JP5429388B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作に起因して生じるサージ電圧を抑制することを可能にする電力変換装置に関する。
一般に、交流電動機を駆動する場合、直流電源の電圧を電圧型ＰＷＭインバータで正弦波と等価なパルス電圧列（スイッチング周波数以上の成分を取り除くと正弦波となる波形）に変換し、このＰＷＭ変調された正弦波状の電圧が電動機に印加される。
図８は、このような方式で電動機を駆動するシステムの概略構成図である。図８中、１は直流電源、２は直流電源１に接続された３相電圧型ＰＷＭインバータ（以下インバータとする。）、３はインバータ２を制御するための制御回路、３ａは制御回路３が備えるＰＷＭ変調部、４はインバータ２で駆動される電動機である。
インバータ２は、半導体スイッチング素子ＳｕとＳｘを直列に接続したＵ相、ＳｖとＳｙを直列に接続したＶ相およびＳｗとＳｚを直列に接続したＷ相とからなる３相のブリッジで構成されている。
インバータ２と電動機４とは配線で接続され、この配線には抵抗成分とインダクタンス成分とが存在する。さらに、インバータ２と電動機４との間の各相の配線間および各相の配線と大地間との間には浮遊容量が存在する。図８において、Ｌｓはインバータ２と電動機４との間の配線のインダクタンスを示し、Ｃｓは各相の配線と大地または基準電位間の浮遊容量を示す。なお、各相の配線などが有する抵抗成分はその記載を省略している。
ここで、直流電源１の正側端子をＰ、負側端子をＮとする。また、インバータ２の半導体スイッチング素子ＳｕとＳｘの接続中点をＵ、ＳｖとＳｙの接続中点をＶ、ＳｗとＳｚの接続中点をＷとする。また、電動機４の３相入力端子をそれぞれＵ１，Ｖ１，Ｗ１とする。
このような電動機駆動システムにおいて、制御回路３は、ＰＷＭ変調部３ａにおいて、正弦波（変調信号）と三角波（キャリア信号）との大小比較をするＰＷＭ（パルス幅）変調演算によりインバータ２内の半導体スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚをオン／オフ制御するための信号を生成する。インバータ２は、制御回路３により生成された制御信号に従って半導体スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚのオン／オフ状態を切り換えて、直流電源１の電圧をＰＷＭ変調されたパルス状の矩形波電圧に変換する。ＰＷＭ変調されたパルス状の矩形波電圧は、インバータ２の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に出力され、配線を介して電動機４の入力端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に印加される。
ところで、図８に示すようにインバータ２と電動機４との間の配線には、インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓが存在する。ＰＷＭ変調されたパルス状の矩形波電圧がこのインダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで構成されるＬＣ回路に印加されると、インバータ２とＬＣ回路との間で共振現象が生じる。
図９は、インバータ２の半導体スイッチング素子Ｓｕがオン／オフ動作をしたときの電動機４の入力端子Ｕ１−Ｖ１間に生じる共振電圧を示した図である。以下、各端子の電位基準点は、図８のＮ点とする。
半導体スイッチング素子Ｓｕの制御信号がＬｏｗからＨｉｇｈに変化すると、半導体スイッチング素子Ｓｕがオフ状態からオン状態に変化する。半導体スイッチング素子Ｓｕがオフ状態からオン状態に変化すると、インバータ２のＵ端子電圧が０［Ｖ］から直流電源の電圧Ｅｄ［Ｖ］に変化する。このインバータ２のＵ端子電圧は、電動機４の入力端子Ｕ１に印加される。このとき、インバータ２とインダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓの間でＬＣ共振が発生し、電動機４のＵ１−Ｖ１端子間には共振電圧が印加される。
この共振電圧は、インバータ２と電動機４との間の配線などが有する抵抗成分（図示せず。）により時間とともに減衰振動するサージ電圧となるが、その最大値は、直流電源１の電圧Ｅｄ［Ｖ］の約２倍に達する。そして、この過大なサージ電圧およびその時間変化率ｄｖ／ｄｔは、電動機４の絶縁破壊を引き起こすことが知られている。
