JPH10327579A

JPH10327579A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH10327579A
Application number: JP6238098A
Authority: JP
Inventors: Saburo Kitano; 三郎北野
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1997-03-21
Filing date: 1998-03-13
Publication date: 1998-12-08
Anticipated expiration: 2018-03-13
Also published as: JP3375880B2

Abstract

(57)【要約】【課題】従来例の一次回生方式の共振型電源は、トラ
ンス二次巻線に接続された整流ダイオードを通して流れ
る電流を急峻に遮断するため、ダイオードリカバリーノ
イズが発生する。【解決手段】直流源、インダクタンス、コンデンサ、
主スイッチング素子および副スイッチング素子を含むス
イッチング電源回路であり、インダクタンスに蓄積され
た励磁エネルギーをループ回路にて、次回の主スイッチ
ング素子のターンオンのタイミング迄温存し、回生電力
として利用することを特徴とするものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、損失を低減するた
めのスイッチング電源（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の構成
に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年高い周波数で利用できるスイッチン
グ素子の開発に伴いＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチン
グ周波数が高くなるにつれて、大きな体積を占めるトラ
ンス、チョークコイル、平滑コンデンサを小さく構成で
きるようになり、その小形化が期待されている。

【０００３】ところが、スイッチング素子のターンオ
ン、ターンオフ時の電流と電圧の重なりによって生ずる
スイッチング損失が高周波化に伴って増加し、前記した
部品や回路素子が小さくなっているにもかかわらず、ス
イッチング損失による発熱に対する放熱対策のために全
体の小型化が進んでいないのが現状である。

【０００４】また、ＤＣ−ＤＣコンバータの高周波化に
ともない絶縁ゲート型電界トランジスタの使用が一般的
になっているが、絶縁ゲート型電界効果トランジスタは
出力部に寄生容量があり、電圧を印加したままスイッチ
ング動作を行うと寄生容量の短絡を生じ、ノイズを発生
する。このことに対しても対策が必要である。

【０００５】スイッチング素子のターンオン、ターンオ
フ時の損失を低減することのできる１石式のＤＣ―ＤＣ
コンバータの従来例として、特公平７−４８９４４号公
報、発明の名称：ＤＣ−ＤＣコンバータ、出願人：東光
株式会社、ネミック・ラムダ株式会社、株式会社ユタカ
電機製作所、株式会社電設、があり、図４にその回路
図、図５にその動作波形を示す。

【０００６】図４において、従来例の主スイッチング素
子のオン期間中にトランスの一次巻線から二次巻線へ電
力が伝達される１石式のＤＣ―ＤＣコンバータは、直流
源Ｅ_S、トランスＴ₁の―次巻線Ｌ₁、主スイッチング素
子であるＮチャンネルの絶縁ゲート型電界効果トランジ
スタＱ_Aが直列回路を構成しており、トランスＴ₁の二次
巻線Ｌ₂には整流ダイオードＤ_A、チョークコイルＬ₃、
平滑コンデンサＣ_Aからなる整流・平滑回路が接続さ
れ、さらに、トランジスタＱ_Aには第１のコンデンサ
Ｃ_C、第２のコンデンサＣ_DとＰチャンネルの絶縁ゲート
型電界効果トランジスタＱ_Bからなる直列回路が並列接
続されている。トランジスタＱ_Bは副スイッチング素子
の役割をなし、Ｄ_DはトランジスタＱ_Bの寄生ダイオード
であり、コンデンサＣ_BはトランジスタＱ_Aの寄生容量で
ある。また、トランジスタＱ_Bがターンオフした後第１
の休止期間を経てトランジスタＱ_Aがターンオンし、ト
ランジスタＱ_Aがターンオフした後、第２の休止期間を
経てトランジスタＱ_Bがターンオンするように両方のス
イッチング素子がオフしている休止期間を設定してあ
る。

【０００７】このように構成された図４のＤＣ―ＤＣコ
ンバータの動作の波形図を示す図５を参照しながら説明
する。図５は、トランジスタＱ_Aのゲート電圧Ｖ_GA、ト
ランジスタＱ_Bのゲート電圧Ｖ_GB、トランジスタＱ_Aのド
レイン・ソース間電圧Ｖ_QA、トランジスタＱ_Aのドレイ
ンからソースへ流れる電流Ｉ_QA、コンデンサＣ_Cの電流
Ｉ_CC、コンデンサＣ_Dの電流Ｉ_CD、トランジスタＱ_Bの寄
生ダイオードＤ_Dの電流Ｉ_DD、トランジスタＱ_Bのドレイ
ンからソースへ流れる電流Ｉ_QBの波形を、横軸に共通の
時間軸をとって表してある。

【０００８】まず時刻ｋ₅でトランジスタＱ_Aがターンオ
フすると、トランジスタＱ_Aのドレインからソースへ流
れる電流Ｉ_QAは零となり、―次巻線Ｌ₁に流れていた電
流の内の励磁電流は寄生容量Ｃ_BとコンデンサＣ_Cに流
れ、寄生容量Ｃ_BとコンデンサＣ_Cが充電される。

【０００９】時刻ｋ₆に、トランジスタＱ_Aのドレイン・
ソース間電圧Ｖ_QAがそれまでのサイクルでコンデンサＣ
_Dに充電されていた電圧Ｖ_CDを越えると、励磁電流はコ
ンデンサＣ_DとトランジスタＱ_Bの寄生ダイオードＤ_Dか
らなる径路に流れコンデンサＣ_Dが充電され始める。な
お定常動作中においてコンデンサＣ_Dに充電されていた
電圧Ｖ_CDは、直流源Ｅ_Sの電圧Ｖ_ESよりも高くなってい
る。

【００１０】トランスＴ₁の―次巻線Ｌ₁の励磁エネルギ
ーが全てコンデサＣ_Dに遷移した時刻ｋ₈に、コンデンサ
Ｃ_Dを流れる電流Ｉ_CDは零になる。時刻ｋ₅から時刻ｋ₈
までの期間は定常動作の結果、トランジスタＱ_Aのオフ
期間の１／２となる。

