JPH0697842B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH0697842B2 JPH0697842B2 JP336989A JP336989A JPH0697842B2 JP H0697842 B2 JPH0697842 B2 JP H0697842B2 JP 336989 A JP336989 A JP 336989A JP 336989 A JP336989 A JP 336989A JP H0697842 B2 JPH0697842 B2 JP H0697842B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、トランスの入力側と出力側の巻線間の浮遊容
量を介して商用電源や空中に輻射される同相信号ノイズ
を少なくしたスイッチングレギュレータに関する。
量を介して商用電源や空中に輻射される同相信号ノイズ
を少なくしたスイッチングレギュレータに関する。
第５図は従来のフライバック式のスイッチングレギュレ
ータの等価回路図、第６図は発振電圧の波形図を夫々示
している。
ータの等価回路図、第６図は発振電圧の波形図を夫々示
している。
第５図のスイッチングレギュレータは、直流電源Ｅ、ト
ランスT1の１次巻線L1、スイッチングトランジスタＱを
直列接続し、２次巻線L2にはダイオードＤ、コンデンサ
C0からなる整流回路を接続してあり、トランジスタＱの
「オン」、「オフ」を制御して負荷Ｒに安定化した直流
出力を得る。フライバック式であるから、トランジスタ
Ｑの「オン」時にトランスT1にエネルギーを蓄積し、
「オフ」時に２次巻線L2からそのエネルギーを放出す
る。
ランスT1の１次巻線L1、スイッチングトランジスタＱを
直列接続し、２次巻線L2にはダイオードＤ、コンデンサ
C0からなる整流回路を接続してあり、トランジスタＱの
「オン」、「オフ」を制御して負荷Ｒに安定化した直流
出力を得る。フライバック式であるから、トランジスタ
Ｑの「オン」時にトランスT1にエネルギーを蓄積し、
「オフ」時に２次巻線L2からそのエネルギーを放出す
る。
トランジスタＱが「オフ」した時にコレクタ・エミッタ
間には第６図のような波形の発振電圧vcを生ずるが、
「ターンオフ」時に相当するａ部ではまだダイオードＤ
が遮断しているので、主として１次巻線L1のインダクタ
ンスとその浮遊容量CS1との共振周波数で立ち上がる。
これは一般的に１次巻線L1のインダクタンスが２次巻線
L2のインダクタンスより充分大きいことによる。
間には第６図のような波形の発振電圧vcを生ずるが、
「ターンオフ」時に相当するａ部ではまだダイオードＤ
が遮断しているので、主として１次巻線L1のインダクタ
ンスとその浮遊容量CS1との共振周波数で立ち上がる。
これは一般的に１次巻線L1のインダクタンスが２次巻線
L2のインダクタンスより充分大きいことによる。
ｂ部ではダイオードＤが導通しているので、主として２
次巻線L2のインダクタンスとコンデンサC0及び負荷Ｒに
よる非常に低い共振周波数で１次巻線L1の電圧がクラン
プされ、電圧vcはほぼ一定の値に固定されるが、ｂ部の
最初の波頭には１次巻線L1と等価的に直列接続するその
リーケージインダクタンスL11と、浮遊容量CS1によるリ
ンギングが重畳される。これは一般的にコンデンサC0の
静電容量が２次巻線L2の浮遊容量CS2より充分大きいこ
とによる。
次巻線L2のインダクタンスとコンデンサC0及び負荷Ｒに
よる非常に低い共振周波数で１次巻線L1の電圧がクラン
プされ、電圧vcはほぼ一定の値に固定されるが、ｂ部の
最初の波頭には１次巻線L1と等価的に直列接続するその
リーケージインダクタンスL11と、浮遊容量CS1によるリ
ンギングが重畳される。これは一般的にコンデンサC0の
