JPH02184262A

JPH02184262A - スイッチングレギュレータ

Info

Publication number: JPH02184262A
Application number: JP336989A
Authority: JP
Inventors: Tsutomu Koike; 小池　孜
Original assignee: Toko Inc
Current assignee: Toko Inc
Priority date: 1989-01-10
Filing date: 1989-01-10
Publication date: 1990-07-18
Anticipated expiration: 2009-11-30
Also published as: JPH0697842B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、トランスの入力側と出力側の巻線間の浮遊容
量を介して商用電源や空中に輻射される同相信号ノイズ
を少なくしたスイッチングレギュレータに関する。

〔従来技術〕

第５図は従来のフライバック式のスイッチングレギュレ
ータの等価回路図、第６図は発振電圧の波形図を夫々示
している。

第５図のスイッチングレギュレータは、直流電源Ｅ、）
ランスＴ１の１次巻線Ｌ１％スイッチングトランジスタ
Ｑを直列接続し、２次巻線Ｌ２にはダイオ−ドロ１コン
デンサＣ０からなる整流回路を接続してあり、トランジ
スタＱの「オン」、「オフ」を制御して負荷Ｒに安定化
した直流出力を得る。フライバンク式であるから、トラ
ンジスタＱの「オン」時にトランスＴ、にエネルギーを
蓄積し、「オフ」時に２次巻線Ｌ２からそのエネルギー
を放出する。

トランジスタＱが「オフ」した時にコレクタ・エミッタ
間には第６図のような波形の発振電圧ＶＣを生ずるが、
「ターンオフ」時に相当するａ部ではまだダイオードＤ
が遮断しているので、主として１次巻線Ｌ　＋のインダ
クタンスとその浮遊容量ＣＳｔとの共振周波数で立ち上
がる。これは一般的に１次巻線り、のインダクタンスが
２次巻線Ｌ２のインダクタンスより充分大きいことによ
る。

ｂ部ではダイオードＤが導通しているので、主として２
次巻ｖＡＬ　ｚのインダクタンスとコンデンサＣ０及び
負荷Ｒによる非常に低い共振周波数で１次巻線Ｌ１の電
圧がクランプされ、電圧ｖｃはほぼ一定の値に固定され
るが、ｂ部の最初の波頭には１次巻線り、と等価的に直
列接続するそのリーケージインダクタンスＬ、と、浮遊
容量Ｃ５１によるリンギングが重畳される。これは一般
的にコンデンサＣ０の静電容量が２次巻線Ｌ２の浮遊容
Ｉ　Ｃｓ　ｚより充分大きいことによる。

０部においてはダイオードＤが遮断されて、１次巻線り
、のインダクタンスとその浮遊容Ｉ　Ｃｓ　＋との共振
周波数で立ち下がる。

ｄ部ではトランジスタＱが「ターンオン」するのでＯＶ
まで下がる。

トランスＴ１の発振電圧ｖｃは基本的には正弦波振動で
あるが、トランジスタＱやダイオードＤのスイッチ動作
により共振条件を決定する静電容量、およびインダクタ
ンスの値が不連続に切り変わるので、周波数の異なる正
弦波の部分的組合せからなる矩形波に似たこのような波
形となる。

この発振電圧ｖｃの電圧の変化分は、トランスＴ、の１
次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２間の浮遊容量Ｃ３３を介して
、アース経由で一巡する同相信号ノイズとなる。この同
相信号ノイズは、スイッチングレギュレータの入力側の
電源ラインや負荷を経由するために、商用電源に漏洩し
たり空中に輻射されるので、他の機器に悪影響を与える
。

この同相信号ノイズを取り除〈従来の一般的な手段とし
ては、入力側に同相信号ノイズ用フィルタを組み込んだ
り、発振電圧を生ずる部分にコンデンサスナバ回路を組
み込むことが行われる。

しかしスイッチングレギュレータ全体の薄形化を実現し
、その寸法を０．５インチ程度にするためにはコンデン
サやチョークトランスの寸法の大きくなるフィルタを組
み込むことは難しい。また、コンデンサスナバ回路は電
力損失が大きい割には効果が少なく、薄形化と小形化の
見地からは望ましくない。

〔課題〕

本発明の課題は、回路内で大きな寸法を占めることなく
、簡単な回路を付加することにより同相信号ノイズを除
くことのできるスイッチングレギュレータを提供するこ
とにある。

〔課題を解決するための手段〕

すでに述べたように、トランスの１次側の発振電圧の変
化分が１次巻線と２次巻線間の浮遊容量を経由して同相
ノイズとなるのであるから、発振電圧の変化を遅くする
手段を用いる。