【００１１】電流Ｉ_CDが零になる前の時刻ｋ₇にトラン
ジスタＱ_Bにゲート電圧Ｖ_GAを加えてターンオンする
と、時刻ｋ₈以後のコンデンサＣ_Dの電圧は一次巻線Ｌ₁
に主スイッチング素子であるトランジスタＱ_Aがオン時
と逆の電圧、すなわち（Ｖ_CD―Ｖ_ES）の電圧をトランジ
スタＱ_Bを通して印加し、一次巻線Ｌ₁をトランジスタＱ
_Aがオン時と逆方向に励磁する。このために、電流Ｉ_CD
は零になった以後に連続してコンデンサＣ_Dから流れ出
す。これが、時刻ｋ₈の状況である。時刻ｋ₅と時刻ｋ₇
間は、トランジスタＱ_A、Ｑ_Bが両方共オフしている第２
の休止期間であり、トランジスタＱ_Aのオフ期間の１／
７に設定してある。

【００１２】時刻ｋ₈から後は、前記の通り励磁電流は
電流Ｉ_CDとしてトランジスタＱ_B、コンデンサＣ_D、一次
巻線Ｌ₁を逆方向に流れ、トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁は
逆方向に励磁され、この励磁エネルギーは後述するトラ
ンジスタＱ_Bがターンオフする時刻ｋ₉以後の効果に用い
られる。

【００１３】次に、時刻ｋ₉にトランジスタＱ_Bがターン
オフすると、コンデンサＣ_Dの電流Ｉ_CD、トランジスタ
Ｑ_Bの電流Ｉ_QBが零になるが、励磁電流は連続して流れ
続けようとするためにトランジスタＱ_Aの寄生容量Ｃ_Bと
コンデンサＣ_Cの放電電流として流れる。図５ではコン
デンサＣ_Cの充電電流を（＋）、放電電流を（−）の電
流Ｉ_CCとして表してある。

【００１４】時刻ｋ₉以後、寄生容量Ｃ_B、コンデンサＣ
_Cが放電される時、この寄生容量Ｃ_B、コンデンサＣ_Cの
電圧は一次巻線Ｌ₁の励磁インダクタンスと寄生容量
Ｃ_B、コンデンサＣ_Cの並列容量による過渡現象の正弦波
共振波形となり、この共振周期の１／４で最低となる。
この寄生容量Ｃ_B、コンデンサＣ_Cの両端電圧はトランジ
スタＱ_Aのドレイン・ソース間電圧Ｖ_QAであり、前記共
振周期の１／４の時刻ｋ₁₀の直前に零になる。寄生容量
Ｃ_B、コンデンサＣ_Cの放電が完了すると、励磁電流はト
ランジスタＱ_Aの寄生ダイオードＤ_Cに遷移して流れる。
図５のドレイン・ソース間電圧Ｖ_QAの点線は、前記正弦
波共振波形を示すものである。

【００１５】時刻ｋ₉と時刻ｋ₁₀の間はトランジスタ
Ｑ_A、Ｑ_Bが両方共オフしている第１の休止期間である。
そして励磁電流がこの寄生ダイオードＤ_Cを流れている
時刻ｋ₁₀に、主スイッチング素子であるトランジスタＱ
_Aがターンオンする。

【００１６】時刻ｋ₁₀でドレイン・ソース間電圧Ｖ_QAは
零なので、コンデンサＣ_Cは勿論、寄生容量Ｃ_Bの放電は
完了しており、トランジスタＱ_Aのターンオフ時の寄生
容量Ｃ_Bによる短絡電流は生じない。

【００１７】このように主スイッチング素子であるトラ
ンジスタＱ_Aがターンオンする前に、トランジスタＱ_Aの
ドレイン・ソース間電圧Ｖ_QAが零になるので、電圧Ｖ_QA
と電流Ｉ_QAの重なり期間はなく、スイッチング損失は生
じない。さらに、寄生容量Ｃ_Bからの短絡電流も流れな
い。

【００１８】ここで、第１の休止期間はトランスＴ₁の
励磁インダクタンスと第１のコンデンサＣ_Cで決定され
る共振周期の１／４、第２の休止期間は主スイッチング
素子であるトランジスタＱ₁のオフ期間の１／７にした
が、第１の休止期間は前記共振周期の１／４から１／６
の間、第２の休止期間は主スイッチング素子であるトラ
ンジスタＱ_Aのオフ期間の１／２以下、に設定すること
により同様な効果が得られる、としている。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来例
のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては以下に示すような問
題点があった。

【００２０】（１）ダイオードリカバリーノイズが発生
するトランスＴ₁の二次巻線Ｌ₂に接続された整流ダイオード
Ｄ_Aのオン期間中に急峻にターンオフされるため、整流
ダイオードＤ_Aのリカバリーノイズが発生する。時刻Ｋ₅
で、整流ダイオードＤ_Aに電流がながれているにもかか
わらず、主スイッチング素子Ｑ_Aがターンオフするた
め、整流ダイオードＤ_Aに流れている電流が急峻に遮断
され、ダイオードリカバリーノイズが発生する。

【００２１】（２）ノイズ（不要輻射）が発生するコンデンサＣ_Cの電流Ｉ_CCは図５に示されるように時刻
Ｋ₅の直後及び時刻Ｋ₉の直後に急峻な細いパルス状とな
って回路を流れるため、コンデンサＣ_B及びＣ_Cを接続す
る結線路上にノイズが発生する。この結線路がＣ_DとＱ_B
の直列回路と短距離で結ばれている場合はノイズ（不要
輻射）の問題が少ないが、部品配置上の都合等の要因に
より長くなる場合は、ノイズ（不要輻射）が増加する原
因となる。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
スイッチング電源回路は、直流源、インダクタンス、コ
ンデンサ、主スイッチング素子および副スイッチング素
子を含むスイッチング電源回路において、インダクタン
スに蓄積された励磁エネルギーをループ回路にて、次回
の主スイッチング素子のターンオンのタイミング迄温存
し、回生電力として利用することを特徴とするものであ
る。

