JPH0748945B2 - 共振形コンバータ - Google Patents
共振形コンバータInfo
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- JPH0748945B2 JPH0748945B2 JP29021690A JP29021690A JPH0748945B2 JP H0748945 B2 JPH0748945 B2 JP H0748945B2 JP 29021690 A JP29021690 A JP 29021690A JP 29021690 A JP29021690 A JP 29021690A JP H0748945 B2 JPH0748945 B2 JP H0748945B2
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- inductor
- inductance
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は，実質的に印加電圧がゼロの状態でスイッチン
グ素子をスイッチングさせる共振形コンバータに関す
る。
グ素子をスイッチングさせる共振形コンバータに関す
る。
電力MOSFETおよびIGBTなどの進歩により電力デバイスの
大電力・高周波スイッチングが可能となり，高効率で高
機能を有する種々な電源装置が既に実用化されている。
大電力・高周波スイッチングが可能となり，高効率で高
機能を有する種々な電源装置が既に実用化されている。
近年，より高周波のスイッチングを高い効率で実現する
手段として共振形スイッチング技術が注目され，数多く
の研究報告がなされている。そして既に，理想化された
モデルで各種の共振形コンバータの基本特性が解明され
ている（例えば，二宮保，中原正俊，東徹，原田耕介，
“共振コンバータの統一的解析法",pp857〜867,電子情
報通信学会論文誌Ｂ-I,Vol.J-72-Ｂ-I,No.10.1989年10
月，など）。
手段として共振形スイッチング技術が注目され，数多く
の研究報告がなされている。そして既に，理想化された
モデルで各種の共振形コンバータの基本特性が解明され
ている（例えば，二宮保，中原正俊，東徹，原田耕介，
“共振コンバータの統一的解析法",pp857〜867,電子情
報通信学会論文誌Ｂ-I,Vol.J-72-Ｂ-I,No.10.1989年10
月，など）。
実際のスイッチング半導体素子，特に電力MOSFETは大き
なキャパシタンスを有するため，その影響が問題になる
が，スイッチング素子を実質的に電圧の印加されていな
い状態で，つまりゼロ電圧でスイッチング（ZVS）させ
るZVSコンバータでは,MOSFETのキャパシタンスを共振用
キャパシタンス又はその一部分として利用するため,MOS
FETのキャパシタンスについては問題は生じない。
なキャパシタンスを有するため，その影響が問題になる
が，スイッチング素子を実質的に電圧の印加されていな
い状態で，つまりゼロ電圧でスイッチング（ZVS）させ
るZVSコンバータでは,MOSFETのキャパシタンスを共振用
キャパシタンス又はその一部分として利用するため,MOS
FETのキャパシタンスについては問題は生じない。
しかし．整流用ダイオードの接合容量は共振用インダク
タンスと寄生振動を起こす。この寄生振動は出力制御特
性に影響を与え，安定制御の障害となる場合があるだけ
でなく、その寄生振動により整流用ダイオードには逆方
向電圧の印加期間に順方向と逆方向に交互に無視できな
い大きさの電流が流れるので、整流用ダイオードに電力
損失が生じる。
タンスと寄生振動を起こす。この寄生振動は出力制御特
性に影響を与え，安定制御の障害となる場合があるだけ
でなく、その寄生振動により整流用ダイオードには逆方
向電圧の印加期間に順方向と逆方向に交互に無視できな
い大きさの電流が流れるので、整流用ダイオードに電力
損失が生じる。
この点について第８図に示すような従来のフライバック
タイプのZVSコンバータを用いて説明すると，スイッチ
ング素子１として用いられるMOSFETがオン状態にあると
き，直流入力電源２から変圧器３の１次巻線N1およびMO
SFET1を通して電流が流れ，変圧器３にエネルギを蓄積
する。
タイプのZVSコンバータを用いて説明すると，スイッチ
ング素子１として用いられるMOSFETがオン状態にあると
