JP6003103B2 - 直流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いた直流電源装置において、フレームを介して大地に流れる漏洩電流を低減するための技術に関するものである。

図５は、半導体スイッチング素子を用いた直流電源装置の従来技術を示す回路図であり、一般に絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータあるいはフライバックコンバータと呼ばれるものの一種である。

図５において、１は直流電源、２は半導体スイッチング素子、３はダイオード、４はツェナーダイオード、５は一次巻線５ａ及び二次巻線５ｂを有する変圧器、６はダイオード、７はコンデンサ、８は負荷、９はスイッチング素子２の制御回路である。３００は後述する漏洩電流を抑制するためのコモンモードチョークコイルであり、直流電源１の両端と、ツェナーダイオード４，ダイオード３及びスイッチング素子２の直列回路との間に接続されている。

１０１，１０３は装置のフレームＦ等の基準電位点（接地電位点）Ｇに対する回路の寄生キャパシタンス、１０２は、一次巻線５ａ及び二次巻線５ｂが近接して対向配置されることにより形成される両巻線５ａ，５ｂ間の寄生キャパシタンスであり、これらの寄生キャパシタンス１０１〜１０３は、意図せずに存在するものである。
なお、１００は接地インピーダンスであり、この接地インピーダンス１００は、意図的に接続される場合と意図せずに存在する場合とがある。

次に、この従来技術の動作を説明する。
制御回路９の動作によりスイッチング素子２をオンさせると、直流電源１→チョークコイル３００→一次巻線５ａ→スイッチング素子２→チョークコイル３００→直流電源１の経路で電流が流れ、変圧器５の励磁インダクタンスにエネルギーが蓄積される。スイッチング素子２がオフすると、変圧器５の蓄積エネルギーにより二次巻線５ｂ→ダイオード６→コンデンサ７→二次巻線５ｂの経路で電流が流れ、変圧器５の二次側にエネルギーが伝達される。スイッチング素子２がオンしている期間が長いほど変圧器５に蓄積されるエネルギーも大きくなるので、変圧器５の二次側に伝達されるエネルギーも大きくなる。
従って、この従来技術では、制御回路９によってスイッチング素子２のオン期間を制御することにより、回路の出力電圧を所望の値に保っている。

ここで、スイッチング素子２をオフした際、一次巻線５ａを流れる電流は変圧器５の一次／二次間の漏れインダクタンスの存在により瞬時にはゼロにならない。この漏れインダクタンスのエネルギーをダイオード３とツェナーダイオード４との直列回路によって吸収することにより、スイッチング素子２に過大な電圧が印加されるのを防止している。

図５に示した回路はプリント基板上に作成されることがしばしばあり、各素子間の配線は、ある程度の面積を有する銅箔の配線パターンにより行われる。この配線パターンがフレームＦと対向することにより、前述した寄生キャパシタンス１０１，１０３のようにコンデンサが等価的に形成される。

さて、スイッチング素子２のスイッチングに伴い、その両端、すなわち図５におけるＡ点−Ｎ点間にはステップ状の電圧が発生する。
ここで、スイッチング素子２には並列に、寄生キャパシタンス１０１と接地インピーダンス１００との直列回路、または寄生キャパシタンス１０２，１０３と接地インピーダンス１００との直列回路が接続されている。いま、接地インピーダンス１００のインピーダンス値が寄生キャパシタンス１０１，１０２，１０３のインピーダンス値に対して十分小さいと仮定すると、上述した各直列回路のインピーダンスは専ら寄生キャパシタンス１０１，１０２，１０３により定まることになる。

このため、スイッチング素子２のオンオフによってその両端にステップ状の電圧が発生すると、寄生キャパシタンス１０１，１０２，１０３には、上述した電圧のステップの急峻さ、すなわち電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）に比例した数式１の電流（以下では、この電流を漏洩電流と呼ぶ）が流れる。なお、数式１において、ｉは電流の瞬時値、Ｃは寄生キャパシタンスの容量値である。
［数１］
ｉ＝Ｃ×（ｄｖ／ｄｔ）

上記の漏洩電流がフレームＦを介して接地インピーダンス１００に流れると、そのインピーダンス値に応じた電圧が発生する。この電圧が、フレーム電位に対する電位変動、いわゆる雑音端子電圧である。この雑音端子電圧が外部の機器に伝わると誤動作等の問題を引き起こすため、規定値以内に抑制する必要がある。
接地インピーダンス１００を無制限に小さくすることができれば、理論上は雑音端子電圧を限りなくゼロに近づけることができるが、他の機器からの漏洩電流の増加を招く等の理由により大きくできないか、あるいは、接地インピーダンス１００を意図的に設けることが認められない場合もある。
そこで、図５の回路では、コモンモードチョークコイル３００を設けることにより、一巡回路のインピーダンス値を大きくして漏洩電流を抑制している。

