JP2010057326A - 半波整流電流共振型スイッチング電源装置、及びその起動方法 - Google Patents

半波整流電流共振型スイッチング電源装置、及びその起動方法 Download PDF

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Abstract

【課題】半波整流電流共振型スイッチング電源装置のスイッチング素子のオンオフを、ソフトスタート時に高周波化してハイサイドのスイッチング素子QHのオン期間を短くすると、本来電圧制御に必要な周波数より更に高周波となり周波数変化が大きくなるため、回路の高周波化が困難となる問題があった。
【解決手段】直流電源の出力端子間に直列接続された第１スイッチング素子Q1及び第２スイッチング素子Q2の直列体と、第２スイッチング素子Q2に並列接続されたトランスT1の一次巻線と電流共振コンデンサCriの直列体と、トランスT1の二次巻線に接続された半波整流回路と、起動時に第１スイッチング素子Q1のオン期間を徐々に長くすると共に、第２スイッチング素子Q2のオン期間を徐々に短くするゲート制御回路とを備えた。これにより本来電圧制御に必要な周波数から外れることなくソフトスタートを行うことができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、半波整流電流共振型スイッチング電源装置に係り、特に、入力電源投入時や過電流保護動作後などの起動方法（ソフトスタート技術）に関する。
従来から、商用交流電源から電力を受電し所定の定格レベルの直流電圧を負荷に供給するスイッチング電源装置が使用されている。これらスイッチング電源装置では、電源投入初期の過渡状態における過電圧、過電流を防止するため、出力電圧を徐々に立ち上げる所謂ソフトスタートが一般に行なわれている。
例えば特開２００６−５０６８８号公報（特許文献１）に開示されたソフトスタート方法では、スイッチング周波数が高いとき出力電圧が低くなり、スイッチング周波数が低いとき出力電圧が高くなることを利用して、商用交流電源の電圧レベルがＡＣ１００Ｖ系やＡＣ２００Ｖ系などの商用交流電源から受電する所謂ワイドレンジ対応型のものであるとき、商用交流電源の電圧レベルに応じた変化割合で、ソフトスタート時のスイッチング周波数を所定の周波数から徐々に低くし、その電圧レベルにかかわらずソフトスタート時間が一定となるようにしている。
また、特開２００７−２０３２７号公報（特許文献２）に開示されたソフトスタート方法では、ハイサイドのスイッチング素子におけるオン期間を徐々に広げて行き、このときローサイドのスイッチング素子はオフ状態にしておくか又はハイサイドのスイッチング素子におけるオフ・デューティよりも少ない時間だけオンとして、徐々に幅を広げてソフトスタートを行う。
また、特開２００７−１８９８７７号公報（特許文献３）に開示されたソフトスタート方法では、入力電源投入時の起動時、あるいは過電流検出後のスイッチング再開時に、ハイサイドのスイッチング素子のオン幅を徐々に広げてソフトスタートを行う。
従来技術によるスイッチング電源装置の一例を図８に示す。ここで、図８に示したように、トランスT1の二次巻線Ns側が半波整流回路となっている電流共振型のスイッチング電源装置を半波整流電流共振型スイッチング電源装置という。以下、図８に示された半波整流電流共振型スイッチング電源装置１００の構成を説明する。
図８を参照すると、直流電源Vinにハイサイドのスイッチング素子（第１スイッチング素子）QHとローサイドのスイッチング素子（第２スイッチング素子）QLが直列に接続されている。DH、DLはハイサイドのスイッチング素子QH、ローサイドのスイッチング素子QLに逆並列接続されたボディダイオードである。また、ローサイドのスイッチング素子QLには、電圧共振コンデンサCrvが並列に接続されている。さらにローサイドのスイッチング素子QLには、リアクトルLriとトランスT1の一次巻線Np(励磁インダクタンスLp)と電流共振コンデンサCriからなる直列共振回路が並列に接続されている。トランスT1の二次巻線NsにはダイオードRCと平滑コンデンサCoが直列に接続され、平滑コンデンサCoにより平滑された直流電力が負荷Roに供給されている。なお、ハイサイド及びローサイドのスイッチング素子QH、QLは、例えばMOSFET（Metal
Oxide Semiconductor Field Efect Transistor）やIGBT（Insulated Gate Bipolar
Transistor）などが使用される。
図９は図８に示した半波整流電流共振型スイッチング電源装置１００の動作波形である。動作は以下のようになる。
まず、ローサイドのスイッチング素子QLがオフ、ハイサイドのスイッチング素子QHがオンのとき（ローサイドのスイッチング素子QLのドレイン・ソース間電圧VQLがハイレベルのt1〜t2の期間）は、直流電源Vinからハイサイドのスイッチング素子QH、リアクトルLri、トランスT1の一次巻線Np、電流共振コンデンサCriの経路で、リアクトルLri、トランスT1の一次巻線Np(励磁インダクタンスLp)、電流共振コンデンサCriによる共振電流ICriが流れ、電流共振コンデンサCriを充電する。