このような過大なサージ電圧による電動機の絶縁破壊を防止する方策として、電動機の入力端子部にダイオードブリッジで構成した整流器とその直流端子の両端にコンデンサと抵抗を並列接続してなるサージ電圧抑制装置が提案されている（例えば特許文献１参照。）。また、これを改良したものとして、整流器の直流端子に接続した抵抗に流れる電流を半導体スイッチング素子で制御するサージ電圧抑制装置が提案されている（例えば特許文献２参照。）。また、整流器の直流端子をインバータの入力端子に接続してサージ電圧のエネルギーを電源に回生するサージ電圧抑制方式などが提案されている（例えば特許文献３参照。）。また、インバータと電動機との間にリアクトルを接続し、このリアクトルに抵抗とコンデンサの直列体を並列接続するサージ電圧抑制方法が提案されている（例えば特許文献４参照。）。
特開平８−２３６８２号公報 特開２００６−１１５６６７号公報 特開２０１０−１３６５６４号公報 特開２００７−１６６７０８号公報
しかしながら、前記方策では、サージ電圧を抑制するために整流器、抵抗、コンデンサなどからなるサージ電圧抑制装置や、リアクトル、抵抗、コンデンサからなるサージ電圧抑制回路を追加する必要があり、装置の大型化、高価格化を招くことになる。
本発明は、このような従来のサージ電圧抑制装置が有していた問題を解決しようとするものであり、その目的は、特別な部品を追加することなく、または最小限の部品の追加により、電動機に印加されるサージ電圧を抑制することができる電力変換装置を提供することである。
上記目的を達成するために、第１の課題解決手段は、半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路とを備え、電源から受電した電力を変換して負荷に供給する電力変換装置において、以下の構成を有するものである。
すなわち、前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子をオン状態にするための制御信号を、第１のオン信号と第２のオン信号とで構成する。更に、これら第１のオン信号と第２のオン信号との間に、第１のオン信号の期間と略同じ時間のオフ期間を設ける。そして、前記制御信号の第１のオン信号が出力される期間と、第１のオン信号と第２のオン信号との間に設けられるオフ期間とを、前記半導体スイッチング素子と負荷との間に存在するインピーダンスが有する共振周期の略１／６の時間とするものである。
また、第２の課題解決手段は、半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路とを備え、電源から受電した電力を変換して負荷に供給する電力変換装置において、以下の構成を有するものである。
すなわち、前記電力変換装置は、前記半導体スイッチング素子と前記負荷との間に接続したインダクタと、前記インダクタの端子のうち前記負荷側に接続される端子と前記電源の一端との間に接続したコンデンサとからなるＬＣ回路とを備える。
また、前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子をオン状態にするための制御信号を、第１のオン信号と第２のオン信号とで構成する。更に、これら第１のオン信号と第２のオン信号との間に、第１のオン信号の期間と略同じ時間のオフ期間を設ける。そして、前記制御信号の第１のオン信号が出力される期間と、第１のオン信号と第２のオン信号との間に設けられるオフ期間とを、半導体スイッチング素子と負荷との間に設けた前記ＬＣ回路が有する共振周期の略１／６の時間とするものである。
上記第１または第２の課題解決手段により、半導体スイッチング素子がオンするときに第１のオン信号の立ち上がり（第１ステップ）、第１のオン信号の立下り（第２ステップ）および第２のオン信号の立ち上がり（第３ステップ）の各ステップでＬＣ共振を発生させることができるため、電動機の入力端子部において前記第１ステップから第３ステップで発生させたＬＣ共振の電圧が重畳され、サージ電圧を打ち消すことができる。
また、第３の課題解決手段は、半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路とを備え、電源から受電した電力を変換して負荷に供給する電力変換装置において、以下の構成を有するものである。
すなわち、前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子をオフ状態にするための制御信号を、第１のオフ信号と第２のオフ信号とで構成する。更に、これら第１のオフ信号と第２のオフ信号との間に、第１のオフ信号の期間と略同じ時間のオン期間を設ける。そして、前記制御信号の第１のオフ信号が出力される期間と、第１のオフ信号と第２のオフ信号との間に設けられるオン期間とを、前記半導体スイッチング素子と負荷との間に存在するインピーダンスが有する共振周期の略１／６の時間とするものである。