また、２次側から見た１次側の電圧変化による影響を中
和する手段を用いる。

すなわち本発明のスイッチングレギュレータは、直流電
源、トランスの１次巻線、スイッチングトランジスタを
直列接続し、該トランジスタを断続して、２次巻線に接
続する整流回路から直流出力を得るスイッチングレギュ
レータにおいて、１次巻線に同相でかつ巻始めから巻終
りまで互いに隣接するように巻回された第３の巻線を設
け、１次巻線のホットエンド端と同極の該第３の巻線の
端を該直列回路のコールド電位側に接続し、第３の巻線
の他端は開放されていることを特徴とする。

あるいはまた、第３の巻線の他端もコンデンサを介して
該直列回路のコールド電位側に接続する。

（実施例〕以下、本発明のスイッチングレギュレータの実施例を示
す第１図の回路図を参照しながら、説明する。なお第５
図と同一部分は、同じ符号を付与しである。

第１図は、直流電源Ｅ、トランスＴ２の１次巻ｆＩＬ３
、トランジスタＱのコレクタ・エミッタ間を直列接続し
、２次巻線Ｌ４に整療回路１を接続し、トランジスタＱ
の「オン」、「オフ」を制御して負荷Ｒに安定化した直
流出力を得るフライバック式のスイッチングレギュレー
タである。

誤差増幅器２、帰還回路３により発振回路４を制御し、
発振回路４によりトランジスタＱの「オン」、「オフ」
が制御される。

トランスＴ！は、入力側の１次巻線り、と出力側の２次
巻線Ｌ４の他に、第３の巻線り、を設けである。この第
３の巻ＨＬ５は、１次巻線り、と同相であり、かつ巻始
めから巻終りまで互いに隣接するように巻回されている
。そして、１次巻線り、のホントエンド端と同極性の第
３の巻線り。

の端を前記直列回路のコールド電位側に接続し、第３の
巻線り、の他端は開放されている。

すなわち、第３の巻線り、は１次巻線り、のトランジス
タＱのコレクタ側の巻始めから、直流電ＢＥ側の巻終り
まで巻始めと巻終わり同志を夫々同じにして、隣接して
巻回されている。そして、１次巻線Ｌ３のホットエンド
端である巻始めのコレクタ側と同極性の第３の巻線り、
の端を、コールド電位側であるトランジスタＱのエミッ
タに接続しである。

１次巻線り、と第３の巻線り、の巻回方法は、両方の巻
線を並行にして同時に巻回する方法と、−度いずれかの
巻線をＩＮに巻回した後に、その上に２層目として１層
目の巻線と巻始めから巻終りまでの位置を同じにして他
の巻線を巻回する方法がある。

なお、ここでのコールド電位側は、高周波的に電位の変
化が生じない側を意味している。従って、１次＠線Ｌ３
のホットエンド端と同極性の第３の巻線ＬＳの端を１次
巻線Ｌ３の直流電源Ｅ側の端に接続してもよい。

次にこのように構成された第３の巻線り、の働きを第２
図を参照しながら説明する。第２図は第１図のトランス
Ｔ２の１次巻線Ｌ’、第３の巻線り６、トランジスタＱ
の接続部分の等価回路図である。

トランジスタＱの「ターンオフ」時には、１次巻線り、
の電圧は上昇するがその電位分布は点線ｅ、のようにな
り、直流電源Ｅ側が低くトランジスタＱ側が高くなる。

また、第３の巻線り、の電位分布は点線ｅ２のようにな
り、直流電源Ｅ側が高く、開放端側か低くなる。

従って１次巻線Ｌ３、第３の巻線り、の前記したように
互いに隣接する部分間の電位差は全ての部分で等しく、
その間に分布する浮遊容量Ｃ３、Ｃ２・・・Ｃ７には等
しい電圧が充電される。また、１次巻線Ｌ３から浮遊容
量ＣｌＳＣ２・・・Ｃ７を介して第３の巻線り、に流れ
込む電流１１により１次巻ｖＡＬ　３に発生する磁界と
、浮遊容量Ｃ＋、Ｃｚ　　・・・Ｃ，、を介して第３の
巻線り、に流れ込む電流１２により第３の巻線り、に発
生する磁界は大きさと方向が同じである。

従って、「ターンオフ」時の電流ｉｌ、電流１２に対し
て１次巻線り、と第３の巻線Ｌｓはインダクタンスとし
て働き、両方の巻ｙＡＬｓ　、Ｌｓの組合せにより得ら
れる「ターンオフ」時のインダクタンスが、等価的に１
次巻線Ｌ３自身の自己インダクタンスとなる。