次にローサイドのスイッチング素子QLがオンしハイサイドのスイッチング素子QHがオフすると（ローサイドのスイッチング素子QLのドレイン・ソース間電圧VQLがローレベルのt2〜t3の期間）、トランスT1には電流共振コンデンサCriの電圧が印加され、巻線の両端電圧は逆になり、トランスT1の二次巻線に接続されたダイオードRCがオンする。このため共振電流ICriはリアクトルLriと電流共振コンデンサCriによる共振となる。この共振電流ICriは電流共振コンデンサCriの放電によって減少し、やがて逆方向に流れ、トランスT1の二次側ヘエネルギを伝達する。トランスT1の二次側では、ダイオードRCを介して平滑コンデンサCoを電流IRCで充電し、負荷Roへ直流電力を供給する。
つまり、ローサイドのスイッチング素子QLがオフでハイサイドのスイッチング素子QHがオンのとき電流共振コンデンサCriを充電し、ローサイドのスイッチング素子QLがオンでハイサイドのスイッチング素子QHがオフのとき、電流共振コンデンサCriの放電でトランスＴ１の二次側ヘエネルギを伝達して負荷に直流電力を供給する。なお、ハイサイド及びローサイドのスイッチング素子QH、QLは、共にオンすることがないようにデッドタイムを持って交互にオンオフし、電圧共振コンデンサCrvはハイサイド及びローサイドのスイッチング素子QH、QLがオンまたはオフするとき電圧共振をさせるものである。
トランスT1の二次側へ伝達されるエネルギは電流共振コンデンサCriの充電量で決まるため、ハイサイドのスイッチング素子QHのオン期間（t1〜t2の期間）を変えることで二次側へ伝達されるエネルギが制御される。トランスT1の二次側ヘエネルキを伝達するのは電流共振コンデンサCriとリアクトルLriの共振電流なので、トランスＴ１の二次側ヘエネルギを伝達する期間は一定であり、ローサイドのスイッチング素子QLのオン期間は固定でよい。このためトランスT1の二次側へ伝達するエネルギの制御は、ハイサイドのスイッチング素子QHのオン期間を可変し、ローサイドのスイッチング素子QLのオン期間（t2〜t3の期間）を固定とする周波数制御で行う。ハイサイドのスイッチング素子QHのオン期間を短くすると、電流共振コンデンサCriへの充電量が減り、トランスT1の二次側へ伝達されるエネルギも減少する。このため起動時では、ローサイドのスイッチング素子QLのオン期間を固定とし、ハイサイドのスイッチング素子QHのオン期間を徐々に広げていくことでソフトスタートを行う。
特開２００６−５０６８８号公報 特開２００７−２０３２７号公報 特開２００７−１８９８７７号公報
一般的にスイッチング電源装置のスイッチング素子のオンオフを高周波化すると、装置を小型化できる。ところが、ソフトスタート時に回路を高周波化してハイサイドのスイッチング素子QHのオン期間を短くすると、本来電圧制御に必要な周波数より更に高周波となり周波数変化が大きくなるため、回路の高周波化が困難となる問題があった。
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、本来電圧制御に必要な周波数から外れることなくソフトスタートを行うことができる半波整流電流共振型スイッチング電源装置を提供することにある。
本発明の半波整流電流共振型スイッチング電源装置は、直流電源の出力端子間に直列接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の直列体と、前記第２スイッチング素子に並列接続されたトランスの一次巻線と電流共振コンデンサの直列体と、前記トランスの二次巻線に接続された半波整流回路と、起動時に前記第１スイッチング素子のオン期間を徐々に長くすると共に、前記第２スイッチング素子のオン期間を徐々に短くするゲート制御回路と、を備えたことを特徴とする。
また、本発明の半波整流電流共振型スイッチング電源装置は、前記ゲート制御回路が、起動時又は再起動時から徐々に変化する基準電圧と鋸歯状波信号の電圧を比較して出力する比較手段を備え、前記比較手段の出力に基づいて前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をオンオフ制御することを特徴とする。
また、本発明の半波整流電流共振型スイッチング電源装置は、前記ゲート制御回路が、前記半波整流回路の出力電圧の帰還信号により決められた周波数の前記鋸歯状波信号を発生する鋸歯状波信号生成回路を備えたことを特徴とする。
また、本発明の半波整流電流共振型スイッチング電源装置は、前記鋸歯状波信号生成回路が、コンデンサを定電流源により充放電させ前記鋸歯状波信号を生成する定電流充放電回路を備えたことを特徴とする。
また、本発明の半波整流電流共振型スイッチング電源装置は、前記ゲート制御回路が、起動時や再起動時に発生するパルス信号により所定の初期値にセットされ、前記パルス信号がないとき徐々に所定の定常値に変化する前記基準電圧を発生するソフトスタート信号生成回路を備えたことを特徴とする。
また、本発明の半波整流電流共振型スイッチング電源装置の起動方法は、
直流電源の出力端子間に直列接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を有する半波整流電流共振型スイッチング電源装置の起動方法において、
起動時又は再起動時に前記第１スイッチング素子のオン期間を徐々に長くすると共に、前記第２スイッチング素子のオン期間を徐々に短くするように制御することを特徴とする。
また、本発明の半波整流電流共振型スイッチング電源装置の起動方法は、起動時又は再起動時から徐々に変化する基準電圧と鋸歯状波信号の電圧を比較し、前記比較結果に基づいて前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をオンオフ制御することを特徴とする。