また、第４の課題解決手段は、半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路とを備え、電源から受電した電力を変換して負荷に供給する電力変換装置において、以下の構成を有するものである。
すなわち、前記電力変換装置は、前記半導体スイッチング素子と前記負荷との間に接続したインダクタと、前記インダクタの端子のうち前記負荷側に接続される端子と前記電源の一端との間に接続したコンデンサとからなるＬＣ回路とを備える。
また、前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子をオフ状態にするための制御信号を、第１のオフ信号と第２のオフ信号とで構成する。更に、これら第１のオフ信号と第２のオフ信号との間に、第１のオフ信号の期間と略同じ時間のオン期間を設ける。そして、前記制御信号の第１のオフ信号が出力される期間と、第１のオフ信号と第２のオフ信号との間に設けられるオン期間とを、半導体スイッチング素子と負荷との間に設けた前記ＬＣ回路が有する共振周期の略１／６の時間とするものである。
上記第３または第４の課題解決手段により、半導体スイッチング素子がオフするときに第１のオフ信号の立下り（第１ステップ）、第１のオフ信号の立ち上がり（第２ステップ）および第２のオフ信号の立下り（第３ステップ）の各ステップでＬＣ共振を発生させることができるため、電動機の入力端子部において前記第１ステップから第３ステップで発生させたＬＣ共振の電圧が重畳され、サージ電圧を打ち消すことができる。
本発明に係る電力変換装置の一実施例を示す図。 半導体スイッチング素子のオン時に発生する電動機端子部サージ電圧の抑制原理を説明する図。 半導体スイッチング素子のオフ時に発生する電動機端子部サージ電圧の抑制原理を説明する図。 （ａ）本発明に係る電力変換装置において半導体スイッチング素子の制御信号を生成するサージ電圧抑制処理部の一例を示す図、（ｂ）同図（ａ）の各ブロックの入出信号の関係を示すタイミングチャート。 本発明に係る電力変換装置の他の実施例を示す図。 本発明に係る電力変換装置のさらに他の実施例を示す図。 本発明に係る電力変換装置のさらに他の実施例を示す図。 従来技術に係る電力変換装置を用いた電動機駆動システムを示す図。 図８に示す電力変換装置で電動機を駆動したときの電動機入力端子に発生するサージ電圧を説明する図。
以下、本発明の実施の形態を図１〜図７に基づいて詳細に説明する。なお、図１〜図７において、図８に示した従来の電動機駆動システムと共通する構成要素には同符号を付し、その説明を省略する。
図１は本発明に係る電力変換装置を用いた電動機駆動システムを示す回路構成図である。図１において、直流電源１、インバータ２、電動機４、配線のインダクタンスＬｓおよび浮遊容量Ｃｓは、図８に示した従来技術に係る電動機駆動システムを示す回路構成図と同じである。また、インバータ２により駆動される電動機４には、誘導電動機、同期電動機のほか誘導発電機、同期発電機などが含まれる。
図１の制御回路３は、図８に示した従来技術に係る電動機駆動システムを示す回路構成図と同じＰＷＭ変調部３ａを備えるとともに、さらにサージ電圧抑制処理部３ｂを備えている。サージ電圧抑制処理部３ｂは、ＰＷＭ変調部３ａが生成した信号からインバータ２の半導体スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚをオン／オフ制御するための制御信号を生成する。
尚、以下の説明では、インバータ２を構成する複数の半導体スイッチング素子のうち、半導体スイッチング素子Ｓｕを例にして説明するが、他の半導体スイッチング素子Ｓｖ、Ｓｗ、Ｓｘ、Ｓｙ、Ｓｚに対しても、説明は省略するが、Ｓｕと略同様の制御が行われることになる。
図２は、図１に示した電動機駆動システムにおいて、インバータ２の半導体スイッチング素子Ｓｕがオン状態に移行するときにサージ電圧を抑制する原理を示す図である。各端子の電位基準点は図１のＮ点である。
まず、制御回路３のＰＷＭ変調部３ａで半導体スイッチング素子ＳｕのＰＷＭ変調信号Ｐｓｕを生成する。ＰＷＭ変調信号Ｐｓｕは、図８に示した従来技術と同様、正弦波（変調信号）と三角波（キャリア信号）との大小比較をすることにより得られる。