き，直流入力電源２から変圧器３の１次巻線N1およびMO
SFET1を通して電流が流れ，変圧器３にエネルギを蓄積
する。
このとき，整流用ダイオード５は変圧器３の２次巻線N2
に誘起されている電圧により逆バイアスされ，導通しな
いが，整流用ダイオード５の有する接合容量と主として
変圧器３の漏洩インダクタンスと配線インダクタンスと
からなる共振用インダクタンスとによる寄生振動が発生
する。この寄生振動は第９図のI5およびV5で示すように
整流用ダイオード５が非導通に至ってから導通初期まで
の期間（Ｔ）中発生し，スイッチング素子１を介して流
れる１次側電流I1にも影響を与える。
に誘起されている電圧により逆バイアスされ，導通しな
いが，整流用ダイオード５の有する接合容量と主として
変圧器３の漏洩インダクタンスと配線インダクタンスと
からなる共振用インダクタンスとによる寄生振動が発生
する。この寄生振動は第９図のI5およびV5で示すように
整流用ダイオード５が非導通に至ってから導通初期まで
の期間（Ｔ）中発生し，スイッチング素子１を介して流
れる１次側電流I1にも影響を与える。
ここで，順方向ドロップの小さいダイオードを用いる必
要性から整流用ダイオード５としてショットキ・バリア
・ダイオードを用いた場合には，接合容量が大きくなる
のでより一層振動が大きくなる。
要性から整流用ダイオード５としてショットキ・バリア
・ダイオードを用いた場合には，接合容量が大きくなる
のでより一層振動が大きくなる。
次にスイッチング素子１がターンオフすると，前記共振
用インダクタンスと共振用コンデンサ４のキャパシタン
スとが共振を行い（V4），変圧器３に蓄積されたエネル
ギが変圧器３の２次巻線N2に伝達され電流を誘起する。
その電流は整流用ダイオード５により整流され，平滑用
コンデンサ６および負荷７に流れる。
用インダクタンスと共振用コンデンサ４のキャパシタン
スとが共振を行い（V4），変圧器３に蓄積されたエネル
ギが変圧器３の２次巻線N2に伝達され電流を誘起する。
その電流は整流用ダイオード５により整流され，平滑用
コンデンサ６および負荷７に流れる。
以上の説明からも分かるように，整流用ダイオードが非
導通のときそれの有する接合容量と共振用インダクタン
スとが寄生振動を起こし，この寄生振動は整流用ダイオ
ードからの出力を変化させる。この寄生振動の位相によ
る出力の変化が周波数制御による出力の変化以上になる
と，出力と動作周波数との関係に単調性がなくなり，寄
生振動により動作周波数に対する出力制御特性が正とな
る逆転部分が生じ，安定な制御ができない場合がある。
導通のときそれの有する接合容量と共振用インダクタン
スとが寄生振動を起こし，この寄生振動は整流用ダイオ
ードからの出力を変化させる。この寄生振動の位相によ
る出力の変化が周波数制御による出力の変化以上になる
と，出力と動作周波数との関係に単調性がなくなり，寄
生振動により動作周波数に対する出力制御特性が正とな
る逆転部分が生じ，安定な制御ができない場合がある。
また，特にZVS共振形コンバータは整流用ダイオードを
流れるピーク電流が大きいので，低電圧出力コンバータ
の効率を高めるためには，ダイサイズの大きな整流用ダ
イオードを採用してその順方向電圧以降をできるだけ小
さくする必要がある。この場合，整流用ダイオードの接
合容量が大きくならざるを得ず，動作周波数と寄生振動
の周波数の差は１オーダ程度になり，寄生振動の悪影響
は顕著となる。また，整流用ダイオードに並列にスナバ
回路を接続して寄生振動を吸収する方法もあるが，この
場合には効率の低下が大きい。
流れるピーク電流が大きいので，低電圧出力コンバータ
の効率を高めるためには，ダイサイズの大きな整流用ダ
イオードを採用してその順方向電圧以降をできるだけ小
さくする必要がある。この場合，整流用ダイオードの接
合容量が大きくならざるを得ず，動作周波数と寄生振動
の周波数の差は１オーダ程度になり，寄生振動の悪影響
は顕著となる。また，整流用ダイオードに並列にスナバ
回路を接続して寄生振動を吸収する方法もあるが，この
場合には効率の低下が大きい。
このような整流用ダイオードの接合容量と共振用インダ
クタンスとの寄生振動を防止することを目的として，本
発明では整流用ダイオードの非導通時に共振用インダク
タンスよりも数倍以上大きいインダクタンスを与える非
線形インダクタを整流用ダイオードに直列接続して共振