また、本発明の半波整流電流共振型スイッチング電源装置の起動方法は、出力電圧の帰還信号により決められた周波数で前記鋸歯状波信号を発生することを特徴とする。
また、本発明の半波整流電流共振型スイッチング電源装置の起動方法は、コンデンサを定電流源により充放電させ前記鋸歯状波信号を生成することを特徴とする。
また、本発明の半波整流電流共振型スイッチング電源装置の起動方法は、起動時や再起動時に発生するパルス信号により所定の初期値にセットされ、前記パルス信号がないとき徐々に所定の定常値に変化する前記基準電圧を発生することを特徴とする。
本発明によれば、本来電圧制御に必要な周波数から外れることなくソフトスタートを行うことができる。
次に、本発明を実施するための最良の形態を、図面を参照して具体的に説明する。
（第１の実施の形態）
図１は本発明によるスイッチング電源装置の第１の実施の形態の回路構成を示したもので、スイッチング電源装置は半波整流電流共振型スイッチング電源装置である。図１に示した半波整流電流共振型スイッチング電源装置１０において、図８に示した従来の半波整流電流共振型スイッチング電源装置１００の回路構成の各部に付した符号と同一符号で示されるものは同じ機能を有する構成要素を示している。ハイサイドのスイッチング素子QH（第１スイッチング素子）とローサイドのスイッチング素子QL（第２スイッチング素子）にはNチャンネルMOSFETを使用している。図２は、図１におけるゲート制御回路１の詳細な回路構成を示すものである。以下、図１、図２を参照して第１の実施の形態における半波整流電流共振型スイッチング電源装置の構成を具体的に説明する。
図１において、符号１はゲート制御回路を示すものであり、ハイサイドのスイッチング素子QHと、ローサイドのスイッチング素子QLに対して、ゲート信号を生成して出力する。ハイサイドのスイッチング素子QHに対する出力はゲート駆動回路２を介してハイサイドのスイッチング素子QHのゲート端子に供給される。また、ローサイドのスイッチング素子QLに対する出力はゲート駆動回路３を介してローサイドのスイッチング素子QLのゲート端子に供給される。なお、ハイサイドとローサイドのスイッチング素子QH、QLは、共にオンすることがないようにデッドタイムを持って交互にオンオフするが、このデッドタイムは本実施の形態ではゲート駆動回路２、ゲート駆動回路３で生成するようにしている。したがって、図２に示したゲート制御回路１にはデッドタイム生成回路はない。しかしながら、ゲート制御回路１でデッドタイムを生成するようにすることもできる。
Vinは直流電源であり、商用交流電源を全波整流して平滑コンデンサで平滑することにより直流電圧を得る電源回路などが用いられる。そして、直流電源Vinの両端には、NチャンネルMOSFETからなるハイサイドのスイッチング素子QH、ローサイドのスイッチング素子QLの直列体が接続され、ローサイドのスイッチング素子QLには電圧共振コンデンサCrvが並列に接続され、更に、リアクトルLri、出力トランスT1の一次巻線Np（励磁インダクタンスLp）、電流共振コンデンサCriとからなる直列体が並列に接続されている。
出力トランスT1の二次巻線NsにはダイオードRCと平滑コンデンサCoの直列体が並列接続され、出力トランスT1の一次巻線Npと二次巻線Nsは図示の極性マークで示した電圧極性になるように巻回され、整流平滑回路を構成している。ダイオードRCと平滑コンデンサCoの整流平滑回路で得られた平滑コンデンサCoの直流電圧は半波整流電流共振型スイッチング電源装置１０の出力電圧となり、平滑コンデンサCoに並列接続された負荷Roに直流電力を供給する。符号４で示したものは電圧帰還回路であり、平滑コンデンサCoの電圧を検出してゲート制御回路１に帰還する。この検出電圧に基づいてゲート信号が調整され、出力電圧が所定の値に保持されるようになっている。
次に、直流電源Vinが投入されたときの起動時、あるいは過電流保護回路（図示なし）が動作した後等の再起動時の起動シーケンス、所謂ソフトスタート動作について説明する。
本実施の形態によるソフトスタート動作は、起動時あるいは再起動時において、ハイサイドのスイッチング素子QHのオン期間を短くして、電流共振コンデンサCriへの充電量を抑制する方法は従来と同じである。しかし、本実施の形態の方法では、本来固定であるローサイドのスイッチング素子QLのオン期間を長くすることでハイサイドのスイッチング素子QHのオン期間を短くする。その後ローサイドのスイッチング素子QLのオン期間を徐々に短く（所定の固定幅）する。反対にハイサイドのスイッチング素子QHは徐々にオン期間を広げていき、出力電圧に応じたオン期間とする。半波電流共振回路では２次側にエネルギが送られる期間は、LriとCriによる共振により決まるためローサイドのスイッチング素子QLのオン期間を広げても２次側にエネルギが送られる期間は変動しない。なお、このときの動作周波数は、制御範囲内の周波数であれば良く、固定とする必要はない。
このように、ハイサイドのスイッチング素子QHのオン期間を短くする方法としてローサイドのスイッチング素子QLのオン期間を広げる本実施の形態のソフトスタート方法を採用すれば動作周波数は上昇しない。このため、周波数制御でありながら本来電圧制御に必要な周波数帯から外れることなくソフトスタートを行うことができる。
以下、図２を参照してゲート制御回路１を詳細に説明する。図２は、ゲート制御回路１の制御構成の一例を示した図である。ゲート制御回路１は、誤差増幅器２１、発振器(OSC)２２、鋸歯状波信号生成回路２３、ソフトスタート信号生成回路２４、比較器２５、ドライバ２６、２７、インバータ（反転回路）２８などから構成されている。