サージ電圧抑制処理部３ｂは、ＰＷＭ変調信号ＰｓｕがＬｏｗ（半導体スイッチング素子がオフ）からＨｉｇｈ（半導体スイッチング素子がオン）に立ち上がるタイミングを起点にして期間Ｔ１１の間、第１のオン信号Ｇ１１を出力する。その後、同じ期間Ｔ１１の間オフ信号を出力した後、ＰＷＭ変調信号ＰｓｕがＬｏｗになるまで第２のオン信号Ｇ１２を出力する。第１のオン信号Ｇ１１と第２のオン信号Ｇ１２およびこれらの信号の間に設けられたオフ期間Ｔ１１のオフ信号とからなる信号が、半導体スイッチング素子Ｓｕをオン状態にするための制御信号Ｇｓｕを構成する。
ここで、第１のオン信号Ｇ１１が立ち上がるタイミングを第１のタイミング、第１のオン信号Ｇ１１が立ち下がるタイミングを第２のタイミング、第２のオン信号Ｇ１２が立ち上がるタイミングを第３のタイミングとする。
半導体スイッチング素子Ｓｕは、オフ状態から、上記制御信号Ｇｓｕにしたがって、第１のタイミングでオンの状態、第２のタイミングでオフの状態、第３のタイミングでオンの状態に順次移行する。その結果、インバータ２のＵ−Ｖ端子間電圧は、制御信号Ｇｓｕに対応して、０［Ｖ］→Ｅｄ［Ｖ］→０［Ｖ］→Ｅｄ［Ｖ］と変化する（図２参照。）。ここで、第１，第２，第３のタイミングにおける電圧の変化を、それぞれ第１ステップ、第２ステップ、第３ステップとする。
このインバータ２の端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧は、図示のように第１，第３のタイミングでそれぞれ振幅Ｅｄ［Ｖ］に変化する第１のステップ電圧、第３のステップ電圧と、第２のタイミングで振幅−Ｅｄ［Ｖ］に変化する第２のステップ電圧の３つのステップ電圧（何れも０［Ｖ］からの変化）の合成電圧として捉えることができる。上記第１のステップ電圧は、初期電圧０［Ｖ］から第１のタイミングで正側振幅Ｅｄ［Ｖ］となる矩形波電圧である。第２のステップ電圧は、初期電圧０［Ｖ］から第２のタイミングで負側振幅−Ｅｄ［Ｖ］となる矩形波電圧である。第３のステップ電圧は、初期電圧０［Ｖ］から第３タイミングで正側振幅Ｅｄ［Ｖ］となる矩形波電圧である。
ところで、第１から第３のタイミングにおける電圧のステップ変化は、図１に示した配線インダクタンスＬｓおよび浮遊容量ＣｓとからなるＬＣ回路の共振を引き起こす。すなわち、図２に示すように、第１のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１１は、初期電圧を０［Ｖ］とし、第１のタイミングで生じる、中心電圧Ｅｄ［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。第２のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１２は、初期電圧を０［Ｖ］とし、第２のタイミングで生じる、中心電圧−Ｅｄ［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１３は、初期電圧を０［Ｖ］とし、第３のタイミングで生じる、中心電圧Ｅｄ［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。
また、第１から第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１１〜Ｖｒ１３の周期Ｔは、配線インダクタンスＬｓのインダクタンス値をＬｓｘ［Ｈ］、浮遊容量Ｃｓのキャパシタンス値をＣｓｘ［Ｆ］とすれば、いずれも１／［２π√（ＬｓｘＣｓｘ）］［ｓ］である。したがって、共振周波数ｆは１／Ｔ［Ｈｚ］であり、角周波数ωは２πｆ［ｒａｄ／ｓ］となる。
ここで、期間Ｔ１１の時間をＶｒ１１〜Ｖｒ１３の周期Ｔの１／６に設定すれば、第２のステップ電圧と第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１２，Ｖｒ１３は、第１のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１１に対して、それぞれ位相が“（４／３）π［ｒａｄ］遅れ”、“（２／３）π［ｒａｄ］遅れ”の関係になる。
したがって、第１から第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１１〜Ｖｒ１３は、
Ｖｒ１１＝Ｅｄ＋Ｅｄ・ｓｉｎ［ωｔ］、Ｖｒ１２＝−Ｅｄ＋Ｅｄ・ｓｉｎ［ωｔ−（４π／３）］、Ｖｒ１３＝Ｅｄ＋Ｅｄ・ｓｉｎ［ωｔ−（２π／３）］で表される。