形の整流回路を構成したことを特徴としている。
クタンスとの寄生振動を防止することを目的として，本
発明では整流用ダイオードの非導通時に共振用インダク
タンスよりも数倍以上大きいインダクタンスを与える非
線形インダクタを整流用ダイオードに直列接続して共振
形の整流回路を構成したことを特徴としている。
このように，整流用ダイオードの非導通時に共振用イン
ダクタンスよりも大きいインダクタンスを呈する２次側
共振用の非線形インダクタを整流用ダイオードに直列接
続することにより、この整流用ダイオードの非導通期間
にその接合容量と２次側共振用の非線形インダクタとが
協働して２次側共振を行い、その２次側共振周期がスイ
ッチング素子の最大導通期間、即ち前記整流用ダイオー
ドの最大非導通期間以上となる共振形の整流回路を構成
しているので，振動による影響を与えない。また，この
発明では小電流領域で飽和する非線形インダクタを用い
ているので，整流用ダイオードに非線形インダクタを用
いたことによる出力制御特性への影響は実質的に生じな
い。
ダクタンスよりも大きいインダクタンスを呈する２次側
共振用の非線形インダクタを整流用ダイオードに直列接
続することにより、この整流用ダイオードの非導通期間
にその接合容量と２次側共振用の非線形インダクタとが
協働して２次側共振を行い、その２次側共振周期がスイ
ッチング素子の最大導通期間、即ち前記整流用ダイオー
ドの最大非導通期間以上となる共振形の整流回路を構成
しているので，振動による影響を与えない。また，この
発明では小電流領域で飽和する非線形インダクタを用い
ているので，整流用ダイオードに非線形インダクタを用
いたことによる出力制御特性への影響は実質的に生じな
い。
第１図により本発明にかかる共振形コンバータの一実施
例を説明する。
例を説明する。
同図において第８図に示した記号と同一の記号は相当す
る部材を示すものとし,8はスイッチング素子１と共振用
キャパシタ４とに並列に接続されたダイオードを示し，
スイッチング素子１がMOSFETの場合にはそのMOSFETの内
部ダイオードであり，他の半導体素子の場合には別途接
続されたダイオードである。9,9′は主に変圧器３の漏
洩インダクタンスと配線のインダクタンスとからなる共
振用インダクタンスの内の１次側,2次側の共振用インダ
クタンスをそれぞれ示す共振用インダクタンス手段であ
る。
る部材を示すものとし,8はスイッチング素子１と共振用
キャパシタ４とに並列に接続されたダイオードを示し，
スイッチング素子１がMOSFETの場合にはそのMOSFETの内
部ダイオードであり，他の半導体素子の場合には別途接
続されたダイオードである。9,9′は主に変圧器３の漏
洩インダクタンスと配線のインダクタンスとからなる共
振用インダクタンスの内の１次側,2次側の共振用インダ
クタンスをそれぞれ示す共振用インダクタンス手段であ
る。
10は整流用ダイオード５に直列接続された可飽和形の非
線形インダクタであり，非飽和領域において共振用イン
ダクタンス手段9,9′のインダクタンス値に比べて数倍
以上で，整流用ダイオード５の非導通時からスイッチン
グ素子１のターンオフまで，整流用ダイオード５の接合
容量と共振する２次側共振用のインダクタンスを与え
る。
線形インダクタであり，非飽和領域において共振用イン
ダクタンス手段9,9′のインダクタンス値に比べて数倍
以上で，整流用ダイオード５の非導通時からスイッチン
グ素子１のターンオフまで，整流用ダイオード５の接合
容量と共振する２次側共振用のインダクタンスを与え
る。
11は制御回路であり，スイッチング素子１の両端の電圧
がゼロになった後，それをターンオンさせ，そして出力
電圧の検出値に応じてスイッチング素子１のオフ時刻を
制御する制御信号を出力するものである。
がゼロになった後，それをターンオンさせ，そして出力
電圧の検出値に応じてスイッチング素子１のオフ時刻を
制御する制御信号を出力するものである。
次に第２図をも用いて動作説明を行うと，下記ようにな
る。
る。
（１） 期間T1（t1〜t2） スイッチング素子１がターンオン後，整流用ダイオード
５を流れる電流I5は入出力電圧の大きさと共振用インダ
クタンス手段9,9′の値との関係で直線的に減少して，
時刻t1で非線形インダクタ10の非飽和領域の最大電流値
Imになり，非線形インダクタ10は飽和領域から非飽和領
域に入る。