誤差増幅器２１は、(＋)入力端子に平滑コンデンサCoの電圧Voutが電圧帰還回路４を介して入力されている。また、誤差増幅器２１の(−)入力端子には基準電圧Vref1が接続されている。誤差増幅器２１は、(＋)入力端子に入力された電圧Voutと、(−)入力端子に入力された基準電圧Vref1との差分を誤差増幅する。
発振器(OSC)２２は誤差増幅器２１の出力に接続され、この誤差増幅器２１の出力に応じた周波数のパルスを発生する。そしてこの発振器(OSC)２２から発生したパルスは、鋸歯状波信号生成回路２３内にあるトランジスタQ1のゲート端子に出力される。
鋸歯状波信号生成回路２３は、電流源Ic、トランジスタQ1、コンデンサC1などから構成されている。トランジスタQ1のドレイン・ソース間にはコンデンサC1が並列接続されている。トランジスタQ1のドレインとコンデンサC1の一方の接続点は電流源Icの一端に接続され、電流源Icの他端は電源Vccに接続されている。更に、トランジスタQ1のドレインとコンデンサC1の一方の接続点は比較器２５の(−)入力端子に接続されている。また、トランジスタQ1のソースとコンデンサC1の他方の接続点は接地されている。このように構成された鋸歯状波信号生成回路２３は、トランジスタQ1がオフしているときに、コンデンサC1は電流源Icにより所定の傾斜を持って充電され、トランジスタQ1がオンすると放電する。即ち、発振器（OSC）２２からパルス信号が発生しトランジスタQ1がオンするとコンデンサC1の電荷は放電し、また、発振器（OSC）２２からパルス信号が発生していない期間はトランジスタQ1がオフとなり、コンデンサC1が定電流源Icにより定電流充電される動作を繰り返す。これにより鋸歯状波信号生成回路２３は鋸歯状波信号VC1を出力する。この鋸歯状波信号VC1は比較器２５の(−)入力端子に入力される。なお、電流源IcによるコンデンサC1の過充電をツエナーダイオードなどで保護すると良い。
ソフトスタート信号生成回路２４は、抵抗R1、R2、コンデンサC2、スイッチSW、ソフトスタート指令回路SSsigなどから構成されている。抵抗R1、R2は直列接続され、制御電源Vccと接地点間に接続されており、R1とR2の接続点から制御電源Vccを分圧した電圧が取り出され、比較器２５の(＋)入力端子に出力される。また、抵抗R1にはコンデンサC2とスイッチSWが並列に接続されている。
電源投入された起動時や過電流保護動作後の再起動時にソフトスタートを行うとき、ソフトスタート指令回路SSsigから所定の幅のパルス信号がスイッチSWに出力される。このときスイッチSWはオンする。ソフトスタート指令回路SSsigからパルス信号が出力されないときスイッチSWはオフしている。ソフトスタート指令回路SSsigからパルス信号が出力されスイッチSWがオンされるとコンデンサC2は放電する。このときコンデンサC2の電圧が０ＶになるのでVef2はVCCまで上昇する。その後ソフトスタート指令回路SSsigからパルス信号が出力されなくなるとスイッチSWは開放されコンデンサC2が徐々に充電される。コンデンサC2の充電に伴いVref2の電圧は下降し、最終的にR1とR2とで決まる分圧比に応じた電圧となる。このVref2の電圧は比較器２５の(＋)入力端子に出力される。
比較器２５は、鋸歯状波信号生成回路２３からの鋸歯状波信号VC1を(−)入力端子に入力し、ソフトスタート信号生成回路２４からの基準電圧Vref2を(＋)入力端子に入力し、これら電圧の比較を行う。比較器２５はVref2の方が高い期間にハイレベルの電圧を出力することで、一定期間のパルス信号を、ドライバ２６を介して、ローサイドのスイッチング素子QＬに出力する。これにより、比較器２５は、スイッチSWがオンのときローサイドのスイッチング素子QＬのオン期間が広がり、スイッチSWがオフされるとローサイドのスイッチング素子QＬのオン期間幅が徐々に狭くなり、最終的に所定のオン幅固定となる信号を出力する。
ハイサイドのスイッチング素子QHに対しては、比較器２５の出力をインバータ２８で反転し、この反転した信号を、ドライバ２７を通して出力する。これにより、ローサイドのスイッチング素子QＬがオフしている期間にハイサイドのスイッチング素子QHがオンする。こうすることで、ソフトスタート時のローサイドのスイッチング素子QＬオン期間が広がった時にハイサイドのスイッチング素子QHのオン期間は狭くなり、共振コンデンサCriの充電期間が短くなる。トランスT1の二次側に送られるエネルギは共振コンデンサCriの充電量で決まる為に、共振コンデンサCriの充電量を徐々に増やすことでソフトスタートを行うことが出来る。
図３、図４はその動作シーケンスを説明するものである。
図３において、波形「OSC」は発振器２２の出力波形を示したもので、誤差増幅器２１の出力電圧に応じた周波数でパルス信号が出力されている。
波形「VC1」は鋸歯状波信号生成回路２３の出力波形を示したもので、発振器２２の出力（「OSC」）がパルス信号を出力しているとき０Ｖとなり、パルス信号を出力していないとき徐々に立上がる鋸歯状波信号となっている。
波形「QＬ」はゲート制御回路１のドライバ２６からの出力波形で、ローサイドのスイッチング素子QＬに向けて出力されるゲート信号を示している。波形「QH」はゲート制御回路１のドライバ２７からの出力波形で、ハイサイドのスイッチング素子QHに向けて出力されるゲート信号を示している。