静電容量が２次巻線L2の浮遊容量CS2より充分大きいこ
とによる。
Ｃ部においてはダイオードＤが遮断されて、１次巻線L1
のインダクタンスとその浮遊容量CS1との共振周波数で
立ち下がる。
のインダクタンスとその浮遊容量CS1との共振周波数で
立ち下がる。
ｄ部ではトランジスタＱが「ターンオン」するので0Vま
で下がる。
で下がる。
トランスT1の発振電圧vcは基本的には正弦波振動である
が、トランジスタＱやダイオードＤのスイッチ動作によ
り共振条件を決定する静電容量、およびインダクタンス
の値が不連続に切り変わるので、周波数の異なる正弦波
の部分的組合せからなる矩形波に似たこのような波形と
なる。
が、トランジスタＱやダイオードＤのスイッチ動作によ
り共振条件を決定する静電容量、およびインダクタンス
の値が不連続に切り変わるので、周波数の異なる正弦波
の部分的組合せからなる矩形波に似たこのような波形と
なる。
この発振電圧vcの電圧の変化分は、トランスT1の１次巻
線L1と２次巻線L2間の浮遊容量CS3を介して、アース経
由で一巡する同相信号ノイズとなる。この同相信号ノイ
ズは、スイッチングレギュレータの入力側の電源ライン
や負荷を経由するために、商用電源に漏洩したり空中に
輻射されるので、他の機器に悪影響を与える。
線L1と２次巻線L2間の浮遊容量CS3を介して、アース経
由で一巡する同相信号ノイズとなる。この同相信号ノイ
ズは、スイッチングレギュレータの入力側の電源ライン
や負荷を経由するために、商用電源に漏洩したり空中に
輻射されるので、他の機器に悪影響を与える。
この同相信号ノイズを取り除く従来の一般的な手段とし
ては、入力側に同相信号ノイズ用フィルタを組み込んだ
り、発振電圧を生ずる部分にコンデンサスナバ回路を組
み込むことが行われる。
ては、入力側に同相信号ノイズ用フィルタを組み込んだ
り、発振電圧を生ずる部分にコンデンサスナバ回路を組
み込むことが行われる。
しかしスイッチングレギュレータ全体の薄形化を実現
し、その寸法を0.5インチ程度にするためにはコンデン
サやチョークトランスの寸法の大きくなるフィルタを組
み込むことは難しい。また、コンデンサスナバ回路は電
力損失が大きい割には効果が少なく、薄形化と小形化の
見地からは望ましくない。
し、その寸法を0.5インチ程度にするためにはコンデン
サやチョークトランスの寸法の大きくなるフィルタを組
み込むことは難しい。また、コンデンサスナバ回路は電
力損失が大きい割には効果が少なく、薄形化と小形化の
見地からは望ましくない。
本発明の課題は、回路内で大きな寸法を占めることな
く、簡単な回路を付加することにより同相信号ノイズを
除くことのできるスイッチングレギュレータを提供する
ことにある。
く、簡単な回路を付加することにより同相信号ノイズを
除くことのできるスイッチングレギュレータを提供する
ことにある。
すでに述べたように、トランスの１次側の発振電圧の変
化分が１次巻線と２次巻線間の浮遊容量を経由して同相
ノイズとなるのであるから、発振電圧の変化を遅くする
手段を用いる。
化分が１次巻線と２次巻線間の浮遊容量を経由して同相
ノイズとなるのであるから、発振電圧の変化を遅くする
手段を用いる。
また、２次側から見た１次側の電圧変化による影響を中
和する手段を用いる。
和する手段を用いる。
すなわち本発明のスイッチングレギュレータは、直流電
源、トランスの１次巻線、スイッチングトランジスタを
直列接続し、該トランジスタを断続して、２次巻線に接
続する整流回路から直流出力を得るスイッチングレギュ
レータにおいて、１次巻線に同相でかつ巻始めから巻終
りまで互いに隣接するように巻回された第３の巻線を設
け、１次巻線のホットエンド端と同極の該第３の巻線の
端を該直列回路のコールド電位側に接続し、第３の巻線
の他端は開放されていることを特徴とする。
