CN103683868B - 开关电源控制电路、开关电源及其控制方法 - Google Patents

开关电源控制电路、开关电源及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及开关电源控制电路、开关电源及其控制方法。所述开关电流源控制电路包括置位脉冲生成电路、置零脉冲生成电路和逻辑电路。其中，置位脉冲生成电路用于根据反馈电压、纹波信号和基准电压输出置位脉冲，所述反馈电压根据所述功率级电路的输出电压获得；置零脉冲生成电路用于生成与所述置位脉冲一一对应的置零脉冲，在第一模式下，每个所述置零脉冲与相邻在前出现的置位脉冲之间具有相同的时间间隔，在第二模式下，每个所述置零脉冲与相邻在前出现的置位脉冲之间的时间间隔递减。本发明通过在第二模式下生成导通时间随时间递减的开关控制信号控制功率开关使得开关电源在轻载或待机模式下避免出现音频噪声或减轻音频噪声。

Description

开关电源控制电路、开关电源及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及开关电源控制电路、开关电源及其控制方法。
背景技术
开关电源通常包括功率级电路和控制电路。控制电路的功能是在输入电压、内部参数和外接负载变化时，调节功率级电路中的开关系统的导通和关断时间，以使开关电源的输出电压或者输出电流保持恒定。因此，在开关电源的设计中，控制方法的选择和设计对于开关电源的性能来说是十分重要的。采用不同的检测信号和不同的控制电路会有不同的控制效果。
开关电源的控制方式可以分为定频控制和变频控制。定频控制即开关周期恒定不变，通过调整一个周期内开关导通的时间宽度来调节输出电压，即脉冲宽度调制（PWM）。
变频控制，也即脉冲频率调制（PFM），其具有恒定导通时间、恒定关断时间和迟滞比较控制等几种控制方式。恒定导通时间控制即保持功率开关的导通时间维持不变，通过改变功率开关的关断时间来调节占空比；恒定关断时间控制通过保持功率开关的关断时间维持不变，而改变功率开关的开通时间来调节占空比。
在恒定导通时间控制模式下，当开关电源负载变化时，为了减少损耗,现有技术一般是采取省略脉冲或屏蔽脉冲的方法来减小功率级电路中功率开关的开关次数，使控制电路间歇式的工作，即降低输入至功率级电路中的开关控制信号的频率。
但是，当开关控制信号的频率降低到音频范围(20Hz-20KHz）时，开关器件的导通/关断会产生音频噪声。
发明内容
有鉴于此，本发明提供开关电源控制电路、开关电源及其控制方法以减轻或消除由于负载变化引起的音频噪声。
在第一方面，提供一种开关电源控制电路，用于控制开关电源功率级电路中的功率开关，所述控制电路包括：置位脉冲生成电路、置零脉冲生成电路和逻辑电路；
所述置位脉冲生成电路用于根据反馈电压、纹波信号和基准电压输出置位脉冲，所述反馈电压根据所述功率级电路的输出电压获得；
所述置零脉冲生成电路用于生成与所述置位脉冲一一对应的置零脉冲，在第一模式下，每个所述置零脉冲与相邻在前出现的置位脉冲之间具有相同的时间间隔，在第二模式下，每个所述置零脉冲与相邻在前出现的置位脉冲之间的时间间隔递减；
所述逻辑电路用于根据所述置位脉冲和所述置零脉冲的控制输出开关控制信号，所述开关控制信号用于在置位脉冲出现后控制所述功率开关导通，在置零脉冲出现后控制所述功率开关关断。
在第二方面，提供一种具有上述开关电源控制电路的开关电源。
在第三方面，提供一种开关电源控制方法，所述开关电源包括具有功率开关的功率级电路和控制所述功率开关的控制电路，所述方法包括：
在第一模式下，生成导通时间恒定的开关控制信号控制功率开关；
在第二模式下，生成导通时间随进入第二模式的时间递减的开关控制信号控制功率开关。
本发明通过在第二模式下生成导通时间随时间递减的开关控制信号控制功率开关使得开关电源在轻载或空载模式下避免出现或减轻音频噪声。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1A是本发明实施例一的开关电源的电路示意图；