上記から、第１のタイミングから第３のタイミングまでの間に電動機４のＵ１−Ｖ１端子に生じる電圧は、第１のステップ電圧によって生じた共振電圧Ｖｒ１１と第２のステップ電圧によって生じた共振電圧Ｖｒ１２とを合成した電圧となる。したがって、この期間に電動機４のＵ１−Ｖ１端子に生じる電圧は、図９に示した共振電圧よりも緩やかな立ち上がりを有する電圧となる。また、第３のタイミング以降は、共振電圧Ｖｒ１１とＶｒ１２とＶｒ１３とを合成した電圧である。したがって、第３のタイミング以降に電動機４のＵ１−Ｖ１端子に生じる電圧は、その大きさがＥｄ［Ｖ］である直流となる。
以上述べたことから、本発明に係るサージ電圧抑制処理部の機能により、電動機４のＵ１−Ｖ１端子間電圧は０［Ｖ］から直流電圧Ｅｄ［Ｖ］まで緩やかに立ち上がる電圧となり、急峻に立ち上がるサージ電圧とはならない。その結果、電動機巻線の絶縁を防止することができる。
次に、図３により、図１に示した電動機駆動システムにおいて、インバータ２の半導体スイッチング素子Ｓｕがオフ状態に移行するときにサージ電圧を抑制する原理を説明する。各端子の電位基準点は、図２の場合と同様、図１のＮ点である。
まず、制御回路３のＰＷＭ変調部３ａで半導体スイッチング素子ＳｕのＰＷＭ変調信号Ｐｓｕを生成する。ＰＷＭ変調信号Ｐｓｕは、図８に示した従来技術と同様、正弦波（変調信号）と三角波（キャリア信号）との大小比較をすることにより得られる。
サージ電圧抑制処理部３ｂは、ＰＷＭ変調信号ＰｓｕがＨｉｇｈ（半導体スイッチング素子がオン）からＬｏｗ（半導体スイッチング素子がオフ）に立ち下がるタイミングを起点に期間Ｔ２１の間、第１のオフ信号Ｇ２１を出力する。その後、同じ期間Ｔ２１の間オン信号を出力した後、ＰＷＭ変調信号ＰｓｕがＨｉｇｈになるまで第２のオフ信号Ｇ２２を出力する。第１のオフ信号Ｇ２１と第２のオフ信号Ｇ２２およびこれらの信号の間に設けられたオン期間Ｔ２１のオン信号とからなる信号が、半導体スイッチング素子Ｓｕをオフ状態にするための制御信号Ｇｓｕを構成する。
ここで、第１のオフ信号Ｇ２１が立ち下がるタイミングを第１のタイミング、第１のオフ信号Ｇ２１が立ち上がるタイミングを第２のタイミング、第２のオフ信号Ｇ２２が立ち下がるタイミングを第３のタイミングとする。
半導体スイッチング素子Ｓｕは、オン状態から、上記制御信号Ｇｓｕにしたがって、第１のタイミングでオフの状態、第２のタイミングでオンの状態、第３のタイミングでオフの状態に順次移行する。その結果、インバータ２のＵ−Ｖ端子間電圧は、制御信号Ｇｓｕに対応して、Ｅｄ［Ｖ］→０［Ｖ］→Ｅｄ［Ｖ］→０［Ｖ］と変化する。（図３参照。）。ここで、第１，第２，第３のタイミングにおける電圧の変化を、それぞれ第１ステップ、第２ステップ、第３ステップとする。
このインバータ２の端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧は、第１，第３のタイミングでそれぞれＥｄ［Ｖ］から０［Ｖ］に変化する第１のステップ電圧、第３のステップ電圧と、第２のタイミングで−Ｅｄ［Ｖ］から０［Ｖ］に変化する第２のステップ電圧の３つのステップ電圧の合成電圧として捉えることができる。
第１のステップ電圧は、初期電圧Ｅｄ［Ｖ］から第１のタイミングで０［Ｖ］となる矩形波電圧である。第２のステップ電圧は、初期電圧−Ｅｄ［Ｖ］から第２のタイミングで０［Ｖ］となる矩形波電圧である。第３のステップ電圧は、初期電圧Ｅｄ［Ｖ］から第３タイミングで０［Ｖ］となる矩形波電圧である。
そして、第１から第３のタイミングにおける電圧のステップ変化は、図１に示した配線インダクタンスＬｓおよび浮遊容量ＣｓとからなるＬＣ回路の共振を引き起こす。第１のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ２１は、初期電圧をＥｄ［Ｖ］とし、第１のタイミングで生じる、中心電圧０［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。第２のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ２２は、初期値を−Ｅｄ［Ｖ］とし、第２のタイミングで生じる、中心電圧０［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ２３は、初期電圧をＥｄ［Ｖ］とし、第３のタイミングで生じる、中心電圧０［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。
また、第１から第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ２１〜Ｖｒ２３の周期Ｔは、いずれも１／［２π√（ＬｓｘＣｓｘ）］［ｓ］である。したがって、共振周波数ｆは１／Ｔ［Ｈｚ］であり、角周波数ωは２πｆ［ｒａｄ／ｓ］となる。