源、トランスの１次巻線、スイッチングトランジスタを
直列接続し、該トランジスタを断続して、２次巻線に接
続する整流回路から直流出力を得るスイッチングレギュ
レータにおいて、１次巻線に同相でかつ巻始めから巻終
りまで互いに隣接するように巻回された第３の巻線を設
け、１次巻線のホットエンド端と同極の該第３の巻線の
端を該直列回路のコールド電位側に接続し、第３の巻線
の他端は開放されていることを特徴とする。
あるいはまた、第３の巻線の他端もコンデンサを介して
該直列回路のコールド電位側に接続する。
該直列回路のコールド電位側に接続する。
以下、本発明のスイッチングレギュレータの実施例を示
す第１図の回路図を参照しながら、説明する。なお第５
図と同一部分は、同じ符号を付与してある。
す第１図の回路図を参照しながら、説明する。なお第５
図と同一部分は、同じ符号を付与してある。
第１図は、直流電源Ｅ、トランスT2の１次巻線L3、トラ
ンジスタＱのコレクタ・エミッタ間を直列接続し、２次
巻線L4に整流回路１を接続し、トランジスタＱの「オ
ン」、「オフ」を制御して負荷Ｒに安定化した直流出力
を得るフライバック式のスイッチングレギュレータであ
る。
ンジスタＱのコレクタ・エミッタ間を直列接続し、２次
巻線L4に整流回路１を接続し、トランジスタＱの「オ
ン」、「オフ」を制御して負荷Ｒに安定化した直流出力
を得るフライバック式のスイッチングレギュレータであ
る。
誤差増幅器２、帰還回路３により発振回路４を制御し、
発振回路４によりトランジスタＱの「オン」、「オフ」
が制御される。
発振回路４によりトランジスタＱの「オン」、「オフ」
が制御される。
トランスT2は、入力側の１次巻線L3と出力側の２次巻線
L4の他に、第３の巻線L5を設けてある。この第３の巻線
L5は、１次巻線L3と同相であり、かつ巻始めから巻終り
まで互いに隣接するように巻回されている。そして、１
次巻線L3のホットエンド端と同極性の第３の巻線L5の端
を前記直列回路のコールド電位側に接続し、第３の巻線
L5の他端は開放されている。
L4の他に、第３の巻線L5を設けてある。この第３の巻線
L5は、１次巻線L3と同相であり、かつ巻始めから巻終り
まで互いに隣接するように巻回されている。そして、１
次巻線L3のホットエンド端と同極性の第３の巻線L5の端
を前記直列回路のコールド電位側に接続し、第３の巻線
L5の他端は開放されている。
すなわち、第３の巻線L5は１次巻線L3のトランジスタＱ
のコレクタ側の巻始めから、直流電源Ｅ側の巻終りまで
巻始めと巻終わり同志を夫々同じにして、隣接して巻回
されている。そして、１次巻線L3のホットエンド端であ
る巻始めのコレクタ側と同極性の第３の巻線L5の端を、
コールド電位側であるトランジスタＱのエミッタに接続
してある。
のコレクタ側の巻始めから、直流電源Ｅ側の巻終りまで
巻始めと巻終わり同志を夫々同じにして、隣接して巻回
されている。そして、１次巻線L3のホットエンド端であ
る巻始めのコレクタ側と同極性の第３の巻線L5の端を、
コールド電位側であるトランジスタＱのエミッタに接続
してある。
１次巻線L3と第３の巻線L5の巻回方法は、両方の巻線を
並行にして同時に巻回する方法と、一度いずれかの巻線
を１層に巻回した後に、その上に２層目として１層目の
巻線と巻始めから巻終りまでの位置を同じにして他の巻
線を巻回する方法がある。
並行にして同時に巻回する方法と、一度いずれかの巻線
を１層に巻回した後に、その上に２層目として１層目の
巻線と巻始めから巻終りまでの位置を同じにして他の巻
線を巻回する方法がある。
なお、ここでのコールド電位側は、高周波的に電位の変
化が生じない側を意味している。従って、１次巻線L3の
ホットエンド端と同極性の第３の巻線L5の端を１次巻線
L3の直流電源Ｅ側の端に接続してもよい。