【００２３】また、本発明の請求項２記載のスイッチン
グ電源回路は、直流電源Ｅ_B、トランスの―次巻線、主
スイッチング素子である絶縁ゲート型電界効果トランジ
スタを直列接続し、該トランスの二次巻線に接続された
第２のダイオードと平滑コンデンサによる整流・平滑回
路を経て直流出力を得るスイッチング電源回路であり、
該主スイッチング素子に第１のコンデンサが並列接続さ
れ、該トランスの１次巻線と該主スイッチング素子の直
列回路に対して第１のダイオードと第２のコンデンサよ
り成る直列回路が並列接続され、該トランスと該主スイ
ッチング素子との接続点と該ダイオードと該第２のコン
デンサとの接続点を副スイツチング素子である絶縁ゲー
ト型電界効果トランジスタにより接続し、副スイッチン
グ素子がターンオフした後に第１の休止期間を経て主ス
イッチング素子がターンオンし、該主スイッチング素子
がターンオフした後に第２の休止期間（ｔ₁−ｔ₃の期
間）を経た後、該トランスの二次巻線に接続された第２
のダイオードのオン期間中に該副スイッチング素子をタ
ーンオンさせて第１と第２のコンデンサの充電エネルギ
ーをトランスの１次巻線の励磁エネルギーに変換し、こ
の１次巻線の励磁エネルギーにより発生した励磁電流を
第１のダイオードと副スイッチング素子の回路に流して
励磁エネルギーを保持し、所要期間経過後、副スイッチ
ング素子をオフし、一定期間内に主スイッチング素子を
オンすることを特徴とするものである。

【００２４】さらに、本発明の請求項３記載のスイッチ
ング電源回路は、直流電源Ｅ_B、トランスの―次巻線、
主スイッチング素子である絶縁ゲート型電界効果トラン
ジスタを直列接続し、該トランスの二次巻線に接続され
た第２のダイオードと平滑コンデンサによる整流・平滑
回路を経て直流出力を得るスイッチング電源回路であ
り、該トランスの１次巻線に対して第１のコンデンサが
並列接続され、さらに、又、該トランスの１次巻線に対
して第１のダイオードと第２のコンデンサより成る並列
回路が副スイツチング素子である絶縁ゲート型電界効果
トランジスタを介して並列接続され、副スイッチング素
子がターンオフした後に第１の休止期間を経て主スイッ
チング素子がターンオンし、該主スイッチング素子がタ
ーンオフした後に第２の休止期間（ｔ₁−ｔ₃の期間）を
経た後、該トランスの二次巻線に接続された第２のダイ
オードのオン期間中に該副スイッチング素子をターンオ
ンさせて第１と第２のコンデンサの充電エネルギーをト
ランスの１次巻線の励磁エネルギーに変換し、この１次
巻線の励磁エネルギーにより発生した励磁電流を第１の
ダイオードと副スイッチング素子の回路に流して励磁エ
ネルギーを保持し、所要期間経過後、副スイッチング素
子をオフし、一定期間内に主スイッチング素子をオンす
ることを特徴とするものである。

【００２５】

【発明の実施の形態】図１乃至図３は本発明の一実施の
形態に関する図である。

【００２６】［実施の形態１］以下、本発明の一実施の
形態よりなるスイッチング電源回路をフライバック方式
に適用した例を図１に示し、この回路図を参照しながら
説明する。

【００２７】図１の主スイッチング素子のオン期間中に
トランスの一次巻線から二次巻線へ電力が伝達される１
石式の部分共振型スイッチング電源回路は、直流電源Ｅ
_B、トランスＴ₁の―次巻線Ｌ₁、主スイッチング素子で
あるＮチャンネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
Ｑ₁が直列回路を構成しており、トランスＴ₁の二次巻線
Ｌ₂には整流ダイオードＤ₂、平滑コンデンサＣ₃からな
る整流・平滑回路が接続されている。

【００２８】さらに、主スイッチング素子であるトラン
ジスタＱ₁には第１のコンデンサＣ₁が並列接続され、ト
ランスＴ₁とトランジスタＱ₁の直列回路に対して、ダイ
オードＤ₁と第２のコンデンサＣ₂との直列回路が、並列
接続されている。さらに、トランスＴ₁とトランジスタ
Ｑ₁との接続点Ａと、ダイオードＤ₁とコンデンサＣ₂と
の接続点Ｂとを、副スイツチング素子であるＮチャンネ
ルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタＱ₂が接続して
おり、接続点Ａ側にはトランジスタＱ₂のソース端子が
接続され、接続点Ｂ側にはトランジスタＱ₂のドレイン
端子が接続されている。

【００２９】そして、図１に示されるように、主スイッ
チング素子のトランジスタＱ₁には、寄生ダイオードＤ₃
と寄生容量Ｃ₄とが並列接続されており、又副スイツチ
ング素子のトランジスタＱ₂には、寄生ダイオードＤ₄と
寄生容量Ｃ₅とが並列接続されている。

【００３０】図１のように構成されたスイッチング電源
回路の動作を図２の波形図として示す。図２は、Ｅ_G1：トランジスタＱ₁のゲート電圧、Ｅ_G2：トランジスタＱ₂のゲート電圧、Ｉ₁ ：トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁を流れる電流、Ｅ_Q1：トランジスタＱ₁のドレイン・ソース間電圧、Ｉ₂ ：トランスＴ₁の二次巻線Ｌ₂を流れる電流、Ｉ_Q1：トランジスタＱ₁のドレインからソースへ流れる
電流、Ｅ_Q2：トランジスタＱ₂のドレイン・ソース間電圧、Ｉ_Q2：トランジスタＱ₂のドレインからソースへ流れる
電流、の各波形を横軸に共通の時間軸をとって表してある。

【００３１】時間軸に沿って説明する。

【００３２】（１）期間ｔ₀−ｔ₁間の動作（Ｑ₁オン、
Ｑ₂オフ）時刻ｔ₀で、トランジスタＱ₁のゲート電圧Ｅ_G1はハイ状
態に設定されており、トランジスタＱ₂のゲート電圧Ｅ
_G2はロー状態（ゼロレベル）なので、トランジスタＱ₁
はオン（動作）状態であり、トランジスタＱ₂はオフ
（非動作）状態である。