波形「VC1」には、「SSsig入力直後のVref2（点線）」と「定常時のVref2（実線）」が併記されている。「VC1」と「Vref2」は比較器２５で比較され「Vref2」が「VC1」より大きいとき「QＬ」はオンとなり、波形「QＬ」を見ると「Vref2」が「VC1」より小さいとき「QＬ」はオフとなっていることが理解される。また波形「QH」は波形「QＬ」を反転した信号となっていることが理解される。
基準電圧Vref2は、SSsig入力直後（点線で示す）から定常時（実線で示す）に向けて図中に矢印で示したように変化し、波形「QＬ」は矢印で示すように徐々にオン期間が狭くなり、「QH」は矢印で示すように徐々にオン期間が広くなるように変化している。
図４は、ソフトスタート時の、基準電圧Vref2の変化に伴い、波形「QＬ」、波形「QH」のパルス幅がどのように変化するか、その様子を示したものである。
図４において、「SSsig」はソフトスタート指令回路SSsigの出力信号を示したもので、電源投入された起動時や過電流保護動作後の再起動時に所定幅のパルス信号が出力される。波形「OSC」、波形「VC1」、波形「QＬ」、波形「QH」は図３と同じ信号波形である。
波形「VC1」に一点鎖線で併記された基準電圧Vref2はソフトスタート信号生成回路２４の出力信号であり、「SSsig」のパルス信号が出力されているt4〜t5の期間は最大値である制御電源Vccの電圧値になる。そして時間t5で「SSsig」のパルス信号が出力されなくなると徐々に値が低下し、時間t6で定常時のVref2に達する。「Vref2」が「VC1」より大きいとき「QＬ」はオンとなり、「Vref2」が「VC1」より小さいとき「QＬ」はオフとなるので、図のように波形「QＬ」は徐々にオン期間が狭くなり、「QH」は徐々にオン期間が広くなるように変化することが理解される。
このように、本実施の形態によれば、スイッチング期間は「QH」と「QＬ」を合わせた合計の期間により決まるので、「QＬ」の期間が固定された従来技術に対しソフトスタート時のスイッチング周波数の上昇を抑制することができ、本来電圧制御に必要な周波数から外れることなくソフトスタートを行うことができる。
（第２の実施の形態）
図５は本発明によるゲート制御回路の第２の実施の形態を示したものである。
図５に示したゲート制御回路３０は、第１の実施の形態における図２に示したゲート制御回路１に対し、鋸歯状波信号生成回路２３を鋸歯状波信号生成回路３１に代え、ソフトスタート信号生成回路２４をソフトスタート信号生成回路３２に代えている。そして、鋸歯状波信号生成回路３１の出力を比較器３３の(＋)入力に接続し、ソフトスタート信号生成回路３２の基準電圧Vref3出力を比較器３３の(−)入力に接続している。その他は第１の実施の形態の構成と同じである。
鋸歯状波信号生成回路３１は、トランジスタQ2、コンデンサC3、抵抗R3などから構成されている。抵抗R3とコンデンサC3は並列接続され一方の接続点がトランジスタQ2のソース端子に接続され、抵抗R3とコンデンサC2の他方の接続点は接地されている。また、トランジスタQ2のソース端子と、抵抗R3及びコンデンサC2との一方の接続点は比較器３３の(＋)入力端子に接続されている。また、トランジスタQ2のドレイン端子は制御電源Vccに接続されている。そして、発振器（OSC）２２の出力はトランジスタQ2のゲート端子に接続されている。
このように構成された鋸歯状波信号生成回路３１は、トランジスタQ2がオンしているときに、コンデンサC3は制御電源Vccにより充電され、トランジスタQ2がオフすると抵抗R3を通して放電される。即ち、発振器（OSC）２２からパルス信号が発生しトランジスタQ2がオンするとコンデンサC3は充電され、また、発振器（OSC）２２からパルス信号が発生していない期間は放電されるという動作を繰り返す。これにより鋸歯状波信号生成回路３１は鋸歯状波信号VC3を出力する。この鋸歯状波信号VC3は比較器３３の(＋)入力端子に入力される。なお、コンデンサC3の放電手段は定電流源にて行ってもよい。
ソフトスタート信号生成回路３２は、抵抗R4、R5、コンデンサC4、スイッチSW、ソフトスタート指令回路SSsigなどから構成されている。抵抗R4、R5は直列接続され、制御電源Vccと接地点間に接続されており、R4とR5の接続点から制御電源Vccの電圧を分圧して取り出し、比較器３３の(−)入力端子に出力される。また、抵抗R5にはコンデンサC4とスイッチSWが並列に接続されている。
電源投入された起動時や過電流保護動作後の再起動時にソフトスタートを行うとき、ソフトスタート指令回路SSsigから所定の幅のパルス信号がスイッチSWに出力される。このときスイッチSWはオンする。ソフトスタート指令回路SSsigからパルス信号が出力されないときスイッチSWはオフしている。ソフトスタート指令回路SSsigからパルス信号が出力されスイッチSWがオンされるとコンデンサC4は放電する。このときコンデンサC4の電圧が０ＶになるのでVref3はGNDレベルとなる。その後ソフトスタート指令回路SSsigからパルス信号が出力されなくなるとスイッチSWは開放されコンデンサC4が徐々に充電される。コンデンサC4の充電に伴いVref3の電圧は徐々に上昇し、最終的に制御電源Vccの電圧をR4とR5とで分圧した値となる。このVref3の電圧は比較器３３の(−)入力端子に出力される。