なお、特許文献１には、図５と同様にコモンモードチョークコイルを有すると共に、図５における制御回路９として変圧器５に設けた三次巻線（帰還巻線）の誘起電圧を用いるリンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置が記載されている。

特開２００５−２７８３０５号公報（図１，図３等）

前述したように、コモンモードチョークコイル３００により漏洩電流を抑制するには、対象とする周波数において、寄生キャパシタンス１０１等のインピーダンスに対し、チョークコイル３００のインピーダンスが同等以上である必要がある。すなわち、チョークコイル３００のインピーダンスが小さいと、一巡回路の全インピーダンスはチョークコイル３００がない場合と大差がなくなり、漏洩電流の抑制効果がない。
一方、寄生キャパシタンス等は元々意図的に設けたものでなく、そのインピーダンスは通常、大きい値であるため、相対的に、チョークコイル３００としては相当大きなインピーダンス（インダクタンス）を有するものであることが要求される。
その結果として、チョークコイル３００、ひいては直流電源装置の全体が大型化し、コスト高になるという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、コモンモードチョークコイル等のノイズ抑制部品を用いずに漏洩電流の抑制効果を得ることができ、しかも小型化、低コスト化が可能な直流電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、直流電源の両端に、変圧器の一次巻線と半導体スイッチング素子とを直列に接続し、前記変圧器の二次巻線に整流回路を介して負荷が接続される直流電源装置において、
前記変圧器は、前記一次巻線とは逆極性の三次巻線を備え、
前記三次巻線の一端を、ダイオードを介して前記直流電源の負極に接続し、かつ、前記三次巻線の他端を前記半導体スイッチング素子の制御回路に接続することにより、前記三次巻線の前記ダイオードによる整流電圧を前記制御回路に電源電圧として供給し、
前記三次巻線の一端の電位を、前記半導体スイッチング素子と前記一次巻線との接続点の電位に対して逆極性にて変動させると共に、前記三次巻線の一端と回路の基準電位点との間にキャパシタンスを保有させたものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した直流電源装置において、前記三次巻線の一端は、回路部品が実装されるプリント基板上の面積の広い配線パターンに接続されるものである。

請求項３に係る発明は、請求項２に記載した直流電源装置において、前記半導体スイッチング素子と前記一次巻線との接続点が接続される配線パターンと、前記三次巻線の一端が接続される配線パターンとを、非接触状態で対向する位置に配置するものである。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した直流電源装置において、
前記二次巻線を、前記一次巻線と前記三次巻線との間に配置したものである。

本発明によれば、変圧器の三次巻線と回路の基準電位点との間に保有されるキャパシタンス（寄生キャパシタンスや部品として接続されるコンデンサ）に漏洩電流を流し、この漏洩電流により、変圧器の一次巻線や二次巻線と基準電位点との間に流れる漏洩電流を打ち消すことにより、コモンモードチョークコイル等のノイズ対策部品を設けずに漏洩電流を抑制して雑音端子電圧を低減することができる。
これにより、装置全体の小型化、低価格化が可能になる。

本発明の参考形態を示す回路図である。 本発明の実施形態を示す回路図である。 本発明の実施形態において、プリント基板の裏側から見た主要部の説明図である。 本発明の実施形態における変圧器の断面図である。 半導体スイッチング素子を用いた直流電源装置の従来技術を示す回路図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の参考形態を示す回路図であり、図５と同一の回路部品には同一の番号を付して説明を省略し、以下では図５と異なる部分を中心に説明する。

この参考形態では、図５に示したコモンモードチョークコイル３００が設けられておらず、直流電源１の両端は、ツェナーダイオード４，ダイオード３及びスイッチング素子２の直列回路の両端に直接接続されている。また、変圧器５１には、一次巻線５ａ及び二次巻線５ｂに加えて三次巻線５ｃが設けられ、三次巻線５ｃの一端は回路の安定電位点である直流電源１の正極（Ｐ点）または負極（Ｎ点）に接続されると共に、他端は開放されている。

ここで、三次巻線５ｃの両端のうち回路の安定電位点に接続される側は、一次巻線５ａの電位変動側であるＡ点と同極性側の一端とし、図示例では、この一端がＮ点に接続され、他端のＢ点が開放されている。これにより、三次巻線５ｃの他端であるＢ点は、Ａ点と逆極性の電位変動を生じる。
なお、Ｂ点の配線パターンにはある程度の面積を持たせてあり、意図的にフレームＦ（基準電位点Ｇ）との間に寄生キャパシタンス１０４が形成されている。可能な場合には、Ｂ点とフレームＦとの間にコンデンサを接続してもよい。また、Ｂ点と二次巻線５ｂの一端との間には、寄生キャパシタンス１０５が形成されている。
図１におけるその他の構成は、図５と同様である。