【００３３】トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁を流れる電流Ｉ
₁は単調増加し、トランジスタＱ₁のドレイン・ソース間
電圧Ｅ_Q1はほぼ零（ゼロ）レベルにあり、トランスＴ₁
の二次巻線Ｌ₂を流れる電流Ｉ₂も零（ゼロ）レベルにあ
り、トランジスタＱ₁のドレインからソースへ流れる電
流Ｉ_Q1は単調増加し、トランジスタＱ₂のドレイン・ソ
ース間電圧Ｅ_Q2はハイレベルにあり、トランジスタＱ₂
のドレインからソースへ流れる電流Ｉ_Q2は零（ゼロ）レ
ベルにある。

【００３４】（２）期間ｔ₁−ｔ₂間の動作（Ｑ₁オフ、
Ｑ₂オフ）時刻ｔ₁で、トランジスタＱ₁のゲート電圧Ｅ_G1はロー状
態（ゼロレベル）となり、トランジスタＱ₂のゲート電
圧Ｅ_G2はロー状態のままなので、トランジスタＱ₁はオ
フ（非動作）状態となり、トランジスタＱ₂はオフ（非
動作）状態のままである。従って、トランスＴ₁の一次
巻線Ｌ₁を流れる電流Ｉ₁は、コンデンサＣ₁及びトラン
ジスタＱ₁のドレイン・ソース間の寄生容量Ｃ₄に流れ込
むため、増加の勾配は減少する。と同時に、トランジス
タＱ₁のドレイン・ソース間電圧Ｅ_Q1は緩やかに立ち上
がり、主スイッチング素子であるトランジスタＱ₁のタ
ーンオフによる損失（ロス）を僅少にする。

【００３５】トランスＴ₁の二次巻線Ｌ₂を流れる電流Ｉ
₂も零（ゼロ）レベルにあり、トランジスタＱ₁のドレイ
ンからソースへ流れる電流Ｉ_Q1は零（ゼロ）レベルにあ
り、トランジスタＱ₂のドレイン・ソース間電圧Ｅ_Q2は
ハイレベルから減少してローレベルに向かう。また、ト
ランジスタＱ₂のドレインからソースへ流れる電流Ｉ_Q2
は零の状態（ゼロレベル）のままにある。

【００３６】（３）期間ｔ₂−ｔ₃間の動作（Ｑ₁オフ、
Ｑ₂オフ）時刻ｔ₂で、トランジスタＱ₁のドレイン電圧Ｅ_Q1が直流
電源の電源電圧Ｅ_Bと等しくなるので、トランスＴ₁の一
次巻線Ｌ₁を流れる電流Ｉ₁は、コンデンサＣ₁、トラン
ジスタＱ₁のドレイン・ソース間の寄生容量Ｃ₄及び副ス
イツチング素子であるトランジスタＱ₂の寄生ダイオー
ドＤ₄を介してコンデンサＣ₂に流れ込む。

【００３７】トランジスタＱ₁のゲート電圧Ｅ_G1はロー
状態であり、トランジスタＱ₂のゲート電圧Ｅ_G2はロー
状態であり、トランジスタＱ₁はオフ（非動作）状態と
なり、トランジスタＱ₂はオフ（非動作）状態である。
トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁を流れる電流Ｉ₁はピークと
なり、トランジスタＱ₁のドレイン・ソース間電圧Ｅ_Q1
の増加の勾配が減少し、トランスＴ₁の二次巻線Ｌ₂を流
れる電流Ｉ₂も零（ゼロ）レベルにあり、トランジスタ
Ｑ₁のドレインからソースへ流れる電流Ｉ_Q1は零（ゼ
ロ）レベルにあり、トランジスタＱ₂のドレイン・ソー
ス間電圧Ｅ_Q2はローレベルに達し、トランジスタＱ₂の
ドレインからソースへ流れる電流Ｉ_Q2は零（ゼロ）レベ
ルのままにある。

【００３８】（４）期間ｔ₃−ｔ₄間の動作（Ｑ₁オフ、
途中でＱ₂オン）時刻ｔ₃で、トランジスタＱ₁のドレイン・ソース間電圧
Ｅ_Q1の電圧値が式（１）の値となると、トランスＴ₁の
二次巻線Ｌ₂を流れる電流Ｉ₂が流れ始め、トランスＴ₁
の一次巻線Ｌ₁を流れる電流Ｉ₁が零（ゼロ）レベルであ
る。

【００３９】Ｅ_Q1＝ＮＥ₂＋Ｅ_B （１）ここに、Ｅ₂ ：二次側出力電圧Ｎ：トランスの巻数比（Ｎ＝ｎ１／ｎ２）トランスの一次巻線の巻数をｎ１、トランスの二次巻線
の巻数をｎ２、とする。

【００４０】また、時刻ｔ₃近傍において、トランジス
タＱ₁のドレイン・ソース間電圧Ｅ_Q1の点線で示す曲線
（リンギング）は、トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁のリーケ
ージインダクタンスＬ_Rと回路の容量の和の（Ｃ₁＋Ｃ₂
＋Ｃ₄）の共振現象による電圧振動を示すものである。

【００４１】また、二次側出力電圧Ｅ₂は、電源制御Ｉ
Ｃ（図１では図示省略）により、トランジスタＱ₁のオ
ン時間を制御することにより、常に一定電圧にコントロ
ールされている。