化が生じない側を意味している。従って、１次巻線L3の
ホットエンド端と同極性の第３の巻線L5の端を１次巻線
L3の直流電源Ｅ側の端に接続してもよい。
次にこのように構成された第３の巻線L5の働きを第２図
を参照しながら説明する。第２図は第１図のトランスT2
の１次巻線L3、第３の巻線L5、トランジスタＱの接続部
分の等価回路図である。
を参照しながら説明する。第２図は第１図のトランスT2
の１次巻線L3、第３の巻線L5、トランジスタＱの接続部
分の等価回路図である。
トランジスタＱの「ターンオフ」時には、１次巻線L3の
電圧は上昇するがその電位分布は点線e1のようになり、
直流電源Ｅ側が低くトランジスタＱ側が高くなる。ま
た、第３の巻線L5の電位分布は点線e2のようになり、直
流電源Ｅ側が高く、開放端側が低くなる。
電圧は上昇するがその電位分布は点線e1のようになり、
直流電源Ｅ側が低くトランジスタＱ側が高くなる。ま
た、第３の巻線L5の電位分布は点線e2のようになり、直
流電源Ｅ側が高く、開放端側が低くなる。
従って１次巻線L3、第３の巻線L5の前記したように互い
に隣接する部分間の電位差は全ての部分で等しく、その
間に分布する浮遊容量C1、C2・・・Cnには等しい電圧が
充電される。また、１次巻線L3から浮遊容量C1、C2・・
・Cnを介して第３の巻線L5に流れ込む電流i1により１次
巻線L3に発生する磁界と、浮遊容量C1、C2・・・Cnを介
して第３の巻線L5に流れ込む電流i2により第３の巻線L5
に発生する磁界は大きさと方向が同じである。
に隣接する部分間の電位差は全ての部分で等しく、その
間に分布する浮遊容量C1、C2・・・Cnには等しい電圧が
充電される。また、１次巻線L3から浮遊容量C1、C2・・
・Cnを介して第３の巻線L5に流れ込む電流i1により１次
巻線L3に発生する磁界と、浮遊容量C1、C2・・・Cnを介
して第３の巻線L5に流れ込む電流i2により第３の巻線L5
に発生する磁界は大きさと方向が同じである。
従って、「ターンオフ」時の電流i1、電流i2に対して１
次巻線L3と第３の巻線L5はインダクタンスとして働き、
両方の巻線L3、L5の組合せにより得られる「ターンオ
フ」時のインダクタンスが、等価的に１次巻線L3自身の
自己インダクタンスとなる。
次巻線L3と第３の巻線L5はインダクタンスとして働き、
両方の巻線L3、L5の組合せにより得られる「ターンオ
フ」時のインダクタンスが、等価的に１次巻線L3自身の
自己インダクタンスとなる。
このような１次巻線L3と第３の巻線L5からなる回路は、
浮遊容量C1、C2・・・Cnの総和と、１次巻線L3と第３の
巻線L5の組合せにより得られるインダクタンス値による
共振を生じ、その共振周波数は第３の巻線L5がない場合
に比較して1/2〜1/3の低い周波数となる。このために、
第６図の発振電圧vcの波形で同相信号ノイズを最も発生
させるａ部の共振周波数が下がり、その低減が可能にな
る。
浮遊容量C1、C2・・・Cnの総和と、１次巻線L3と第３の
巻線L5の組合せにより得られるインダクタンス値による
共振を生じ、その共振周波数は第３の巻線L5がない場合
に比較して1/2〜1/3の低い周波数となる。このために、
第６図の発振電圧vcの波形で同相信号ノイズを最も発生
させるａ部の共振周波数が下がり、その低減が可能にな
る。
さらにこの第３の巻線L5には、別の働きがある。
トランジスタＱの「ターンオフ」時、第２図に示してあ
るように１次巻線L3の電位は上昇し、第３の巻線L5の電
位は下降する。つまり、逆極性で同じ変化量の電位変化
を生ずる。
るように１次巻線L3の電位は上昇し、第３の巻線L5の電
位は下降する。つまり、逆極性で同じ変化量の電位変化
を生ずる。
１次巻線L3と２次巻線L4間には、第５図の浮遊容量CS3