この参考形態において、スイッチング素子２の両端に発生するステップ状の電圧により、寄生キャパシタンス１０１，１０２，１０３を介して流れる漏洩電流Ｉｅ_１，Ｉｅ_３は、図１に示すように寄生キャパシタンス１０４を介して流れる逆向きの漏洩電流Ｉｅ_４により打ち消される。
見方を変えると、漏洩電流は、寄生キャパシタンス１０１〜１０４を有する回路内で循環するため、接地インピーダンス１００には流れなくなる。

これにより、図５の従来技術のようにコモンモードチョークコイル３００を設けなくても、雑音端子電圧が抑制されることになる。また、三次巻線５ｃと二次巻線５ｂとの間に形成される寄生キャパシタンス１０５に流れる漏洩電流Ｉｅ_５は、寄生キャパシタンス１０２に流れる漏洩電流Ｉｅ_２とは逆極性になるので、Ｉｅ_２及びＩｅ_５の大きさが等しければ、Ｉｅ_３をゼロにすることができる。

次に、図２は本発明の実施形態を示す回路図である。
参考形態では、一端が開放される三次巻線５ｃを備えた変圧器５１を用いているが、特許文献１に記載されているように、変圧器５１として三次巻線５ｃを元々備えており、その誘起電圧からスイッチング素子２の駆動電源を生成する場合がある。図２の実施形態は、このような場合のものである。

すなわち、図２において、変圧器５１の三次巻線５ｃは、スイッチング素子２を制御、駆動するための電力供給に用いられる。
図２において、三次巻線５ｃには整流用のダイオード１２を介して制御回路９が直列に接続され、制御回路９にはコンデンサ１０が並列に接続されている。また、制御回路９とコンデンサ１０との接続点とＰ点との間には、抵抗１１が接続されている。なお、三次巻線５ｃの極性は図１に対して逆になっている。
その他の構成は、図１と同様である。

この実施形態の動作を説明すると、回路の起動時には、直流電源１から抵抗１１を介して制御回路９に電源電圧を供給し、制御回路９を動作させる。しかし、直流電源１と制御回路９の定格電圧との差が大きい場合には、この差電圧に応じた電力が抵抗１１により消費されるため、損失が大きくなる。
そこで、抵抗１１には僅かな電流を流すような高抵抗を使用し、ある程度時間をかけてコンデンサ１０を充電する。そして、コンデンサ１０の電圧が規定値に達すると制御回路９が起動してスイッチング素子２を駆動するようにし、その間の制御回路９の消費電力はコンデンサ１０により供給する。

コンデンサ１０の電圧が制御回路９の動作電圧の下限値より低下する前に、三次巻線５ｃ及びダイオード１２を介してコンデンサ１０を再充電し、以降は、専ら三次巻線５ｃ及びダイオード１２の直列回路により制御回路９に電力を供給する。
これは特許文献１を始めとして多くのスイッチング電源で用いられる方法であるが、図２に示すようにダイオード１２を負極性側に配置することで三次巻線５ｃの極性とは逆極性の電位変動が生成され、スイッチング素子２のオフ時には、各巻線５ａ，５ｂ，５ｃにそれぞれ図示の矢印の向きで電圧が発生する。このとき、三次巻線５ｃとコンデンサ１０との接続点（三次巻線５ｃの一端）はＮ点に対して安定電位点となるので、三次巻線５ｃの他端であるＢ点にはＡ点と逆向きの電位変動を生じる。

図１または図２の回路において、Ｉｅ_４＝Ｉｅ_１＋Ｉｅ_３の関係になれば、接地インピーダンス１００に流れる漏洩電流がゼロになるので、最も望ましい。ここで、Ｉｅ_４は、寄生キャパシタンス１０４と三次巻線５ｃの電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）に依存する。寄生キャパシタンス１０４に実際の部品としてのコンデンサを使用可能な場合、その容量値の調整は比較的容易であるが、構造やその他の制約によってそれが不可能な場合には、配線パターンの面積、つまりコンデンサの電極面積等により調整することになる。また、数式１に示した電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）を調整する場合、電圧の変化時間は一次巻線５ａ、二次巻線５ｂと同様になるので、巻線のターン数を変えて電圧を調整することになる。
このような配線パターンの面積の調整や電圧の調整は試行錯誤を伴うので、多くの時間や費用を要するものである。