【００４２】期間ｔ₃−ｔ₄間において、トランジスタＱ
₁のゲート電圧Ｅ_G1はロー状態となり、トランジスタＱ₂
のゲート電圧Ｅ_G2はロー状態なので、トランジスタＱ₁
はオフ（非動作）状態であり、トランジスタＱ₂はオフ
（非動作）状態である。トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁を流
れる電流Ｉ₁は零（ゼロ）レベルにあり、トランジスタ
Ｑ₁のドレイン・ソース間電圧Ｅ_Q1は上記の式（１）で
規定される電圧、Ｅ_Q1＝ＮＥ₂＋Ｅ_Bにあるので、トラン
スＴ₁の二次巻線Ｌ₂を流れる電流Ｉ₂は時刻ｔ₃で最大値
となり、その後単調に減少し、時刻ｔ₄で零（ゼロ）レ
ベルに達する。トランジスタＱ₁のドレインからソース
へ流れる電流Ｉ_Q1は零（ゼロ）レベルにあり、トランジ
スタＱ₂のドレイン・ソース間電圧Ｅ_Q2はローレベルに
あり、トランジスタＱ₂のドレインからソースへ流れる
電流Ｉ_Q2は零（ゼロ）レベルにある。

【００４３】次に、期間ｔ₃−ｔ₄間の或る時期におい
て、トランジスタＱ₂のゲート電圧Ｅ_G ₂をハイ状態に
し、トランジスタＱ₂をオンさせる。この時、トランジ
スタＱ₂のドレイン・ソース間電圧Ｅ_Q2は零のため、ス
イッチングを動作させても、スイッチングによる損失や
スイッチングノイズは発生しない。

【００４４】さらに、この期間（期間ｔ₃−ｔ₄間）中
は、第１のコンデンサＣ₁の充電電圧値と第２のコンデ
ンサＣ₂の充電電圧値とは同一のため、この期間中であ
れば、いずれのタイミングでトランジスタＱ₂をオンし
ても所定の動作を行うことができる。

【００４５】特にこの期間の動作ので重要なことは、ト
ランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁を流れる電流Ｉ₁が流れず（ゼ
ロレベル）、トランスＴ₁の二次巻線Ｌ₂を流れる電流Ｉ
₂のみが流れている状態であることである。

【００４６】（５）期間ｔ₄−ｔ₅間の動作（Ｑ₁オフ、
Ｑ₂オン）時刻ｔ₄で、トランスＴ₁の―次巻線Ｌ₁に蓄積されてい
た励磁エネルギーが零となり、トランスＴ₁の二次巻線
Ｌ₂を流れる電流Ｉ₂も零となる。また、第２のコンデン
サＣ₂の充電電荷がトランジスタＱ₂を介して放出を開始
し、同時に第１のコンデンサＣ₁、浮遊容量Ｃ₄も充電電
荷の放出を開始するため、トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁を
流れる電流Ｉ₁は逆向きに流れ、一次巻線Ｌ₁を逆励磁す
る。この時、一次巻線Ｌ₁の両端電圧は、ＮＥ₂以下であ
るため、トランスＴ₁の二次巻線Ｌ₂を流れる電流Ｉ₂は
零レベルの状態を持続する。

【００４７】この期間は、コンデンサＣ₁、Ｃ₂、Ｃ₄に
蓄積された静電エネルギーを一次巻線Ｌ₁の励磁エネル
ギーに変換する過渡期間であり、時刻ｔ₄と時刻ｔ₅との
期間の時間Ｔ（ｔ₄−ｔ₅）は式（２）により決定され
る。

【００４８】Ｔ（ｔ₄−ｔ₅）＝（１／２）×（√Ｌ×（Ｃ₁＋Ｃ₂＋Ｃ₄））（２）ここに、Ｌは一次巻線Ｌ₁のインダクタンスの値であ
る。

【００４９】（６）期間ｔ₅−ｔ₆間の動作（Ｑ₁オフ、
Ｑ₂オン）時刻ｔ₅で、上述の静電エネルギーが励磁エネルギーに
変換される過程が終了すると（この時、電圧Ｅ_Q1がＥ_B
と等しくなる）、一次巻線Ｌ₁の励磁電流Ｉ₁は、ダイオ
ードＤ₁、トランジスタＱ₂を通して流れ続ける。トラン
ジスタＱ₂がオンしている間、一次巻線Ｌ₁の励磁電流Ｉ
₁は、この同一ループをぐるぐる回り続ける。

【００５０】この「ぐるぐる回りの期間」中、上記のル
ープ内の抵抗値が小さいため、トランスＴ₁の一次巻線
Ｌ₁を流れる電流Ｉ₁の減衰量は僅少であり、次の時刻ｔ
₆迄その勢力（電磁エネルギー）は持続される。

【００５１】本発明の一実施の形態よりなるスイッチン
グ電源回路は、ＰＷＭ制御（パルス幅変調）フライバッ
ク方式に適用したものである。トランジスタＱ₁のスイ
ッチング周期は一定であり、２次側出力の負荷条件（２
次側出力電流の多少）により、主にＱ₁のオン期間（ｔ₀
〜ｔ₁期間＋△）及び２巻線に電流が流れている期間
（ｔ₃〜ｔ₄期間）が変動する。従って、ｔ₃〜ｔ₄期間に
コンデンサＣ₁、Ｃ₂及びＣ₄に蓄積されていた静電エネ
ルギーをｔ₄〜ｔ₅期間で、トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁の
励磁エネルギーに変換し、次にトランジスタＱ₁がオン
する迄の期間中、この励磁エネルギーを温存するのが当
期間のｔ₅−ｔ₆期間である。つまり、２次側負荷条件に
より、各動作期間の長さが変化する一方、スイッチング
間隔が一定のため、このｔ₅−ｔ₆期間にて、タイミング
の調整を行うことになる。

【００５２】さらに言えば、この「ぐるぐる回りのルー
プ」の抵抗値が少ないものの、時間の経過と共に損失が
発生するため、当期間のｔ₅−ｔ₆期間が短い方が効率が
上がります。従って、２次側負荷電流が少ない場合に、
効率が低くなる傾向がある。

【００５３】（７）期間ｔ₆−ｔ₇間の動作（Ｑ₁オフ、
Ｑ₂オフ）時刻ｔ₆で、トランジスタＱ₂をオフすると、トランスＴ
₁の一次巻線Ｌ₁を流れる電流Ｉ₁は電源Ｅ_B、コンデンサ
Ｃ₁、Ｃ₄のループを流れ、時刻ｔ₇で、コンデンサＣ₁及
びＣ₄の充電電荷の引き抜きが終了する。この間、トラ
ンジスタＱ₂のドレイン・ソース間電圧Ｅ_Q2がゆるやか
に上昇するため、トランジスタＱ₂のターンオフによる
損失が僅少となる。