ここで、期間Ｔ２１の時間をＶｒ２１〜Ｖｒ２３の周期Ｔの１／６に設定すれば、第２のステップ電圧と第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ２２，Ｖｒ２３は、第１のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ２１に対し、それぞれ位相が（４／３）π［ｒａｄ］遅れ、（２／３）π［ｒａｄ］遅れの関係になる。
したがって、第１から第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ２１〜Ｖｒ２３は、
Ｖｒ２１＝Ｅｄ・ｓｉｎ［ωｔ］、Ｖｒ２２＝Ｅｄ・ｓｉｎ［ωｔ−（４π／３）］、Ｖｒ２３＝Ｅｄ・ｓｉｎ［ωｔ−（２π／３）］で表される。
上記から、第１のタイミングから第３のタイミングまでの間に電動機４のＵ１−Ｖ１端子に生じる電圧は、第１のステップ電圧によって生じた共振電圧Ｖｒ２１と第２のステップ電圧によって生じた共振電圧Ｖｒ２２を合成した電圧となる。したがって、この期間に電動機４のＵ１−Ｖ１端子に生じる電圧は、図９に示した共振電圧よりも緩やかな立ち下がりを有する電圧となる。また、第３のタイミング以降は、共振電圧Ｖｒ２１とＶｒ２２とＶｒ２３とを合成した電圧である。したがって、第３のタイミング以降に電動機４のＵ１−Ｖ１端子に生じる電圧は、その大きさが０［Ｖ］の直流となる。
以上述べたことから、本発明に係るサージ電圧抑制処理部３ｂの働きにより、電動機４のＵ１−Ｖ１端子間電圧は直流電圧Ｅｄから０Ｖまで緩やかに立ち下がる電圧となり、急峻に立ち下がるサージ電圧とはならない。その結果、電動機巻線の絶縁を防止することができる。
次に、本発明に係るサージ電圧抑制処理部３ｂについて、図４（ａ）および図４（ｂ）を用いて説明する。図４（ａ）は、半導体スイッチング素子Ｓｕの制御信号を生成するためのサージ電圧抑制処理部３ｂをブロック図で表した一例である。また、図４（ｂ）は、図４（ａ）の各ブロックの入出力信号の関係をタイミングチャートで表したものである。
図４（ａ）において、３１はＧｕ１生成部、３２はＧｕ２生成部、３３は排他的論理演算部ＸＯＲである。この排他的論理演算部ＸＯＲの出力が半導体スイッチング素子の制御信号Ｇｓｕとなる。
まず、Ｇｕ１生成部３１は、図１に示したＰＷＭ変調部３ａで生成されたＰＷＭ変調信号Ｐｓｕを入力とし、この入力信号ＰｓｕがＬｏｗからＨｉｇｈに変化したとき、図４（ｂ）に示すように時間Ｔ１１の間Ｈｉｇｈとなる信号Ｇｕ１を出力する。また、Ｇｕ１生成部３１は、入力信号ＰｓｕがＨｉｇｈからＬｏｗに変化したとき、図４（ｂ）に示すように時間Ｔ２１の間Ｈｉｇｈとなる信号Ｇｕ１を出力する。
次に、Ｇｕ２生成部３２は、同じくＰＷＭ変調信号Ｐｓｕを入力とし、この入力信号ＰｓｕがＬｏｗからＨｉｇｈに変化したとき、図４（ｂ）に示すように時間Ｔ１２だけ遅れてＬｏｗからＨｉｇｈに変化する信号Ｇｕ２を出力する。また、Ｇｕ２生成部３２は、入力信号ＰｓｕがＨｉｇｈからＬｏｗに変化したとき、図４（ｂ）に示すように時間Ｔ２２だけ遅れてＨｉｇｈからＬｏｗに変化する信号Ｇｕ２を出力する。尚、Ｇｕ２生成部３２は、単なる遅延回路であってもよいが、その場合にはＰｓｕ信号を所定時間分遅らせて出力するだけなので、必然的に「時間Ｔ１２＝時間Ｔ２２」となることになる。
排他的論理演算部３３は、Ｇｕ１生成部３１およびＧｕ２生成部３２が出力した制御信号Ｇｕ１とＧｕ２とを入力として排他的論理和演算を行い、いずれか１つの入力がＨｉｇｈのときのみＨｉｇｈとなる制御信号Ｇｓｕを出力する。したがって、制御信号Ｇｓｕは、ＰＷＭ信号ＰｓｕがＬｏｗからＨｉｇｈに変化したとき、時間Ｔ１１の間Ｈｉｇｈとなり、その後Ｌｏｗとなって、時間（Ｔ１２−Ｔ１１）を経過した後に再度Ｈｉｇｈとなる。また、制御信号Ｇｓｕは、ＰＷＭ信号ＰｓｕがＨｉｇｈからＬｏｗに変化したとき、時間Ｔ２１の間Ｌｏｗとなり、その後Ｈｉｇｈとなって、時間（Ｔ２２−Ｔ２１）を経過した後に再度Ｌｏｗとなる。
ここで、時間Ｔ１２を時間Ｔ１１の２倍の時間とし、時間Ｔ２２を時間Ｔ２１の２倍の時間とすれば、図２および図３に示した制御信号Ｇｓｕを得ることができる。
なお、本発明に係るサージ電圧抑制処理部３ｂは、従来技術のＰＷＭ変調部３ａの後段に、電子回路を用いて構成することができるので、電力変換装置の大型化を招くことはない。
また、図４に示したサージ電圧抑制処理部３ｂは制御信号Ｇｓｕを得るための論理の一例であり、他の論理によって図２および図３に示した制御信号Ｇｓｕを得ることができれば、本発明に係る効果を発揮することができるのは明らかである。したがって、本発明に係るサージ電圧抑制処理部３ｂは、図４に示したブロック図に限定されるものではない。