そこで、漏洩電流Ｉｅ_４の調整、特に寄生キャパシタンス１０４の容量値の調整を容易にするために、図３に示すような構造が考えられる。
図３は、回路を構成する部品が搭載されるプリント基板を裏側から透視したものであり、２００は図１，図２のＡ点に対応する配線パターン、２０１はＮ点に対応する配線パターン、２０２〜２０４はＢ点に対応する配線パターンである。また、２０５，２０６は、回路からの切り離しを可能とする接続切り離し手段としての、抵抗値の小さい抵抗器、例えばゼロオーム抵抗器である。更に、スイッチング素子２におけるＧ，Ｄ，Ｓは、それぞれゲート，ドレイン，ソース電極を表わしている。

図３に示すように、Ａ点に対応する配線パターン２００とＢ点に対応する配線パターン２０２〜２０４とが非接触状態で対向する位置に配置することで、図１及び図２における漏洩電流Ｉｅ_１，Ｉｅ_４が最短経路で循環するようにしている。
ここで、抵抗器２０５，２０６を除去すれば、配線パターン２０３，２０４はＢ点から切り離されてコンデンサの電極面積が減少し、Ｂ点のフレームＦに対する寄生キャパシタンス１０４は減少する。よって、このような方法により、プリント基板製作後に寄生キャパシタンス１０４を調整することができる。

なお、接続切り離し手段として、抵抗器２０５，２０６の代わりに細かいパターンを形成し、パターンカットによりコンデンサの電極面積を調整して寄生キャパシタンス１０４の容量値を調整することも可能である。また、Ｂ点の配線パターンの分割数や配線パターンの形状は、図３に示した例に何ら限定されないことは言うまでもない。

次に、図４は、図１及び図２における変圧器５１を横から見た断面図であり、変圧器５１の内部で漏洩電流の打ち消し合いを効果的に行うための構造を示している。図４において、５ａ，５ｂ，５ｃは図１及び図２に示した各巻線であり、矢印は電圧の向きを示している。なお、５ｄは変圧器５１の鉄心である。

図４では、一次巻線５ａ及び三次巻線５ｃによって二次巻線５ｂを挟む構造になっており、寄生キャパシタンス１０２を介して一次巻線５ａから二次巻線５ｂに流入した漏洩電流は、そのまま寄生キャパシタンス１０５を介して三次巻線５ｃに流出し、直流電源１に戻るため、寄生キャパシタンス１０３を介して循環する漏洩電流Ｉｅ_３が抑制され、雑音端子電圧の一因をなくすことができる。

本発明は、装置全体の小型化が求められる各種の直流電源装置、ＤＣ／ＤＣコンバータ等に利用することができる。

１：直流電源
２：半導体スイッチング素子
３，６，１２：ダイオード
４：ツェナーダイオード
５１：変圧器
５ａ：一次巻線
５ｂ：二次巻線
５ｃ：三次巻線
５ｄ：鉄心
７，１０：コンデンサ
８：負荷
９：制御回路
１１：抵抗
１００：接地インピーダンス
１０１〜１０５：寄生キャパシタンス
２００〜２０４：配線パターン
２０５，２０６：抵抗器
Ｆ：フレーム

Claims (4)

1. 直流電源の両端に、変圧器の一次巻線と半導体スイッチング素子とを直列に接続し、前記変圧器の二次巻線に整流回路を介して負荷が接続される直流電源装置において、
   前記変圧器は、前記一次巻線とは逆極性の三次巻線を備え、
   前記三次巻線の一端を、ダイオードを介して前記直流電源の負極に接続し、かつ、前記三次巻線の他端を前記半導体スイッチング素子の制御回路に接続することにより、前記三次巻線の前記ダイオードによる整流電圧を前記制御回路に電源電圧として供給し、
   前記三次巻線の一端の電位を、前記半導体スイッチング素子と前記一次巻線との接続点の電位に対して逆極性にて変動させると共に、前記三次巻線の一端と回路の基準電位点との間にキャパシタンスを保有させたことを特徴とする直流電源装置。
2. 請求項１に記載した直流電源装置において、
   前記三次巻線の一端は、回路部品が実装されるプリント基板上の面積の広い配線パターンに接続されることを特徴とする直流電源装置。
3. 請求項２に記載した直流電源装置において、
   前記半導体スイッチング素子と前記一次巻線との接続点が接続される配線パターンと、前記三次巻線の一端が接続される配線パターンとを、非接触状態で対向する位置に配置することを特徴とする直流電源装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した直流電源装置において、
   前記二次巻線を、前記一次巻線と前記三次巻線との間に配置したことを特徴とする直流電源装置。

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