５を流れる電流I5は入出力電圧の大きさと共振用インダ
クタンス手段9,9′の値との関係で直線的に減少して，
時刻t1で非線形インダクタ10の非飽和領域の最大電流値
Imになり，非線形インダクタ10は飽和領域から非飽和領
域に入る。
（２） 期間T2（t2〜t3） 時刻t2で整流用ダイオード５を流れる電流I5がゼロにな
って，整流用ダイオード５が非導通となり，その接合容
量と共振用インダクタンス手段9,9′と非線形インダク
タ10とのインダクタンスとで周期の大きな共振が行われ
る。
って，整流用ダイオード５が非導通となり，その接合容
量と共振用インダクタンス手段9,9′と非線形インダク
タ10とのインダクタンスとで周期の大きな共振が行われ
る。
（３） 期間T3（t3〜t4） 時刻t3でスイッチング素子１がターンオフし始めると，
整流用ダイオード５の接合容量，共振用コンデンサ４の
キャパシタンスと共振用インダクタンス手段9,9′，非
線形インダクタ10のインダクタンスとで周期の大きな共
振が行われる。
整流用ダイオード５の接合容量，共振用コンデンサ４の
キャパシタンスと共振用インダクタンス手段9,9′，非
線形インダクタ10のインダクタンスとで周期の大きな共
振が行われる。
このコンバータの出力制御は，スイッチング素子１のタ
ーンオフ時刻t3を制御することにより行われる。
ーンオフ時刻t3を制御することにより行われる。
（４） 期間T4（t4〜t5） 時刻t4で非線形インダクタ10が磁気飽和し，そのインダ
クタンスは実質的にゼロになる。その状態は時刻t8の直
前まで続く。したがって，整流用ダイオード５を流れる
電流I5は，その接合容量，共振用コンデンサ４のキャパ
シタンスと共振用インダクタンス手段9,9′のインダク
タンスとの共振で増大し、その共振は非線形インダクタ
10に影響されない。
クタンスは実質的にゼロになる。その状態は時刻t8の直
前まで続く。したがって，整流用ダイオード５を流れる
電流I5は，その接合容量，共振用コンデンサ４のキャパ
シタンスと共振用インダクタンス手段9,9′のインダク
タンスとの共振で増大し、その共振は非線形インダクタ
10に影響されない。
（５） 期間T5（t5〜t6） 時刻t5で整流用ダイオード５が順バイアスになり，導通
する。整流用ダイオード５を流れる電流I5は共振用コン
デンサ４のキャパシタンスと共振用インダクタンス手段
9,9′のインダクタンスとの共振で或る時点まで増大
し，その後減少を始める。
する。整流用ダイオード５を流れる電流I5は共振用コン
デンサ４のキャパシタンスと共振用インダクタンス手段
9,9′のインダクタンスとの共振で或る時点まで増大
し，その後減少を始める。
（６） 期間T6（t6〜t7） 時刻t6でスイッチング素子１の両端電圧，つまり共振用
キャパシタ４の両端電圧が実質的にゼロになり，ダイオ
ード８が導通し始めて共振が終了する。以後，入出力電
圧と共振用インダクタンス手段9,9′のインダクタンス
の大きさの関係で，負方向の１次側電流I1は時刻t7まで
ゼロに向かって減少し，整流用ダイオード５を流れる電
流I5も減少する。
キャパシタ４の両端電圧が実質的にゼロになり，ダイオ
ード８が導通し始めて共振が終了する。以後，入出力電
圧と共振用インダクタンス手段9,9′のインダクタンス
の大きさの関係で，負方向の１次側電流I1は時刻t7まで
ゼロに向かって減少し，整流用ダイオード５を流れる電
流I5も減少する。
ここで，時刻t6〜t7の間では整流用ダイオード５が導通
し，スイッチング素子１の両端の電圧V1はゼロであある
ので，この期間にスイッチング素子１をターンオンさせ
ることにより，ゼロ電圧スイッチングが行える。
し，スイッチング素子１の両端の電圧V1はゼロであある
ので，この期間にスイッチング素子１をターンオンさせ
ることにより，ゼロ電圧スイッチングが行える。
（７） 期間T7（t7〜t8） 時刻t6〜t7の間でスイッチング素子１をターンオンさせ
ることにより，時刻t7で１次側電流I1はゼロを通過して
正に変わり，時刻t8まで増大する。一方，整流用ダイオ
ード５を流れる電流I5は減少を続ける。
ることにより，時刻t7で１次側電流I1はゼロを通過して
正に変わり，時刻t8まで増大する。一方，整流用ダイオ
ード５を流れる電流I5は減少を続ける。
（８） 期間T8（t8＝t1） 時刻t8で整流用ダイオード５を流れる電流I5は非飽和領