【００５４】（８）期間ｔ₇−ｔ₀間の動作（Ｑ₁オン、
Ｑ₂オフ）時刻ｔ₇以降、トランスの一次巻線Ｌ₁の逆励磁電流Ｉ₁
は、電源Ｅ_BとダイオードＤ₃のループを流れる。但し、
この現象を実現するため、下記の関係の式（３）が成立
するように、回路定数を設定する。

【００５５】（ＮＥ₂）²×（Ｃ₁＋Ｃ₂＋Ｃ₄）＞（Ｅ_B）²×（Ｃ₁＋Ｃ₄＋（Ｃ₂×Ｃ₅）／（Ｃ₂＋Ｃ₅））（３）例えば、Ｃ₁＝３３０ｐＦ、Ｃ₂＝１５０００ｐＦ、Ｃ₄
＝２００ｐＦ、Ｃ₅＝２００ｐＦ、ＮＥ₂＝７５Ｖ、Ｅ_B
＝１４０Ｖ、であり、これらの数値は上式（３）を満足
していることは当然である。

【００５６】この期間中、トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁を
流れる電流Ｉ₁は、電源電圧Ｅ_Bの極性に逆らって流れる
ため、時間経過とともに減少し、時刻ｔ₀で零になる。
そして、この期間中に、即ち期間ｔ₇−ｔ₀間の期間中
に、トランジスタＱ₁をオンすることにより、ターンオ
ンによる損失を少なくすることができる。

【００５７】尚、請求項２及び請求項３に記載の、「当
該一定期間」とは、副スイッチング素子のターンオフ
後、励磁電流が直流源、主スイッチング素子の寄生ダイ
オードを通して流れている期間であり、この期間ｔ₇−
ｔ₀を意味する。

【００５８】［実施の形態２］本発明の他の一実施の形
態よりなるスイッチング電源回路を図３に示す。

【００５９】図１と異なる点は、（１）コンデンサＣ₁を図１では、トランジスタＱ₁のド
レイン・ソース間に接続しているが、この図３では、ト
ランスの一次巻線Ｌ₁の両端に接続している。

【００６０】（２）コンデンサＣ₂を図１では、ダイオ
ードＤ₁のカソードと直流電源Ｅ_Bの負極に接続している
が、この図３では、ダイオードＤ₁の両端に接続してい
る。

【００６１】図３の主スイッチング素子のオン期間中に
トランスの一次巻線から二次巻線へ電力が伝達される１
石式のスイッチング電源回路は、直流電源Ｅ_B、トラン
スＴ₁の―次巻線Ｌ₁、主スイッチング素子であるＮチャ
ンネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタＱ₁が直列
回路を構成しており、トランスＴ₁の二次巻線Ｌ₂には整
流ダイオードＤ₂、平滑コンデンサＣ₃からなる整流・平
滑回路が接続されている。

【００６２】さらに、主スイッチング素子であるトラン
ジスタＱ₁には寄生ダイオードＤ₃と寄生容量Ｃ₄とが並
列接続されている。トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁と並列
に、第１のコンデンサＣ₁、ダイオードＤ₁と第２のコン
デンサＣ₂とが、並列接続されている。さらに、第１の
コンデンサＣ₁及びダイオードＤ₁の一端と、第２のコン
デンサＣ₂の一端とを副スイツチング素子であるＮチャ
ンネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタＱ₂で接続
する構成である。そして、副スイツチング素子のトラン
ジスタＱ₂には、寄生ダイオードＤ₄と寄生容量Ｃ₅とが
並列接続されている。

【００６３】しかし、図３の回路動作は図１と同じであ
り、図２の説明を適用することができるので、説明を略
す。

【００６４】また、図３においても、本発明の主眼であ
る「ぐるぐる回りの動作」が有効に働いている。トラン
スＴ₁の一次巻線Ｌ₁に蓄積した励磁エネルギーをぐるぐ
る回りにて、次回の副スイツチング素子であるスイッチ
ングトランジスタＱ₂のターンのオンのタイミング迄温
存し、回生電力として利用することができる。

【００６５】さらに、ｔ₃〜ｔ₄期間は、図３において
も、トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁を流れる電流Ｉ₁が流れ
ず（ゼロレベル）、トランスＴ₁の二次巻線Ｌ₂を流れる
電流Ｉ₂のみが流れている状態であることである。

【００６６】次に、本発明の一実施の形態よりなるスイ
ッチング電源回路、図１、図２及び図３において、各期
間の長さについて説明する。

【００６７】本発明は、ＰＷＭ制御方式（パルス幅変
調）のコントロールＩＣに接続し、フライバック方式及
びフォワード方式の区別なく適用できるものである。一
般に、ＰＷＭ方式のスイッチング電源は、動作周波数が
固定のため、不要輻射対策が容易で、使用者にとって好
都合である。何故なら、動作周波数が固定のため、動作
周波数の高調波成分の不要輻射低減に留意すればよい。
一方、周波数変動方式の場合は、連続した周波数帯域に
ついて、不要輻射低減の対策を行う必要があるためであ
る。

【００６８】本発明を、ＰＷＭ制御するには、負荷電流
が大きい時、図２で説明した期間ｔ₀−ｔ₁間の動作時間
を長くし、期間ｔ₅−ｔ₆間の動作時間を短くするよう
に、回路定数を選択する。

【００６９】又、逆に負荷電流が小さい時、図２で説明
した期間ｔ₀−ｔ₁間の動作時間を短くし、期間ｔ₅−ｔ₆
間の動作時間を長くすることにより、周波数を固定にす
ることができる。

【００７０】更に加えて、定格電流が特に使用定格最大
の時、期間ｔ₅−ｔ₆間の動作時間が最小になるように
（０、ゼロでも良い）設計することにより、回生電流
（トランジスタＱ₁をオンさせる直前に、ドレイン・ソ
ース間電圧Ｅ_Q2を零にするために必要な電力を供給する
電流、即ち、期間ｔ₅−ｔ₆間で、トランスＴ₁の一次巻
線Ｌ₁に流れている電流）が流れている時間を短くする
ことができ、変換効率を従来例と比較して、向上するこ
とができる。