に相当する浮遊容量CS4があるが、第３の巻線L5と２次
巻線L4間にも同じ値の浮遊容量CS4が存在する。「ター
ンオフ」時に電位の高い１次巻線L3から２次巻線L4に浮
遊容量CS4を介して電流が流れるが、同じ値の浮遊容量C
S4を介して２次巻線L4から電位の低い第３の巻線L5にも
電流が流れる。このようにして、２次巻線L4に「ターン
オフ」時に流れる電流は相殺して中和される。この働き
と前記の共振周波数を下げる働きの相乗効果として、同
相信号ノイズを著しく低減することができる。
に相当する浮遊容量CS4があるが、第３の巻線L5と２次
巻線L4間にも同じ値の浮遊容量CS4が存在する。「ター
ンオフ」時に電位の高い１次巻線L3から２次巻線L4に浮
遊容量CS4を介して電流が流れるが、同じ値の浮遊容量C
S4を介して２次巻線L4から電位の低い第３の巻線L5にも
電流が流れる。このようにして、２次巻線L4に「ターン
オフ」時に流れる電流は相殺して中和される。この働き
と前記の共振周波数を下げる働きの相乗効果として、同
相信号ノイズを著しく低減することができる。
第３図（ａ）〜（ｃ）は、本発明のスイッチングレギュ
レータの発振電圧の波形を従来の同相信号ノイズの除去
手段と比較して示す波形図である。
レータの発振電圧の波形を従来の同相信号ノイズの除去
手段と比較して示す波形図である。
横軸の時間と、縦軸の電圧のスケールは第３図（ａ）に
示す。また各々の波形図はレギュレータの入出力条件を
同一にして測定してあるが、共振周波数を下げると「オ
フ」時間が長くなるので「オン」時間も長くなり、第３
図（ａ）に比較して第３図（ｂ）、（ｃ）の場合はスイ
ッチングトランジスタを断続する周波数がやや下ってい
る。
示す。また各々の波形図はレギュレータの入出力条件を
同一にして測定してあるが、共振周波数を下げると「オ
フ」時間が長くなるので「オン」時間も長くなり、第３
図（ａ）に比較して第３図（ｂ）、（ｃ）の場合はスイ
ッチングトランジスタを断続する周波数がやや下ってい
る。
第３図（ａ）は、第５図において１次巻線L1と２次巻線
L2間に銅箔等のシールドを配置して浮遊容量CS3を介し
て流れようとする同相信号ノイズを遮断して２次巻側に
流さずに１次側に還流させることにより、負荷Ｒや入力
側の電源ラインから該ノイズが漏洩するのを防ぐように
した、いわゆる静電シールド方式の場合である。
L2間に銅箔等のシールドを配置して浮遊容量CS3を介し
て流れようとする同相信号ノイズを遮断して２次巻側に
流さずに１次側に還流させることにより、負荷Ｒや入力
側の電源ラインから該ノイズが漏洩するのを防ぐように
した、いわゆる静電シールド方式の場合である。
シールドを配置しても、「ターンオフ」時の共振に寄与
するインダクタンス値が小さいし、１次巻線L1の浮遊容
量CS1も大きく増えることはないので共振周波数は下が
らず、立上りが速く、リーケージインダクタンスL11に
よるリンギングも大きい。
するインダクタンス値が小さいし、１次巻線L1の浮遊容
量CS1も大きく増えることはないので共振周波数は下が
らず、立上りが速く、リーケージインダクタンスL11に
よるリンギングも大きい。
第３図（ｂ）は、第５図においてトランジスタＱと並列
にコンデンサを接続することにより、トランジスタＱの
「ターンオフ」時の共振周波数を下げて電圧の変化を遅
らせ、浮遊容量CS3を介して流れる同相信号ノイズを減
少させて側ノイズの漏洩を防ぐコンデンサスナバ方式の
場合である。
にコンデンサを接続することにより、トランジスタＱの
「ターンオフ」時の共振周波数を下げて電圧の変化を遅
らせ、浮遊容量CS3を介して流れる同相信号ノイズを減
少させて側ノイズの漏洩を防ぐコンデンサスナバ方式の
場合である。
「ターンオフ」時の共振に寄与するインダクタンス値
は、１次巻線L1のインダクタンスと等しく、かつ外付け