域の最大電流値Imになって１サイクルを終わり，期間T1
に戻って以下同様な動作を繰り返す。
域の最大電流値Imになって１サイクルを終わり，期間T1
に戻って以下同様な動作を繰り返す。
ここで，整流用ダイオード５の接合容量が寄生振動に寄
与する期間（t2〜t5）において，非線形インダクタ10の
非飽和領域のインダクタンスと２次側に換算した共振用
インダクタのインダクタンスとの和のインダクタンスと
整流用ダイオード５の接合容量とで振動を行うが，この
実施例ではその振動周期がスイッチング素子１の導通期
間と同程度になるよう，非線形インダクタ10の非飽和領
域のインダクタンスを２次側に換算した共振用インダク
タのインダクタンスの和よりも大きく選定してあり，従
来の寄生振動を共振形の整流として取り込んでいるの
で，安定な出力制御が行える。
与する期間（t2〜t5）において，非線形インダクタ10の
非飽和領域のインダクタンスと２次側に換算した共振用
インダクタのインダクタンスとの和のインダクタンスと
整流用ダイオード５の接合容量とで振動を行うが，この
実施例ではその振動周期がスイッチング素子１の導通期
間と同程度になるよう，非線形インダクタ10の非飽和領
域のインダクタンスを２次側に換算した共振用インダク
タのインダクタンスの和よりも大きく選定してあり，従
来の寄生振動を共振形の整流として取り込んでいるの
で，安定な出力制御が行える。
この整流用ダイオード５の逆バイアス期間の共振は出力
電力を制御する周波数の範囲を小さくできるという効果
を持つ。即ち，非線形インダクタ10の磁束は整流用ダイ
オード５の共振の位相により変化し，スイッチング素子
１の導通期間を小さくするほど，非線形インダクタ10の
整流用ダイオード５の導通方向の磁気飽和方向とは逆の
磁束方向まで延びた広範囲の磁束状態で動作する。した
がって，スイッチング素子１がターンオフ後，非線形イ
ンダクタ10が磁気飽和して整流用ダイオード５から出力
電流を流す時刻が遅れるため，出力が減少する。この非
線形インダクタ10を含む共振回路が存在しない場合より
も，小さな周波数変化で大幅な出力制御が可能となる。
電力を制御する周波数の範囲を小さくできるという効果
を持つ。即ち，非線形インダクタ10の磁束は整流用ダイ
オード５の共振の位相により変化し，スイッチング素子
１の導通期間を小さくするほど，非線形インダクタ10の
整流用ダイオード５の導通方向の磁気飽和方向とは逆の
磁束方向まで延びた広範囲の磁束状態で動作する。した
がって，スイッチング素子１がターンオフ後，非線形イ
ンダクタ10が磁気飽和して整流用ダイオード５から出力
電流を流す時刻が遅れるため，出力が減少する。この非
線形インダクタ10を含む共振回路が存在しない場合より
も，小さな周波数変化で大幅な出力制御が可能となる。
また，スイッチング素子１の最大導通時には非線形イン
ダクタ10の磁束は，この共振によりほとんど整流用ダイ
オード５の導通方向の飽和磁束方向近くに戻っているた
め，スイッチング素子１のターンオフ後，僅かな時間で
整流用ダイオード５が導通し，出力を低下させるなどの
悪影響を与えない。
ダクタ10の磁束は，この共振によりほとんど整流用ダイ
オード５の導通方向の飽和磁束方向近くに戻っているた
め，スイッチング素子１のターンオフ後，僅かな時間で
整流用ダイオード５が導通し，出力を低下させるなどの
悪影響を与えない。
以上のべた実施例に用いるのに好適な非線形インダクタ
10の一実施例として，第３図（Ａ）に示すような角形可
飽和インダクタ10aと線形インダクタ10Bとを並列接続し
た非線形インダクタ10がある。その磁気特性は同図
（Ｂ）に示すようなものである。
10の一実施例として，第３図（Ａ）に示すような角形可
飽和インダクタ10aと線形インダクタ10Bとを並列接続し
た非線形インダクタ10がある。その磁気特性は同図
（Ｂ）に示すようなものである。
また，別の実施例として角形可飽和インダクタのコアに
ギャップを設けても，同図（Ｂ）に示すような磁気特性
の非線形インダクタを得ることができる。
ギャップを設けても，同図（Ｂ）に示すような磁気特性
の非線形インダクタを得ることができる。
次に線形インダクタ10にバイアスを加える実施例を第４
図に示す。
図に示す。
第４図（Ａ）は，非線形インダクタ10に設けた巻線Ｗと
抵抗Ｒとを直列接続して角荷７の両端に接続することに
より，非線形インダクタ10に直流電流を流して正方向に