次に、図５は、本発明の他の実施例を示す電動機駆動システムの回路構成図である。本実施例が図１の実施例と異なる点は、インバータ２と電動機４との間にインダクタＬｆとコンデンサＣｆとからなるＬＣフィルタを設けているところである。ＬＣフィルタのインダクタＬｆは、インバータ２の端子Ｕ，Ｖ，Ｗと電動機４の入力端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１との間に挿入される。また、ＬＣフィルタのコンデンサＣｆは、その各一端がインダクタＬｆと電動機４の入力端子Ｕ１、Ｖ１，Ｗ１との間に接続され、それぞれの他端は一括して直流電源１のＮ端子側に接続される。
ここで、インダクタＬｆのインダクタンス値およびコンデンサＣｆのキャパシタンス値を、配線のインダクタンスＬｓのインダクタンス値および浮遊容量Ｃｓのキャパシタンス値の概ね１０倍の値またはこれ以上の値に選べば、インダクタＬｓと浮遊容量Ｃｓとで構成されるＬＣ回路に印加される電圧の立ち上がりと立ち下がりは緩やかになる。その結果、インダクタＬｓと浮遊容量Ｃｓとで構成されるＬＣ回路の共振を抑制することができる。
しかし、挿入したＬＣフィルタとインバータ２との間で共振が発生することが考えられる。ＬＣフィルタの共振周期Ｔは、インダクタＬｆのインダクタンス値Ｌｆｘ［Ｈ］およびコンデンサＣｆのキャパシタンス値Ｃｆｘ［Ｆ］で定まり、Ｔ＝１／［２π√（ＬｆｘＣｆｘ）］［ｓ］である。
そこで、挿入したＬＣフィルタの共振を抑制するため、図５のサージ電圧抑制処理部３ｂの時間Ｔ１１とＴ２１を、ＬＣフィルタの共振周期Ｔの１／６とする。このように時間Ｔ１１とＴ２１を設定することにより、図２および図３で示した原理と同様の原理でＬＣフィルタの共振を抑制することができる。その結果、電動機４の入力端子に生じるサージ電圧を抑制し、電動機４の絶縁破壊を防止することができる。
次に、図６は、本発明に係る電力変換装置を用いたさらに他の実施例を示す電動機駆動システムの回路構成図である。本実施例において、図５で示した実施例と異なる点は、コンデンサＣｆのそれぞれの他端を一括して直流電源１のＰ端子側に接続しているところである。インダクタＬｆのインダクタンス値、コンデンサＣｆのキャパシタンス値およびサージ電圧抑制処理部３ｂにおける時間Ｔ１１とＴ２１は、図５で示した実施例と同じである。
このようにＬＣフィルタを接続しても、図５で示した実施例と同様、ＬＣフィルタの共振を抑制することができる。その結果、電動機４の入力端子に生じるサージ電圧を抑制し、電動機４の絶縁破壊を防止することができる。
次に、図７は、本発明に係る電力変換装置を用いたさらに他の実施例を示す電動機駆動システムの回路構成図である。本実施例において、図５で示した実施例と異なる点は、直流電源１ａと直流電源１ｂとを直列に接続して直流電源を構成し、コンデンサＣｆのそれぞれの他端を一括して直流電源１ａと直流電源１ｂの直列接続点に接続しているところである。インダクタＬｆのインダクタンス値、コンデンサＣｆのキャパシタンス値およびサージ電圧抑制処理部３ｂにおける時間Ｔ１１とＴ２１は、図５で示した実施例と同じである。
このようにＬＣフィルタを接続しても、図５で示した実施例と同様、ＬＣフィルタの共振を抑制することができる。その結果、電動機４の入力端子に生じるサージ電圧を抑制し、電動機４の絶縁破壊を防止することができる。
また、図５〜図６に示した実施例において、サージ電圧を抑制するために追加する電気部品は、インダクタＬｆおよびコンデンサＣｆであり、従来技術のように、さらにサージ電圧のエネルギーを消費する抵抗や、ダイオードブリッジ回路などを追加する必要はない。したがって、電力変換装置の大型化、高価格化を抑制することができる。
なお、上述した本発明の実施例では、３相電圧型ＰＷＭインバータによる電動機駆動システムを例にとって本発明の作用および効果を説明したが、インバータの負荷は電動機に限られず、電動機以外の電気回路または電気部品を負荷とするインバータであっても、同様の作用および効果を発揮することができる。また、インバータは３相インバータに限られず、単相または３相以上の多相インバータであってもよい。また、２レベルのインバータに限られず、３レベル以上の多レベルのインバータであってもよい。
さらに、変調方式もＰＷＭ変調に限られず、矩形波状の電圧を負荷に対して出力する方式であればよい。