このような１次巻線Ｌ３と第３の巻線り、からなる回路
は、浮遊容１ｃ＋　、Ｃｚ　　・・・Ｃ７の総和と、１
次巻線り、と第３の巻線り、の組合せにより得られるイ
ンダクタンス値による共振を生じ、その共振周波数は第
３の巻線り、かない場合に比較して１／２〜１／３の低
い周波数となる。このために、第６図の発振電圧ｖｃの
波形で同相信号ノイズを最も発生させるａ部の共振周波
数が下がり、その低減が可能になる。

さらにこの第３の巻線り、には、別の働きがある。

トランジスタＱの「ターンオフ」時、第２図に示しであ
るように１次巻線り、の電位は上昇し、第３の巻線り、
の電位は下降する。つまり、逆極性で同じ変化量の電位
変化を生ずる。

１次巻線Ｌ！と２次巻線Ｌ４間には、第５図の浮遊容量
ＣＳＳに相当する浮遊容ｉｔ　Ｃｓ　４があるが、第３
の巻ｖＡＬ　Ｓと２次巻線Ｌ４間にも同じ値の浮遊容Ｎ
Ｃｓ　ａが存在する。「ターンオフ」時に電位の高い１
次巻線り、から２次巻線Ｌ４に浮遊容量Ｃ３４を介して
電流が流れるが、同じ値の浮遊容量Ｃ８４を介して２次
巻線Ｌ４から電位の低い第３の巻線り、にも電流が流れ
る。このようにして、２次巻線Ｌ４に「ターンオフ」時
に流れる電流は相殺して中和される。この働きと前記の
共振周波数を下げる働きの相乗効果として、同相信号ノ
イズを著しく低減することができる。

第３図（ａ）〜（ｅ）は、本発明のスイッチングレギュ
レータの発振電圧の波形を従来の同相信号ノイズの除去
手段と比較して示す波形図である。

横軸の時間と、縦軸の電圧のスケールは第３図（ａ）に
示す。また各々の波形図はレギュレータの入出力条件を
同一にして測定しであるが、共振周波数を下げると「オ
フ」時間が長（なるので「オン」時間も長くなり、第３
図（ａ）に比較して第３図（ｂ）、（Ｃ）の場合はスイ
ッチングトランジスタを断続する周波数がやや下ってい
る。

第３図（ａ）は、第５図において１次巻線Ｌ１と２次巻
線Ｌ２間に銅箔等のシールドを配置して浮遊容Ｉ　ＣＳ
　３を介して流れようとする同相信号ノイズを遮断して
２次側に流さずに１次側に還流させることにより、負荷
Ｒや入力側の電源ラインから該ノイズが漏洩するのを防
ぐようにした、いわゆる静電シールド方式の場合である
。

シールドを配置しても、「ターンオフ」時の共振に寄与
するインダクタンス値が小さいし、１次巻線り、の浮遊
容Ｉｔ　Ｃｓ　ｌも大きく増えることはないので共振周
波数は下がらず、除去手段を行わない第２図の発振電圧
ｖｃと同じように立上りが速く、リーケージインダクタ
ンスＬ１１によるリンギングも大きい。

第３図（ｂ）は、第５図においてトランジスタＱと並列
にコンデンサを接続することにより、トランジスタＱの
「ターンオフ」時の共振周波数を下げて電圧の変化を遅
らせ、浮遊容ｆｆｉ　Ｃｓ　３を介して流れる同相信号
ノイズを減少させて該ノイズの漏洩を防ぐコンデンサス
ナバ方式の場合である。

「ターンオフ」時の共振に寄与するインダクタンス値は
、１次巻＆？ｌ　Ｌ　ｌのインダクタンスと等しく、か
つ外付けのコンデンサの容量値は自由に選択できるので
共振周波数を下げることにより、発振電圧の立上りを遅
くできるので、リーケージインダクタンスし、によるリ
ンギングも少なくなり、第３図（Ｃ）の本発明のスイッ
チングレギュレータの発振電圧とほぼ同じ波形にできる
。

第３図（Ｃ）は、第１図の本発明の実施例の場合である
。

すでに説明したようにして共振周波数を下げることによ
り、リーケージインダクタンスし、にょろりンギングの
少ない波形になる。

第４図は静電シールド方式、コンデンサスナバ方式、本
発明における雑音端子電圧特性を示す特性図である。こ
の特性における縦軸の雑音端子電圧は、スイッチングレ
ギュレータの入力側の電源ラインから商用電源に漏洩す
る通常ラインノイズと呼ばれる同相信号ノイズの電圧を
表す。横軸は、周波数を表す。