【００７１】また、回生電流（期間ｔ₅−ｔ₆にトランス
Ｔ₁の一次巻線Ｌ₁に流れる電流Ｉ₁の値）が大きくなる
に従い、期間ｔ₇−ｔ₀が大きくなり、トランジスタＱ₁
のオンのタイミング誤差に対する余裕が大きくできる反
面、逆に変換効率の低下の要因となる。

【００７２】しかし、本発明のスイッチング電源回路で
は、回生電流値は次の式（４）により求められ、二次側
の出力電流値（負荷条件）に左右されることなく、回路
の定数設定のみに依存するため、制御回路の誤差バラツ
キを考慮した、最適値に設定することができる。

【００７３】Ｉ（ｔ₅−ｔ₆）＝ＮＥ₂×√（（Ｃ₁＋Ｃ₂＋Ｃ₄）／Ｌ₁）（４）ここに、Ｉ（ｔ₅−ｔ₆）：回生電流値Ｌ₁ ：一次巻線Ｌ₁のインダクタンスＣ₁、Ｃ₂、Ｃ₄ ：コンデンサＣ₁、Ｃ₂、Ｃ₄の各容量
値また、図２の各波形図は、トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁と
二次巻線Ｌ₂間の結合度が１００％（即ち、結合係数ｋ
＝１）として求めたものであるが、実際には、一次巻線
Ｌ₁にリーケージインダクタンスが存在するため、Ｅ_Q1
の波形図上に点線で示すリンギング（振動波形）が結成
するが、コンデンサＣ₁、Ｃ₂及びＣ₄の値を十分大きく
することにより、このリンギングを殆ど問題のない大き
さに小さくすることができる。

【００７４】尚、請求項２及び請求項３に記載の、「当
該一定期間」とは、副スイッチング素子のターンオフ
後、励磁電流が直流源、主スイッチング素子の寄生ダイ
オードを通して流れている期間であり、この期間ｔ₇−
ｔ₀を意味する。

【００７５】

【発明の効果】以上のように、本発明の請求項１記載の
スイッチング電源回路によれば、直流源、インダクタン
ス、コンデンサ、主スイッチング素子および副スイッチ
ング素子を含むスイッチング電源回路において、インダ
クタンスに蓄積された励磁エネルギーをループ回路に
て、次回の主スイッチング素子のターンオンのタイミン
グ迄温存し、回生電力として利用することを特徴とする
ものであり、スイッチング電源回路の電力変換効率を向
上させることができると共に、急峻な細いパルス状の電
流が回路を流れないため、ノイズ（不要輻射）の発生を
極めて小さくすることができる。さらに、本発明のスイ
ッチング電源回路では、二次側のダイオード電流が完全
に零になってから、次のプロセスに移行するため、スイ
ッチング素子のターンオフに伴うノイズが発生しない。

【００７６】また、本発明の請求項２記載のスイッチン
グ電源回路は、直流電源Ｅ_B、トランスの―次巻線、主
スイッチング素子である絶縁ゲート型電界効果トランジ
スタを直列接続し、該トランスの二次巻線に接続された
第２のダイオードと平滑コンデンサによる整流・平滑回
路を経て直流出力を得るスイッチング電源回路であり、
該主スイッチング素子に第１のコンデンサが並列接続さ
れ、該トランスの１次巻線と該主スイッチング素子の直
列回路に対して第１のダイオードと第２のコンデンサよ
り成る直列回路が並列接続され、該トランスと該主スイ
ッチング素子との接続点と該ダイオードと該第２のコン
デンサとの接続点を副スイツチング素子である絶縁ゲー
ト型電界効果トランジスタにより接続し、副スイッチン
グ素子がターンオフした後に第１の休止期間を経て主ス
イッチング素子がターンオンし、該主スイッチング素子
がターンオフした後に第２の休止期間（ｔ₁−ｔ₃の期
間）を経た後、該トランスの二次巻線に接続された第２
のダイオードのオン期間中に該副スイッチング素子をタ
ーンオンさせて第１と第２のコンデンサの充電エネルギ
ーをトランスの１次巻線の励磁エネルギーに変換し、こ
の１次巻線の励磁エネルギーにより発生した励磁電流を
第１のダイオードと副スイッチング素子の回路に流して
励磁エネルギーを保持し、所要期間経過後、副スイッチ
ング素子をオフし、一定期間内に主スイッチング素子を
オンすることを特徴とするものであり、スイッチング電
源回路の動作特性がリーケージインダクタンスに依存し
ない方式のため、トランスの生産バラツキに依存せず、
安定な動作特性を得ることができる。また、本発明は回
生電流の流れている期間が短く、また電流値も二次側の
負荷条件に左右されず、オン・オフの制御タイミング誤
差上の必要最小値に設定できるため、スイッチング電源
回路の電力変換効率を向上させることができる。

【００７７】さらに、本発明の請求項３記載のスイッチ
ング電源回路は、直流電源Ｅ_B、トランスの―次巻線、
主スイッチング素子である絶縁ゲート型電界効果トラン
ジスタを直列接続し、該トランスの二次巻線に接続され
た第２のダイオードと平滑コンデンサによる整流・平滑
回路を経て直流出力を得るスイッチング電源回路であ
り、該トランスの１次巻線に対して第１のコンデンサが
並列接続され、さらに、又、該トランスの１次巻線に対
して第１のダイオードと第２のコンデンサより成る並列
回路が副スイツチング素子である絶縁ゲート型電界効果
トランジスタを介して並列接続され、副スイッチング素
子がターンオフした後に第１の休止期間を経て主スイッ
チング素子がターンオンし、該主スイッチング素子がタ
ーンオフした後に第２の休止期間（ｔ₁−ｔ₃の期間）を
経た後、該トランスの二次巻線に接続された第２のダイ
オードのオン期間中に該副スイッチング素子をターンオ
ンさせて第１と第２のコンデンサの充電エネルギーをト
ランスの１次巻線の励磁エネルギーに変換し、この１次
巻線の励磁エネルギーにより発生した励磁電流を第１の
ダイオードと副スイッチング素子の回路に流して励磁エ
ネルギーを保持し、所要期間経過後、副スイッチング素
子をオフし、一定期間内に主スイッチング素子をオンす
ることを特徴とするものであり、スイッチング電源回路
の動作特性がリーケージインダクタンスに依存しない方
式のため、トランスの生産バラツキに依存せず、安定な
動作特性を得ることができる。また、本発明は回生電流
の流れている期間が短く、また電流値も二次側の負荷条
件に左右されず、オン・オフの制御タイミング誤差上の
必要最小値に設定できるため、スイッチング電源回路の
電力変換効率を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態よりなるスイッチング電
源回路をフライバック方式に適用した例の回路図であ
る。