图1B是本发明实施例一的开关电源的工作波形图；
图2A是本发明实施例二的开关电源的电路示意图；
图2B是本发明实施例二的开关电源的工作波形图；
图2C是本发明实施例二的一个优选方式中纹波电路和置零脉冲生成电路的电路示意图；
图3是本发明实施例二中控制第二模式放电电路中放电开关的控制模块的电路示意图；
图4是本发明实施例二中储能电路的一个替代方案的电路示意图；
图5是本发明实施例三的开关电源的电路示意图；
图6是本发明实施例四的开关电源控制方法的流程图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述。虽然本发明是结合以下的优选实施例进行描述的，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称元件“耦接到”或“连接到”另一元件时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在如下描述中（除另有说明），“已知”、“固定”、“给定”和“预定”通常情况下，指的是一个值，数量、参数、约束条件、条件、状态、流程、过程、方法、实施，或各种组合等在理论上是可变的，但是如果提前设定，则在后续使用中是保持不变的。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
在本发明的描述中，功率开关是指开关电源或开关型转换器中在其导通时使得储能元件（例如，电感）开始储能，流过储能元件电流开始上升的开关器件。对应地，整流元件是指主动或者被动导通时，使得开关电源或开关型转换器中的储能元件（例如，电感）开始释放储能，流过储能元件电流开始下降的开关器件。
本发明可以各种形式呈现，以下将描述其中一些示例。
图1A是本发明实施例一的开关电源的电路示意图。如图1A所示，开关电源10包括功率级电路11和控制电路12。功率级电路11包括功率开关PS1、整流元件PS2、储能元件L0和滤波元件C0。在本发明中，功率级电路的功率开关指DC-DC转换电路拓扑中控制功率流入储能元件使得储能元件储能或释放能量的开关。整流元件/整流开关指DC-DC转换电路拓扑中间歇导通使得储能元件的能量流向负载的元件或开关。
在本实施例中，功率开关PS1可以是任何可控半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）、绝缘栅双极晶体管(IGBT）等。整流元件PS2电连接至功率开关PS1。在本实施例中，整流元件PS2可以是二极管也可以是任何可控半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）、绝缘栅双极晶体管(IGBT）等。储能元件L0电连接至功率开关PS1，随着功率开关PS1的导通和关断，储能元件L0存储和输出能量。储能元件L0可以是电感或者变压器。滤波元件C0用于平滑输出电压Vout，其可以是电容或滤波电路。
在图1A中，功率级电路11被设置为降压型拓扑结构。但是本领域技术人员可以理解，在本实施例中，功率级电路11也可以根据需要被设置为公知的升压型或者升降压型拓扑结构。
控制电路12包括置位脉冲生成电路121、置零脉冲生成电路122和逻辑电路123。
其中，置位脉冲生成电路121用于根据反馈电压Vfb、纹波信号Vripple和基准电压Vref输出置位脉冲Vsp。本实施例中，置位脉冲生成电路121通过反馈控制的方式根据反馈电压Vfb、纹波信号Vripple和预定的基准电压Vref在储能元件储能波谷或波谷附近产生一个置位脉冲Vsp。
如图1B所示，置位脉冲生成电路121根据反馈电压Vfb、纹波信号Vripple和基准电压Vref生成第一比较电压V1以及基本与开关控制信号同步波动的第二比较电压V2，在第二比较电压V2下降到第一比较电压V1时输出置位脉冲。第一比较电压V1和第二比较电压V2具有不同的获取形式。
优选地，纹波电压Vripple为与功率级电路储能元件L0的电流IL同步且同相的信号，由此可以标识出储能元件能量的波谷。
