１のコンデンサと、
    前記電力装置の寄生コンデンサを備えている、共振コンデンサと、
    前記補助電力装置及び前記第１のコンデンサと並列に結合され、前記共振コンデンサと共振回路を形成する、インダクタンスと、及び
    スイッチングＬＣ共振器と直列に結合された、第２のコンデンサと
    を備えている請求項１６に記載の変換器回路。
  19. 前記直流リンク・ライン間の出力電圧を出力することであり、前記出力電圧は、前記第１のコンデンサ間の電圧と前記第２のコンデンサ間の電圧の合計に本質的にクランプされる請求項１８に記載の変換器回路。
  20. 変換器回路を動作する方法であり、該変換器は、交流-直流変換器、少なくとも一つの補助電力装置を備えている共振直流リンク、直流-交流変換器、及び該交流-直流変換器、該共振リンク、及び該直流-交流変換器を結合する、直流リンク・ラインを備え、該補助電力装置は、前記直流リンク・ライン間に結合される、該方法であって、
    本質的にゼロ電圧切り換え条件で補助電力装置を切り換える段階を具備することを特徴とする方法。
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