のコンデンサの容量値は自由に選択できるので共振周波
数を下げることにより、発振電圧の立上りを遅くできる
ので、リーケージインダクタンスL11によるリンギング
も少なくなり、第３図（ｃ）の本発明のスイッチングレ
ギュレータの発振電圧とほぼ同じ波形にできる。
は、１次巻線L1のインダクタンスと等しく、かつ外付け
のコンデンサの容量値は自由に選択できるので共振周波
数を下げることにより、発振電圧の立上りを遅くできる
ので、リーケージインダクタンスL11によるリンギング
も少なくなり、第３図（ｃ）の本発明のスイッチングレ
ギュレータの発振電圧とほぼ同じ波形にできる。
第３図（ｃ）は、第１図の本発明の実施例の場合であ
る。
る。
すでに説明したようにして共振周波数を下げることによ
り、リーケージインダクタンスL11によるリンギングの
少ない波形になる。
り、リーケージインダクタンスL11によるリンギングの
少ない波形になる。
第４図は静電シールド方式、コンデンサスナバ方式、本
発明における雑音端子電圧特性を示す特性図である。こ
の特性における縦軸の雑音端子電圧は、スイッチングレ
ギュレータの入力側の電源ラインから商用電源に漏洩す
る通常ラインノイズと呼ばれる同相信号ノイズの電圧を
表す。横軸は、周波数を表す。
発明における雑音端子電圧特性を示す特性図である。こ
の特性における縦軸の雑音端子電圧は、スイッチングレ
ギュレータの入力側の電源ラインから商用電源に漏洩す
る通常ラインノイズと呼ばれる同相信号ノイズの電圧を
表す。横軸は、周波数を表す。
特性A1は静電シールド方式の場合であり、低い周波数か
ら高い周波数まで大きな電圧値を示しており、同相信号
ノイズが広い周波数帯域に分布している。
ら高い周波数まで大きな電圧値を示しており、同相信号
ノイズが広い周波数帯域に分布している。
特性A2はコンデンサスナバ方式の場合であり、高い周波
数帯域における同相信号ノイズが減少しており、静電シ
ールド方式よりも良い結果を示している。これは第３図
（ｂ）のように発振電圧の立上りが遅く、振幅も押えら
れた電圧変化により、１次巻線L1と２次巻線L4間の浮遊
容量CS3を介して流れる電流の高い周波数成分が減少す
るためと考えられる。
数帯域における同相信号ノイズが減少しており、静電シ
ールド方式よりも良い結果を示している。これは第３図
（ｂ）のように発振電圧の立上りが遅く、振幅も押えら
れた電圧変化により、１次巻線L1と２次巻線L4間の浮遊
容量CS3を介して流れる電流の高い周波数成分が減少す
るためと考えられる。
特性A3は第１図の本発明の実施例の場合であり、発振電
圧の波形がコンデンサスナバ方式の場合とほとんど同じ
にもかかわらず、低い周波数から高い周波数までの広い
帯域において同相信号ノイズの減少が認められる。これ
は、コンデンサスナバ方式のように「ターンオフ」時の
共振周波数を下げることにより得られる効果の他に、１
次巻線L3と２次巻線L4間、２次巻線L4と第３の巻線L5間
に夫々の浮遊容量CS3、CS4を介して流れる電流により、
２次側回路に流れ込む電流が相殺して中和される効果が
相乗することによる。
圧の波形がコンデンサスナバ方式の場合とほとんど同じ
にもかかわらず、低い周波数から高い周波数までの広い
帯域において同相信号ノイズの減少が認められる。これ
は、コンデンサスナバ方式のように「ターンオフ」時の
共振周波数を下げることにより得られる効果の他に、１
次巻線L3と２次巻線L4間、２次巻線L4と第３の巻線L5間
に夫々の浮遊容量CS3、CS4を介して流れる電流により、
２次側回路に流れ込む電流が相殺して中和される効果が
相乗することによる。
なお実施例ではフライバック方式のスイッチングレギュ
レータについて説明したが、１石式のフオワード式スイ
ッチングレギュレータにおいても、スイッチングトラン