置零脉冲生成电路122用于生成与置位脉冲Vsp一一对应的置零脉冲Vrp，在第一模式（也即正常工作模式）下，每个置零脉冲Vrp与相邻在前出现的置位脉冲Vsp之间具有相同的时间间隔。需要说明的是，在正常工作模式下，控制电路12控制功率级电路11输出稳定的输出电压Vout。在第二模式下（在本实施例中，第二模式为轻载或空载模式，其通过模式切换信号控制），每个置零脉冲Vrp与相邻在前出现的置位脉冲Vsp之间的时间间隔随进入第二模式的时间递减。
逻辑电路123用于根据置位脉冲Vsp和置零脉冲Vrp输出开关控制信号QPS1，开关控制信号QPS1用于在置位脉冲Vsp出现后控制所述功率开关导通，在置零脉冲Vrp出现后控制所述功率开关关断。也即，在高电平为导通有效电平时，开关控制信号QPS1由置位脉冲Vsp置位，由置零脉冲Vrp置零。当然，本领域技术人员可以理解，“置位脉冲”中的“置位”，和“置零脉冲”中的“置零”，并非用于限制仅能用于“置位”或“置零”，而分别是指置为导通有效电平和置为关断有效电平。例如，在低电平为导通有效电平时，开关控制信号QPS1由置位脉冲Vsp置零，使得其控制功率开关PS1导通，由置零脉冲Vrp置位，使得其控制功率开关PS1关断。
由于置位脉冲Vsp可以控制逻辑电路123生成导通功率开关PS1的开关控制信号QPS1。同时，置零脉冲Vrp可以控制逻辑电路123生成关断功率开关PS1的开关控制信号QPS1。因此，置零脉冲生成电路122在第一模式下，使得开关控制信号QPS1的导通时间恒定，通过置位脉冲生成电路121的控制环路根据负载状况调整置位脉冲的输出时机，可以调整开关控制信号QPS1的关断时间Toff的时长，实现稳压输出。
而在第二模式下，置零脉冲生成电路122使得开关控制信号QPS1每个周期的导通时间Ton随进入第二模式的时间递减。随着所述导通时间Ton不断减小，置位脉冲生成电路121会根据反馈电压Vfb以及纹波电压Vripple调整后续的置位脉冲Vsp的输出时机使得关断时间Toff随导通时间Ton减小而减小，以保持开关控制信号QPS1的占空比不变，维持输出电压稳定。由此使得第二模式下，开关控制信号QPS1的频率上升，可以避免落入到音频范围。
图1B是图1A所示的开关电源的工作波形图。在正常工作状态时，在t0至t2的时间区间内，置位脉冲Vsp周期性出现，同时置零脉冲Vrp与置位脉冲Vsp一一对应，且间隔出现，逻辑电路123根据两者控制生成导通时间Ton恒定的开关控制信号QPS1。在轻载或空载模式下，在t2之后的时间区间内，由于负载减轻导致输出电压上升和储能元件电流IL下降减慢，使得下一个置位脉冲Vsp延后出现，开关控制信号QPS1周期被延长，频率下降。
这时，根据进入第二模式的模式切换信号STDBY，置零脉冲Vrp与相邻在前的置位脉冲Vsp的间隔开始随进入第二模式的时间递减，使得对应的开关控制信号QPS1的导通时间Ton递减，并进而使得开关控制信号QPS1的周期缩短，频率提高。
本实施例通过在第二模式下生成导通时间递减的开关控制信号控制功率开关使得开关电源在轻载或空载模式下避免出现音频噪声或减轻音频噪声。
图2A是本发明实施例二的开关电源的电路示意图。本实施例的开关电源20包括功率级电路21和控制电路22。其中，功率级电路21与图1中相同，在此不再赘述。本领域技术人员可以理解，在本实施例中，功率级电路21也可以根据需要设置为公知的升压型或者升降压型拓扑结构。
控制电路22包括置位脉冲生成电路221、置零脉冲生成电路222、逻辑电路223。优选地，还可以包括电压反馈电路224和纹波电路225。
置位脉冲生成电路221包括叠加装置221a和置位脉冲比较器221b。
电压反馈电路211a通过分压将与功率级电路的输出电压Vout成比例的反馈电压Vfb输出到叠加装置224，纹波电路225用于获取纹波信号Vripple，优选地，纹波信号与流过储能元件L0的电流IL同步且同相。叠加装置221a用于将反馈电压Vfb和纹波信号Vripple叠加为第二比较电压V2。反馈电压Vfb与纹波信号Vripple叠加后形成第二比较电压V2。在图2A中，电压反馈电路224包括第一分压电阻和第二分压电阻，两者串联在功率级电路电压输出端和接地点之间，并从中间输出分压获得的反馈电压Vfb。