比較器３３は、鋸歯状波信号生成回路３１からの鋸歯状波信号VC3を(＋)入力端子に入力し、ソフトスタート信号生成回路３２からの基準電圧Vref3を(−)入力端子に入力し、これら電圧の比較を行う。比較器３３はVref3の方が低い期間にハイレベルの電圧を出力することで一定期間のパルスをドライバ２６を介してローサイドのスイッチング素子QＬに出力する。これにより、比較器３３は、スイッチSWがオンのときローサイドのスイッチング素子QＬのオン期間が広がり、スイッチSWがオフされるとQＬのオン期間幅が徐々に狭くなり、最終的に所定のオン幅固定となる信号を出力する。
ハイサイドのスイッチング素子QHに対しては、比較器３３の出力をインバータ２８で反転し、この反転した信号を、ドライバ２７を通して出力する。これにより、ローサイドのスイッチング素子QＬがオフしている期間にハイサイドのスイッチング素子QHがオンする。こうすることで、ソフトスタート時のローサイドのスイッチング素子QＬオン期間が広がった時にハイサイドのスイッチング素子QHのオン期間は狭くなり、共振コンデンサCriの充電期間が短くなる。トランスT1の二次側に送られるエネルギは共振コンデンサCriの充電量で決まる為に、共振コンデンサCriの充電量を徐々に増やすことでソフトスタートを行うことが出来る。
図６はゲート制御回路３０における概略の動作波形を示したものである。
図６において、波形「OSC」は発振器２２の出力波形を示したもので、誤差増幅器２１の出力電圧に応じた周波数でパルス信号が出力されている。
波形「VC3」は鋸歯状波信号生成回路３１の出力波形を示したもので、発振器２２の出力（「OSC」）がパルス信号を出力しているとき制御電源Vccの電圧となり、パルス信号を出力していないとき徐々に立下がる鋸歯状波信号となっている。
波形「QＬ」はゲート制御回路３０のドライバ２６からの出力波形で、ローサイドのスイッチング素子QＬに向けて出力されるゲート信号を示している。波形「QH」はゲート制御回路３０のドライバ２７からの出力波形で、ハイサイドのスイッチング素子QHに向けて出力されるゲート信号を示している。
波形「VC3」には、「SSsig入力直後のVref3（点線）」と「定常時のVref3（実線）」が併記されている。「VC3」と「Vref3」は比較器３３で比較され「Vref3」が「VC3」より大きいとき「QＬ」はオフとなり、波形「QＬ」を見ると「Vref3」が「VC3」より小さいとき「QＬ」はオンとなっていることが理解される。また波形「QH」は波形「QＬ」を反転した信号となっていることが理解される。
基準電圧Vref3は、SSsigからの信号がなくなって、その入力直後（点線で示す）から定常時（実線で示す）に向けて図中に矢印で示したように変化し、波形「QＬ」は矢印で示すように徐々にオン期間が狭くなり、「QH」は矢印で示すように徐々にオン期間が広くなるように変化する。
このように、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様に、ソフトスタート時のスイッチング周波数の上昇を抑制することができ、本来電圧制御に必要な周波数から外れることなくソフトスタートを行うことができる。
（第３の実施の形態）
図７は本発明による半波整流電流共振型スイッチング電源装置の他の実施の形態を示したものである。
図７に示した半波整流電流共振型スイッチング電源装置４０は、第１の実施の形態における図１に示した半波整流電流共振型スイッチング電源装置に対し、共振回路の接続された位置が相違している（第２の実施の形態に対しても同様）。即ち、第１の実施の形態における図１に示した電圧共振コンデンサCrv、及びリアクトルLriとトランスT1の一次巻線Np(励磁インダクタンスLp)と電流共振コンデンサCriからなる直列共振回路はローサイドのスイッチング素子QLに並列に接続されているが、本実施の形態ではハイサイドのスイッチング素子QHに並列に接続されている。トランスT1の二次巻線NsにはダイオードRCと平滑コンデンサCoが直列に接続され、平滑コンデンサCoにより平滑された直流電力が負荷Roに供給される。ハイサイドのスイッチング素子QHの役割とローサイドのスイッチング素子QLの役割が上記第１の実施の形態に対し逆転する（ハイサイドのスイッチング素子QHが上記第１の実施の形態における第２スイッチング素子の役割、ローサイドのスイッチング素子QLが上記第１の実施の形態における第１スイッチング素子の役割をする）ので、ゲート信号の制御も逆転させる。その他の構成は第１の実施の形態と同様であり、その動作も第１の実施の形態から容易に類推することができるので、ここでは動作についての詳細説明は省略する。
このように接続された半波整流電流共振型スイッチング電源装置であっても、先に説明したソフトスタートは同様に適用することができ、同様の効果を奏する。
以上、実施の形態によって具体的に説明したが、これらは例示であって、これらの実施の形態には限定されないことは勿論である。
例えば、ハイサイド及びローサイドのスイッチング素子QH、QLはMOSFETを例に説明したが、これに限定されず、IGBT、MOS形でないFET（接合形FETなど）などを使用することができる。
また、リアクトルLriは出力トランスTr1のリーケージリアクタンスが充分であれば兼用し、リアクトルLriを省略しても良い。