特性Ａ１は静電シールド方式の場合であり、低い周波数
から高い周波数まで大きな電圧値を示しており、同相信
号ノイズが広い周波数帯域に分布している。

特性Ａ２はコンデンサスナバ方式の場合であり、高い周
波数帯域における同相信号ノイズが減少しており、静電
シールド方式よりも良い結果を示している。これは第３
図（ｂ）のように発振電圧の立上りが遅く、振幅も押え
られた電圧変化により、１次巻線り、と２次巻線Ｌ２間
の浮遊容量ＣＳＳを介して流れる電流の高い周波数成分
が減少するためと考えられる。

特性Ａ３は第１図の本発明の実施例の場合であり、発振
電圧の波形がコンデンサスナバ方式の場合とほとんど同
じにもかかわらず、低い周波数から高い周波数までの広
い帯域において同相信号ノイズの減少が認められる。こ
れは、コンデンサスナバ方式のように「ターンオフ」時
の共振周波数を下げることにより得られる効果の他に、
１次巻線り、と２次巻Ｎ１ＡＬ　４間、２次巻線Ｌ４と
第３の巻線Ｌ５間に夫々の浮遊容量ｃｓ４を介して流れ
る電流により、２次側回路に流れ込む電流が相殺して中
和される効果が相乗することによる。

なお実施例ではフライバック式のスイッチングレギュレ
ータについて説明したが、１石式のフォワード式スイッ
チングレギュレータにおいても、スイッチングトランジ
スタの「ターンオフ」時に第６図と同等の波形となるの
で本発明を用いて同相信号ノイズを除き得ることは言う
までもない。

さらに２次巻線を複数備える多チャンネルのものでもよ
い。

また実施例では第３の巻線Ｌ５の片端は開放されている
が、第３の巻線り、と１次巻ｖＡＬ　３間に分布する浮
遊容量の効果を増すために、外付けのコンデンサを介し
て１次側回路のコールド電位に接続することもある。

〔効果〕

以上述べたように、本発明のスイッチングレギュレータ
は、１次巻線に同相でかつ巻始めから巻終りまで互いに
隣接する第３の巻線を配置することにより、スイッチン
グトランジスタの「ターンオフ」時の共振に寄与する１
次側巻線の実質的なインダクタンスと浮遊容量を大きく
して、発振電圧の立上りを遅くすると共にその波頭にお
けるリンギングを少なくしている。さらに１次巻線と２
次巻線間、２次巻線と第３の巻線間に夫々の浮遊容量を
介して流れる電流により、２次側回路に流れ込む電流が
相殺して中和される。この相乗効果により同相信号ノイ
ズを顕著に減少させることができ、ノイズ除去用のフィ
ルタをほとんど必要としなくなる。また共振作用により
電圧の立上りを遅くして、スイッチングトランジスタの
損失を減少できる。

このような効果は、スイッチングレギュレータの薄形化
を含む小形化に大きく寄与することができる。

さらに、本発明はトランスの巻線を１本追加するだけの
きわめて簡単な回路構成であり、特別な製造技術や部品
を必要としないのでレギュレータの価格に影響すること
もほとんどなく、きわめて実用的である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のスイッチングレギュレータの実施例を
示す回路図、第２図は第１図の部分的な等価回路図、第
３図（ａ）〜（Ｃ）は発振電圧の波形図、第４図は雑音
端子電圧特性を示す特性図、第５図は従来のスイッチン
グレギュレータの等価回路図、第６図は第５図のレギュ
レータの発振電圧の波形図である。Ｑ：トランジスタ　　Ｌ、：１次巻線　　Ｌ４：２次巻
線　　Ｌ、：第３の巻線　　Ｔ２　ニドランス

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流電源、トランスの１次巻線、スイッチングト
ランジスタを直列接続し、該トランジスタを断続して、
２次巻線に接続した整流回路から直流出力を得るスイッ
チングレギュレータにおいて、１次巻線に同相でかつ巻
始めから巻終りまで互いに隣接するように巻回された第
３の巻線を設け、１次巻線のホットエンド端と同極の該
第３の巻線の端を該直列回路のコールド電位側に接続し
、第３の巻線の他端は開放されていることを特徴とする
スイッチングレギュレータ。
（２）直流電源、トランスの１次巻線、スイッチングト
ランジスタを直列接続し、該トランジスタを断続して、
２次巻線に接続した整流回路から直流出力を得るスイッ
チングレギュレータにおいて、１次巻線に同相でかつ巻
始めから巻終りまで互いに隣接するように巻回された第
３の巻線を設け、１次巻線のホットエンド端と同極の該
第３の巻線の端を該直列回路のコールド電位側に接続し
、第３の巻線の他端もコンデンサを介して該直列回路の
コールド電位側に接続してあることを特徴とするスイッ
チングレギュレータ。