直流励磁〔第３図（Ｂ）に示すBm〕しておく例である。
こりにより逆方向の磁気飽和までの磁束変化量を大きく
とれるので，非線形インダクタンス10のコアを小型化で
き，また整流用ダイオード５を電流が流れ始めると直ぐ
に非線形インダクタ10は磁気飽和するので，非制御範囲
の無駄時間〔第２図の時刻（t3〜t5）〕を小さくできる
などの利点がある。別の実施例として同図（Ｂ）に示す
ように，非線形インダクタ10に設けた巻線Ｗとインダク
タＬとコンデンサＣとを直列接続して変圧器３の２次巻
線N2の両端に接続し，コンデンサＣを介してダイオード
Ｄを変圧器３の２次巻線N2間に接続した回路構成のもの
でも良い。インダクタＬは交流平滑用であり，そしてコ
ンデンサＣの値は所望のバイアス電流を設定するように
選択する。またバイアス電流で整流用ダイオード５の逆
バイアス電圧波形を制御し，整流用ダイオード５の導通
時刻を制御できるため，出力電圧を制御することも可能
である。
抵抗Ｒとを直列接続して角荷７の両端に接続することに
より，非線形インダクタ10に直流電流を流して正方向に
直流励磁〔第３図（Ｂ）に示すBm〕しておく例である。
こりにより逆方向の磁気飽和までの磁束変化量を大きく
とれるので，非線形インダクタンス10のコアを小型化で
き，また整流用ダイオード５を電流が流れ始めると直ぐ
に非線形インダクタ10は磁気飽和するので，非制御範囲
の無駄時間〔第２図の時刻（t3〜t5）〕を小さくできる
などの利点がある。別の実施例として同図（Ｂ）に示す
ように，非線形インダクタ10に設けた巻線Ｗとインダク
タＬとコンデンサＣとを直列接続して変圧器３の２次巻
線N2の両端に接続し，コンデンサＣを介してダイオード
Ｄを変圧器３の２次巻線N2間に接続した回路構成のもの
でも良い。インダクタＬは交流平滑用であり，そしてコ
ンデンサＣの値は所望のバイアス電流を設定するように
選択する。またバイアス電流で整流用ダイオード５の逆
バイアス電圧波形を制御し，整流用ダイオード５の導通
時刻を制御できるため，出力電圧を制御することも可能
である。
次に出力回路が別の回路構成である各実施例について説
明する。なお，変圧器に１次側回路はスイッチング素子
をプシュプルタイプに接続した回路，一対のコンデンサ
とスイッチング素子とをブリッジ構成にしたハーフブリ
ッジ回路，或いはスイッチング素子をブリッジ構成とし
た回路などで良いので省略する。
明する。なお，変圧器に１次側回路はスイッチング素子
をプシュプルタイプに接続した回路，一対のコンデンサ
とスイッチング素子とをブリッジ構成にしたハーフブリ
ッジ回路，或いはスイッチング素子をブリッジ構成とし
た回路などで良いので省略する。
第５図はセンタタップ形の全波整流回路構成にしたもの
であり，各整流用ダイオード5a,5bそれぞれに非線形イ
ンダクタ10a,10bを接続している。これら非線形インダ
クタ10a,10bも前記実施例と同様に，各整流用ダイオー
ド5a,5bの非導通期間においてそれらの持つ接合容量と
共振用インダクタンスとの寄生振動の周期をスイッチン
グ周期よりもかなり大きくするような値のインダクタン
スを与える。
であり，各整流用ダイオード5a,5bそれぞれに非線形イ
ンダクタ10a,10bを接続している。これら非線形インダ
クタ10a,10bも前記実施例と同様に，各整流用ダイオー
ド5a,5bの非導通期間においてそれらの持つ接合容量と
共振用インダクタンスとの寄生振動の周期をスイッチン
グ周期よりもかなり大きくするような値のインダクタン
スを与える。
第６図は４個の整流用ダイオード5a,5b,5c,5dをブリッ
ジ構成した回路において，それぞれの整流用ダイオード
5a,5b,5c,5dに非線形インダクタ10a,10b,10c,10dを直列
に接続した例を示す。これら非線形インダクタ10a,10b,
10c,10dも前記実施例と同様な働きを行う。
ジ構成した回路において，それぞれの整流用ダイオード
5a,5b,5c,5dに非線形インダクタ10a,10b,10c,10dを直列
に接続した例を示す。これら非線形インダクタ10a,10b,
10c,10dも前記実施例と同様な働きを行う。
次に第７図は変圧器３の２次巻線N2に,2個の整流用ダイ
オード5a,5bと２個のコンデンサをC1，C2とを倍電圧整
流回路構成となるよう接続した実施例を示す。
オード5a,5bと２個のコンデンサをC1，C2とを倍電圧整