ジスタの「ターンオフ」時に第６図と同等の波形となる
ので本発明を用いて同相信号ノイズを除き得ることは言
うまでもない。さらに２次巻線を複数備える多チャンネ
ルのものでもよい。
レータについて説明したが、１石式のフオワード式スイ
ッチングレギュレータにおいても、スイッチングトラン
ジスタの「ターンオフ」時に第６図と同等の波形となる
ので本発明を用いて同相信号ノイズを除き得ることは言
うまでもない。さらに２次巻線を複数備える多チャンネ
ルのものでもよい。
また実施例では第３の巻線L5の片端は開放されている
が、第３の巻線L5と１次巻線L3間に分布する浮遊容量の
効果を増すために、外付けのコンデンサを介して１次側
回路のコールド電位に接続することもある。
が、第３の巻線L5と１次巻線L3間に分布する浮遊容量の
効果を増すために、外付けのコンデンサを介して１次側
回路のコールド電位に接続することもある。
以上述べたように、本発明のスイッチングレギュレータ
は、１次巻線に同相でかつ巻始めから巻終りまで互いに
隣接する第３の巻線を配置することにより、スイッチン
グトランジスタの「ターンオフ」時の共振に寄与する１
次側巻線の実質的なインダクタンスと浮遊容量を大きく
して、発振電圧の立上りを遅くすると共にその波頭にお
けるリンギングを少なくしている。さらに１次巻線と２
次巻線間、２次巻線と第３の巻線間に夫々の浮遊容量を
介して流れる電流により、２次側回路に流れ込む電流が
相殺して中和される。この相乗効果により同相信号ノイ
ズを顕著に減少させることができ、ノイズ除去用のフィ
ルタをほとんど必要としなくなる。また共振作用により
電圧の立上りを遅くして、スイッチングトランジスタの
損失を減少できる。
は、１次巻線に同相でかつ巻始めから巻終りまで互いに
隣接する第３の巻線を配置することにより、スイッチン
グトランジスタの「ターンオフ」時の共振に寄与する１
次側巻線の実質的なインダクタンスと浮遊容量を大きく
して、発振電圧の立上りを遅くすると共にその波頭にお
けるリンギングを少なくしている。さらに１次巻線と２
次巻線間、２次巻線と第３の巻線間に夫々の浮遊容量を
介して流れる電流により、２次側回路に流れ込む電流が
相殺して中和される。この相乗効果により同相信号ノイ
ズを顕著に減少させることができ、ノイズ除去用のフィ
ルタをほとんど必要としなくなる。また共振作用により
電圧の立上りを遅くして、スイッチングトランジスタの
損失を減少できる。
このような効果は、スイッチングレギュレータの薄形化
を含む小形化に大きく寄与することができる。
を含む小形化に大きく寄与することができる。
さらに、本発明はトランスの巻線を１本追加するだけの
きわめて簡単な回路構成であり、特別な製造技術や部品
を必要としないのでレギュレータの価格に影響すること
もほとんどなく、きわめて実用的である。
きわめて簡単な回路構成であり、特別な製造技術や部品
を必要としないのでレギュレータの価格に影響すること
もほとんどなく、きわめて実用的である。
第１図は本発明のスイッチングレギュレータの実施例を
示す回路図、第２図は第１図の部分的な等価回路図、第
３図（ａ）〜（ｃ）は発振電圧の波形図、第４図は雑音
端子電圧特性を示す特性図、第５図は従来のスイッチン
グレギュレータの等価回路図、第６図は第５図のレギュ
レータの発振電圧の波形図である。 Q:トランジスタ、L3:1次巻線、L4:2次巻線、L5：第３の
巻線、T2：トランス
示す回路図、第２図は第１図の部分的な等価回路図、第
３図（ａ）〜（ｃ）は発振電圧の波形図、第４図は雑音
端子電圧特性を示す特性図、第５図は従来のスイッチン
グレギュレータの等価回路図、第６図は第５図のレギュ
レータの発振電圧の波形図である。 Q:トランジスタ、L3:1次巻線、L4:2次巻線、L5：第３の
巻線、T2：トランス
Claims (2)