本発明による第１の実施の形態の、半波整流電流共振型スイッチング電源装置の回路構成を示す図である。 本発明による第１の実施の形態の、半波整流電流共振型スイッチング電源装置におけるゲート制御回路の回路構成を示す図である。 本発明による第１の実施の形態の、半波整流電流共振型スイッチング電源装置におけるゲート制御回路の動作シーケンスを示した図である。 本発明による第１の実施の形態の、半波整流電流共振型スイッチング電源装置におけるゲート制御回路の動作シーケンスを示した図である。 本発明による第２の実施の形態の、半波整流電流共振型スイッチング電源装置におけるゲート制御回路の回路構成を示す図である。 本発明による第２の実施の形態の、半波整流電流共振型スイッチング電源装置におけるゲート制御回路の動作シーケンスを示した図である。 本発明による第３の実施の形態の、半波整流電流共振型スイッチング電源装置の回路構成を示す図である。 従来技術の半波整流電流共振型スイッチング電源装置の回路構成を示す図である。 従来技術の半波整流電流共振型スイッチング電源装置のスイッチング動作波形を示す図である。
符号の説明
１、３０・・・ゲート制御回路
２、３・・・ゲート駆動回路
４・・・電圧帰還回路
２１・・・誤差増幅器
２２・・・発振器(OSC)
２３、３１・・・鋸歯状波信号生成回路
２４、３２・・・ソフトスタート信号生成回路
２５、３３・・・比較器
２６、２７・・・ドライバ
２８・・・インバータ（反転回路）
１０、４０、１００・・・半波整流電流共振型スイッチング電源装置
Vin・・・直流電源
QH、QL・・・スイッチング素子
DH、DL・・・ボディダイオード
Crv・・・電圧共振コンデンサ
Cri・・・電流共振コンデンサ
Co・・・平滑コンデンサ
T1・・・トランス
Np・・・トランスT1の一次巻線
Ns・・・トランスT1の二次巻線
Lri・・・リアクトル
Lp・・・励磁インダクタンス
RC・・・ダイオード
Ro・・・負荷
ICri・・・共振電流
IRC・・・ダイオードRCの電流
VQL・・・ローサイドのスイッチング素子QLのドレイン・ソース間電圧

Claims (10)

  1. 直流電源の出力端子間に直列接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の直列体と、
    前記第２スイッチング素子に並列接続されたトランスの一次巻線と電流共振コンデンサの直列体と、
    前記トランスの二次巻線に接続された半波整流回路と、
    起動時に前記第１スイッチング素子のオン期間を徐々に長くすると共に、前記第２スイッチング素子のオン期間を徐々に短くするゲート制御回路と、
    を備えたことを特徴とする半波整流電流共振型スイッチング電源装置。
  2. 前記ゲート制御回路は、起動時又は再起動時から徐々に変化する基準電圧と鋸歯状波信号の電圧を比較して出力する比較手段を備え、
    前記比較手段の出力に基づいて前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をオンオフ制御することを特徴とする請求項１に記載の半波整流電流共振型スイッチング電源装置。
  3. 前記ゲート制御回路は、前記半波整流回路の出力電圧の帰還信号により決められた周波数の前記鋸歯状波信号を発生する鋸歯状波信号生成回路を備えたことを特徴とする請求項２に記載の半波整流電流共振型スイッチング電源装置。
  4. 前記鋸歯状波信号生成回路は、
    コンデンサを定電流源により充放電させ前記鋸歯状波信号を生成する定電流充放電回路を備えたことを特徴とする請求項３に記載の半波整流電流共振型スイッチング電源装置。
  5. 前記ゲート制御回路は、
    起動時や再起動時に発生するパルス信号により所定の初期値にセットされ、前記パルス信号がないとき徐々に所定の定常値に変化する前記基準電圧を発生するソフトスタート信号生成回路を備えたことを特徴とする請求項２から請求項４のいずれか一項に記載の半波整流電流共振型スイッチング電源装置。
  6. 直流電源の出力端子間に直列接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を有する半波整流電流共振型スイッチング電源装置の起動方法において、
    起動時又は再起動時に前記第１スイッチング素子のオン期間を徐々に長くすると共に、前記第２スイッチング素子のオン期間を徐々に短くするように制御することを特徴とする半波整流電流共振型スイッチング電源装置の起動方法。
  7. 起動時又は再起動時から徐々に変化する基準電圧と鋸歯状波信号の電圧を比較し、前記比較結果に基づいて前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をオンオフ制御することを特徴とする請求項６に記載の半波整流電流共振型スイッチング電源装置の起動方法。
  8. 出力電圧の帰還信号により決められた周波数で前記鋸歯状波信号を発生することを特徴とする請求項７に記載の半波整流電流共振型スイッチング電源装置の起動方法。
  9. コンデンサを定電流源により充放電させ前記鋸歯状波信号を生成することを特徴とする請求項８に記載の半波整流電流共振型スイッチング電源装置の起動方法。
  10. 起動時や再起動時に発生するパルス信号により所定の初期値にセットされ、前記パルス信号がないとき徐々に所定の定常値に変化する前記基準電圧を発生することを特徴とする請求項７から請求項９のいずれか一項に記載の半波整流電流共振型スイッチング電源装置の起動方法。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013236428A (ja) * 2012-05-07 2013-11-21 Sanken Electric Co Ltd 直流変換装置
CN107453609A (zh) * 2016-06-01 2017-12-08 三垦电气株式会社 开关电源的控制电路