流回路構成となるよう接続した実施例を示す。
これら非線形インダクタ10a,10bも前記実施例と同様な
作用を行うので説明を省略する。
作用を行うので説明を省略する。
なお，以上の実施例では共振用インダクタンスを主に変
圧器の漏洩インダクタンスと配線のインダクタンスとし
て説明したが，回路に別途共振用インダクタを設けても
良く、また整流用ダイオードに並列にコンデンサを接続
したものなども全く同様に本発明を適用できることは明
らかである。
圧器の漏洩インダクタンスと配線のインダクタンスとし
て説明したが，回路に別途共振用インダクタを設けても
良く、また整流用ダイオードに並列にコンデンサを接続
したものなども全く同様に本発明を適用できることは明
らかである。
以上述べたように本発明によれば，整流用ダイオードの
接合容量が寄生振動に寄与する期間，つまり整流用ダイ
オードの非導通期間において，非線形インダクタの非飽
和領域のインダクタンスと１次側・２次側の共振用イン
ダクタのインダクタンスとの和のインダクタンスと整流
用ダイオードの接合容量とで２次側共振を行うが、スイ
ッチング素子の最大導通幅、つまり整流用ダイオードの
最大非導通期間内で共振を繰り返さないためその２次側
共振周期がその最大非導通期間とほぼ同程度以上となる
よう，非線形インダクタの非飽和領域のインダクタンス
を選定してあるので，その２次側共振は整流用ダイオー
ドをゼロ電圧で導通，非導通させる共振回路として動作
し，出力制御に何ら悪影響を及ぼさないことは勿論のこ
と、スナバを設けた場合と違って電力損失を無視できる
ほど小さくできる。また，非線形インダクタは整流用ダ
イオードの導通時に磁気飽和するので，そのインダクタ
ンスが出力特性に実質的に影響を与えることはない。
接合容量が寄生振動に寄与する期間，つまり整流用ダイ
オードの非導通期間において，非線形インダクタの非飽
和領域のインダクタンスと１次側・２次側の共振用イン
ダクタのインダクタンスとの和のインダクタンスと整流
用ダイオードの接合容量とで２次側共振を行うが、スイ
ッチング素子の最大導通幅、つまり整流用ダイオードの
最大非導通期間内で共振を繰り返さないためその２次側
共振周期がその最大非導通期間とほぼ同程度以上となる
よう，非線形インダクタの非飽和領域のインダクタンス
を選定してあるので，その２次側共振は整流用ダイオー
ドをゼロ電圧で導通，非導通させる共振回路として動作
し，出力制御に何ら悪影響を及ぼさないことは勿論のこ
と、スナバを設けた場合と違って電力損失を無視できる
ほど小さくできる。また，非線形インダクタは整流用ダ
イオードの導通時に磁気飽和するので，そのインダクタ
ンスが出力特性に実質的に影響を与えることはない。
第１図は本発明にかかる共振形コンバータの一実施例を
示す図，第２図は本発明の一実施例を説明するための各
部の電圧，電流波形を示す図，第３図は本発明の一実施
例に用いる非線形インダクタの好ましい構成と磁気特性
を示す図，第４図は本発明の他の２つの実施例を説明す
るための図，第５図乃至第７図はそれぞれ本発明の他の
実施例を説明するための図，第８図は従来の共振形コン
バータを示す図，第９図は従来例説明するため各部の電
圧，電流波形を示す図である。 １……スイッチング素子,2……直流入力電源,3……変圧
器,4……共振用コンデンサ,5……整流用ダイオード,7…
…負荷,9,9′……共振用インダクタンス,10……非線形
インダクタ,11……制御回路，
示す図，第２図は本発明の一実施例を説明するための各
部の電圧，電流波形を示す図，第３図は本発明の一実施
例に用いる非線形インダクタの好ましい構成と磁気特性
を示す図，第４図は本発明の他の２つの実施例を説明す
るための図，第５図乃至第７図はそれぞれ本発明の他の
実施例を説明するための図，第８図は従来の共振形コン
バータを示す図，第９図は従来例説明するため各部の電
圧，電流波形を示す図である。 １……スイッチング素子,2……直流入力電源,3……変圧
器,4……共振用コンデンサ,5……整流用ダイオード,7…
…負荷,9,9′……共振用インダクタンス,10……非線形
インダクタ,11……制御回路，
Claims (4)
- 【請求項１】制御回路からの制御信号により導通時間の
制御されるスイッチング素子と， 該スイッチング素子と入力電源と直列接続される１次巻
線と整流用ダイオードを通して負荷に接続される２次巻