本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子がオン状態またはオフ状態に移行するときに、半導体スイッチング素子と負荷との間のインピーダンスが有する共振周期の１／６の時間で、オン→オフ→オンの動作またはオフ→オン→オフの動作をさせるようにしたので、各スイッチング動作によって生じた共振電圧の重畳効果によりサージ電圧の発生を抑制することができる。

Claims (4)

  1. 電源から受電した電力を変換して負荷に供給する電力変換装置において、
    半導体スイッチング素子と、
    前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路とを備え、
    前記制御回路は、
    前記半導体スイッチング素子をオン状態にするための制御信号を供給し、この制御信号は、第１のオン信号と第２のオン信号とで構成され、
    前記制御信号の第１のオン信号と第２のオン信号との間に、第１のオン信号の期間と実質的に等しい時間のオフ期間が設けられ、
    前記制御信号の第１のオン信号が出力される期間と、第１のオン信号と第２のオン信号との間に設けられるオフ期間とが、前記半導体スイッチング素子と負荷との間に存在するインピーダンスが有する共振周期の略１／６の時間に設定されることを特徴とする電力変換装置。
  2. 電源から受電した電力を変換して負荷に供給する電力変換装置において、
    半導体スイッチング素子と、
    前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、
    前記半導体スイッチング素子と前記負荷との間に接続したインダクタと、負荷側に接続される前記インダクタの端子と前記電源の一端との間に接続されるコンデンサとからなるＬＣ回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、
    前記半導体スイッチング素子をオン状態にするための制御信号を供給し、この制御信号は、第１のオン信号と第２のオン信号とで構成され、
    前記制御信号の第１のオン信号と第２のオン信号との間に、第１のオン信号の期間と実質的に等しい時間のオフ期間が設けられ、
    前記制御信号の第１のオン信号が出力される期間と、第１のオン信号と第２のオン信号との間に設けられるオフ期間とが、半導体スイッチング素子と負荷との間に設けた前記ＬＣ回路が有する共振周期の略１／６の時間に設定されることを特徴とする電力変換装置。
  3. 電源から受電した電力を変換して負荷に供給する電力変換装置において、
    半導体スイッチング素子と、
    前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路とを備え、
    前記制御回路は、
    前記半導体スイッチング素子をオフ状態にするための制御信号を供給し、この制御信号は、第１のオフ信号と第２のオフ信号とで構成され、
    前記制御信号の第１のオフ信号と第２のオフ信号との間に、第１のオフ信号の期間と実質的に等しい時間のオン期間が設けられ、
    前記制御信号の第１のオフ信号が出力される期間と、第１のオフ信号と第２のオフ信号との間に設けられるオン期間とが、前記半導体スイッチング素子と負荷との間に存在するインピーダンスが有する共振周期の略１／６の時間に設定されることを特徴とする電力変換装置。
  4. 電源から受電した電力を変換して負荷に供給する電力変換装置において、
    半導体スイッチング素子と、
    前記半導体スイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、
    前記半導体スイッチング素子と前記負荷との間に接続したインダクタと、負荷側に接続される前記インダクタの端子と前記電源の一端との間に接続されるコンデンサとからなるＬＣ回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、
    前記半導体スイッチング素子をオフ状態にするための制御信号を供給し、この制御信号は、第１のオフ信号と第２のオフ信号とで構成され、
    前記制御信号の第１のオフ信号と第２のオフ信号との間に、第１のオフ信号の期間と実質的に等しい時間のオン期間が設けられ、
    前記制御信号の第１のオフ信号が出力される期間と、第１のオフ信号と第２のオフ信号との間に設けられるオン期間とが、半導体スイッチング素子と負荷との間に設けた前記ＬＣ回路が有する共振周期の略１／６の時間に設定されることを特徴とする電力変換装置。
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