【図２】本発明の一実施の形態よりなるスイッチング電
源回路をフライバック方式に適用した例の回路の動作を
示す波形図である。

【図３】本発明の他の一実施の形態よりなるスイッチン
グ電源回路の回路図である。

【図４】従来例のＤＣ―ＤＣコンバータの回路図であ
る。

【図５】従来例のＤＣ―ＤＣコンバータの回路の動作を
示す波形図である。

【符号の説明】

Ｑ₁ 主スイッチング素子であるＮチャンネルの絶縁ゲ
ート型電界効果トランジスタＱ₂ 副スイツチング素子であるＮチャンネルの絶縁ゲ
ート型電界効果トランジスタＣ₁ 第１のコンデンサＣ₂ 第２のコンデンサＣ₃ 平滑コンデンサＣ₄ トランジスタＱ₁の寄生容量Ｃ₅ トランジスタＱ₂の寄生容量Ｄ₁ ダイオードＤ₂ 整流ダイオードＤ₃ トランジスタＱ₁の寄生ダイオードＤ₄ トランジスタＱ₂の寄生ダイオードＥ_B 直流電源Ｌ₁ トランスＴ₁の―次巻線Ｌ₂ トランスＴ₁の二次巻線Ｅ_G1 トランジスタＱ₁のゲート電圧Ｅ_G2 トランジスタＱ₂のゲート電圧Ｉ₁ トランスＴ₁の一次巻線Ｌ₁を流れる電流Ｅ_Q1 トランジスタＱ₁のドレイン・ソース間電圧Ｉ₂ トランスＴ₁の二次巻線Ｌ₂を流れる電流Ｉ_Q1 トランジスタＱ₁のドレインからソースへ流れる
電流Ｅ_Q2 トランジスタＱ₂のドレイン・ソース間電圧Ｉ_Q2 トランジスタＱ₂のドレインからソースへ流れる
電流

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流源、インダクタンス、コンデンサ、
主スイッチング素子および副スイッチング素子を含むス
イッチング電源回路において、インダクタンスに蓄積さ
れた励磁エネルギーをループ回路にて、次回の主スイッ
チング素子のターンオンのタイミング迄温存し、回生電
力として利用することを特徴とするスイッチング電源回
路。
【請求項２】請求項１記載のスイッチング電源回路
が、直流電源Ｅ_B、トランスの―次巻線、主スイッチン
グ素子である絶縁ゲート型電界効果トランジスタを直列
接続し、該トランスの二次巻線に接続された第２のダイ
オードと平滑コンデンサによる整流・平滑回路を経て直
流出力を得るスイッチング電源回路であり、該主スイッチング素子に第１のコンデンサが並列接続さ
れ、該トランスの１次巻線と該主スイッチング素子の直
列回路に対して第１のダイオードと第２のコンデンサよ
り成る直列回路が並列接続され、該トランスと該主スイッチング素子との接続点と該ダイ
オードと該第２のコンデンサとの接続点を副スイツチン
グ素子である絶縁ゲート型電界効果トランジスタにより
接続し、副スイッチング素子がターンオフした後に第１の休止期
間を経て主スイッチング素子がターンオンし、該主スイッチング素子がターンオフした後に第２の休止
期間（ｔ₁−ｔ₃の期間）を経た後、該トランスの二次巻線に接続された第２のダイオードの
オン期間中に該副スイッチング素子をターンオンさせて
第１と第２のコンデンサの充電エネルギーをトランスの
１次巻線の励磁エネルギーに変換し、この１次巻線の励磁エネルギーにより発生した励磁電流
を第１のダイオードと副スイッチング素子の回路に流し
て励磁エネルギーを保持し、所要期間経過後、副スイッチング素子をオフし、一定期
間内に主スイッチング素子をオンすることを特徴とする
スイッチング電源回路。
【請求項３】請求項１記載のスイッチング電源回路
が、直流電源Ｅ_B、トランスの―次巻線、主スイッチン
グ素子である絶縁ゲート型電界効果トランジスタを直列
接続し、該トランスの二次巻線に接続された第２のダイ
オードと平滑コンデンサによる整流・平滑回路を経て直
流出力を得るスイッチング電源回路であり、該トランスの１次巻線に対して第１のコンデンサが並列
接続され、さらに、又、該トランスの１次巻線に対して第１のダイ
オードと第２のコンデンサより成る並列回路が副スイツ
チング素子である絶縁ゲート型電界効果トランジスタを
介して並列接続され、副スイッチング素子がターンオフした後に第１の休止期
間を経て主スイッチング素子がターンオンし、該主スイッチング素子がターンオフした後に第２の休止
期間（ｔ₁−ｔ₃の期間）を経た後、該トランスの二次巻線に接続された第２のダイオードの
オン期間中に該副スイッチング素子をターンオンさせて
第１と第２のコンデンサの充電エネルギーをトランスの
１次巻線の励磁エネルギーに変換し、この１次巻線の励磁エネルギーにより発生した励磁電流
を第１のダイオードと副スイッチング素子の回路に流し
て励磁エネルギーを保持し、所要期間経過後、副スイッチング素子をオフし、一定期
間内に主スイッチング素子をオンすることを特徴とする
スイッチング電源回路。