線とを有する変圧器と， 共振用インダクタンスと， 該共振用インダクタンスと共振を行う共振用キャパシタ
ンスを与える共振用コンデンサと， を備え，前記スイッチング素子を印加電圧がほぼゼロの
状態でスイッチングさせる共振形コンバータにおいて， 前記共振用インダクタンスよりも大きなインダクタンス
を小電流領域で与える２次側共振用の非線形インダクタ
を前記整流用ダイオードと直列に接続し，該２次側共振
用の非線形インダクタは前記整流用ダイオードの非導通
期間にその接合容量と協働して２次側共振を行い、その
２次側共振周期が前記整流用ダイオードの最大非導通期
間と同程度以上であることを特徴とする共振形コンバー
タ。 - 【請求項２】前記２次側共振用の非線形インダクタが可
飽和インダクタであることを特徴とする請求項１に記載
の共振形コンバータ。 - 【請求項３】前記２次側共振用の非線形インダクタが可
飽和インダクタと該可飽和インダクタに並列接続された
線形インダクタとからなることを特徴とする請求項１に
記載の共振形コンバータ。 - 【請求項４】前記２次側共振用の非線形インダクタに直
流バイアスをかけることを特徴とする請求項１ないし請
求項３のいずれかに記載の共振形コンバータ。」
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29021690A JPH0748945B2 (ja) | 1990-10-26 | 1990-10-26 | 共振形コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29021690A JPH0748945B2 (ja) | 1990-10-26 | 1990-10-26 | 共振形コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04165956A JPH04165956A (ja) | 1992-06-11 |
| JPH0748945B2 true JPH0748945B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=17753259
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29021690A Expired - Fee Related JPH0748945B2 (ja) | 1990-10-26 | 1990-10-26 | 共振形コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0748945B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3199423B2 (ja) * | 1991-11-01 | 2001-08-20 | オリジン電気株式会社 | 共振形フォワードコンバ−タ |
| JP2003018833A (ja) * | 2001-07-03 | 2003-01-17 | Denso Corp | フライバックｄｃ／ｄｃ変換回路 |
| KR100772658B1 (ko) * | 2006-04-19 | 2007-11-01 | 학교법인 포항공과대학교 | 능동 클램프 전류원 푸쉬풀 직류-직류 컨버터 |
| CN113395016B (zh) * | 2021-08-05 | 2024-03-29 | 合肥工业大学智能制造技术研究院 | 一种基于电感的压电能量收集系统 |
-
1990
- 1990-10-26 JP JP29021690A patent/JPH0748945B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| 「ＯＨＭ電気電子用語事典」オーム社昭和５７年１１月３０日第１版第１刷発行Ｐ．４３０「スナバ」の項 |
| 「電子技術」第３２巻第３号日刊工業新聞社平成２年３月１日発行Ｐ．２−８ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04165956A (ja) | 1992-06-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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