CN108702085A (zh) * 2016-02-12 2018-10-23 飞利浦照明控股有限公司 Dc/dc谐振转换器和使用谐振转换器的功率因数校正以及对应的控制方法
CN112701926A (zh) * 2021-01-12 2021-04-23 飞依诺科技(苏州)有限公司 反激式开关电源及其控制方法、超声设备
US11121622B2 (en) 2019-03-18 2021-09-14 Fuji Electric Co., Ltd. Control apparatus of switching power supply for generating drive signal of incremental on-width

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9318946B2 (en) * 2013-04-23 2016-04-19 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Optimal trajectory control for LLC resonant converter for soft start-up
US9866136B2 (en) * 2013-12-09 2018-01-09 Analog Devices Global Isolated power supply with input voltage monitor
CN103762859A (zh) * 2014-02-26 2014-04-30 杨华新 一种无电解隔离型谐振开关电源
CN105024533A (zh) * 2014-04-21 2015-11-04 台达电子工业股份有限公司 马达驱动电路及其软启动保护电路
TWI525982B (zh) * 2014-04-21 2016-03-11 台達電子工業股份有限公司 軟啓動保護電路及馬達驅動電路
US10050516B2 (en) * 2016-03-29 2018-08-14 Semiconductor Components Industries, Llc Active clamp power converter and method of reducing shoot-through current during soft start
JP6905711B2 (ja) 2017-08-02 2021-07-21 リコー電子デバイス株式会社 過電圧保護回路と電源装置
JP7194654B2 (ja) * 2019-08-09 2022-12-22 Ｔｖｓ Ｒｅｇｚａ株式会社 スイッチング電源装置

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007189877A (ja) * 2006-01-16 2007-07-26 Sanken Electric Co Ltd 共振型スイッチング電源装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SG68587A1 (en) * 1996-07-27 1999-11-16 Singapore Productivity And Sta An electronic ballast circuit
JP2006050688A (ja) 2004-07-30 2006-02-16 Sony Corp ソフトスタート装置、スイッチング電源装置
JP2007020327A (ja) 2005-07-08 2007-01-25 Toyota Motor Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007189877A (ja) * 2006-01-16 2007-07-26 Sanken Electric Co Ltd 共振型スイッチング電源装置

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013236428A (ja) * 2012-05-07 2013-11-21 Sanken Electric Co Ltd 直流変換装置
CN108702085A (zh) * 2016-02-12 2018-10-23 飞利浦照明控股有限公司 Dc/dc谐振转换器和使用谐振转换器的功率因数校正以及对应的控制方法
CN108702085B (zh) * 2016-02-12 2020-10-30 昕诺飞控股有限公司 Dc/dc谐振转换器和使用谐振转换器的功率因数校正以及对应的控制方法
CN107453609A (zh) * 2016-06-01 2017-12-08 三垦电气株式会社 开关电源的控制电路
CN107453609B (zh) * 2016-06-01 2019-11-05 三垦电气株式会社 开关电源的控制电路
US11121622B2 (en) 2019-03-18 2021-09-14 Fuji Electric Co., Ltd. Control apparatus of switching power supply for generating drive signal of incremental on-width
CN112701926A (zh) * 2021-01-12 2021-04-23 飞依诺科技(苏州)有限公司 反激式开关电源及其控制方法、超声设备

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