- 【請求項１】直流電源、トランスの１次巻線、スイッチ
ングトランジスタを直列接続し、該トランジスタを断続
して、２次巻線に接続した整流回路から直流出力を得る
スイッチングレギュレータにおいて、１次巻線に同相で
かつ巻始めから巻終りまで互いに隣接するように巻回さ
れた第３の巻線を設け、１次巻線のホットエンド端と同
極の該第３の巻線の端を該直列回路のコールド電位側に
接続し、第３の巻線の他端は開放されていることを特徴
とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項２】直流電源、トランスの１次巻線、スイッチ
ングトランジスタを直列接続し、該トランジスタを断続
して、２次巻線に接続した整流回路から直流出力を得る
スイッチングレギュレータにおいて、１次巻線に同相で
かつ巻始めから巻終りまで互いに隣接するように巻回さ
れた第３の巻線を設け、１次巻線のホットエンド端と同
極の該第３の巻線の端を該直列回路のコールド電位側に
接続し、第３の巻線の他端もコンデンサを介して該直列
回路のコールド電位側に接続してあることを特徴とする
スイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP336989A JPH0697842B2 (ja) | 1989-01-10 | 1989-01-10 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP336989A JPH0697842B2 (ja) | 1989-01-10 | 1989-01-10 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02184262A JPH02184262A (ja) | 1990-07-18 |
| JPH0697842B2 true JPH0697842B2 (ja) | 1994-11-30 |
Family
ID=11555434
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP336989A Expired - Fee Related JPH0697842B2 (ja) | 1989-01-10 | 1989-01-10 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0697842B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU5965399A (en) * | 1998-10-12 | 2000-05-01 | Andreas Bockelmann | Pharmaceutically active composition |
| JP5434371B2 (ja) * | 2009-08-26 | 2014-03-05 | サンケン電気株式会社 | 共振型スイッチング電源装置 |
| JP6003103B2 (ja) * | 2012-03-06 | 2016-10-05 | 富士電機株式会社 | 直流電源装置 |
| JP5948707B2 (ja) * | 2012-10-15 | 2016-07-06 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電源装置、照明装置及び照明器具 |
-
1989
- 1989-01-10 JP JP336989A patent/JPH0697842B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02184262A (ja) | 1990-07-18 |
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