本领域技术人员可以理解，电压反馈电路224和纹波电路225均可以采用现有技术中的相应电路实现。同时，纹波电路225可以通过输入功率级电路的相点电压Vp来输出纹波信号Vripple，也可以仅通过输入开关控制信号，或与开关控制信号同步的信号，根据开关控制信号或与开关控制信号同步的信号生成与流过储能元件L0的电流IL同步且同相的纹波信号Vripple。在本发明中，功率级电路的相点是指DC-DC转换器电路中，随功率开关的导通和关断电压极性翻转的电路节点，在降压型拓扑中，相点位于功率开关和整流元件的公共节点。
本领域技术人员应当理解，以上对于电路的划分仅依据其功能，上述划分并不用于限定各电路或电路模块的表现形式，根据需要，置位脉冲生成电路221可以与电压反馈电路224以及纹波电路225集成在同一集成电路中，也可以单独集成在一个集成电路中，还可以仅与电压反馈电路224以及纹波电路225中的任意一个集成在同一集成电路中。
图2B示出了图2A所示的开关电源的工作波形图。如图2A和图2B所示，第二比较电压V2被输入到置位脉冲比较器221b的反相输入端，置位脉冲比较器221b的正相输入端输入基准电压Vref（在本实施例中，Vref直接作为第一比较电压V1），通过在第二比较电压V2下降到第一比较电压V1（也即，基准电压Vref）时会输出高电平，由于该高电平会使得功率开关PS1导通，进而使能量流入功率级电路，由此使得第二比较电压V2重新上升到高于基准电压Vref。这会导致置位脉冲比较器221b的输出回落到低电平，从而在第二比较电压V2下降到基准电压Vref时形成一个置位脉冲Vsp。
置零脉冲生成电路222包括阈值电压生成电路222a、锯齿波生成电路222b和置零比较电路222c。
阈值电压生成电路222a用于在第一模式下产生恒定的阈值电压，并在第二模式下生成随进入第二模式的时间递减的阈值电压。
具体地，在本实施例的一个优选实施方式中，阈值电压生成电路222a包括储能电路222a1和第二模式放电电路222a2。
其中，储能电路222a1在第一模式下被充电并在阈值电压输出端产生恒定的阈值电压Vth，所述储能电路222a1在第二模式下被停止提供能量并基于所存储能量为阈值电压输出端提供阈值电压Vth。
第二模式放电电路222a2与储能电路222a1的输出端连接，其在第一模式下保持关断状态，在第二模式下以预定频率对阈值电压输出端进行放电输出第二与之电压，使得阈值电压Vth随进入第二模式的时间递减。
更具体地，第二模式放电电路222a2包括控制模块（图中未示出）、放电开关S4和放电电流源A2，放电开关S4与所述放电电流源A2串联在储能电路222a1的阈值电压输出端和接地点之间，放电开关S4的控制端与控制模块连接，控制模块控制放电开关S4在第二模式下以预定频率导通，在第一模式下保持关断状态。
优选地，预定频率大于等于20kHz。
控制模块的电路图如图3所示，包括时钟源31和逻辑门电路32，逻辑门电路32根据时钟源31输出的时钟信号和模式切换信号STDBY输出控制放电开关的控制信号。其工作波形如图2B所示。本领域技术人员应当理解，时钟源31可以是内部时钟源，也可以是外部时钟源。本领域技术人员还应当理解，既可以如图2B中所示，将模式切换信号STDBY的有效电平设置为高电平，也可以根据需要将模式切换信号STDBY的有效电平设置为其它形式，并根据这一设置适应性地修改利用模式切换信号进行控制的电路。
更具体地，储能电路222a1包括输入端、中间端、输出端、阈值生成电流源A1、第一开关S1、第一电阻R1、第二开关S2、第一电容C1、第二电阻R2和第二电容C2。
其中，阈值生成电流源A1与第一开关S1串联连接在输入端和中间端之间，第一电阻R1和第二开关S2串联在中间端和接地点之间，第一电容C1连接在中间端和接地点之间，第一电阻R1连接在中间端和输出端之间，第二电容C2连接在输出端和接地点之间。
第一开关S1和第二开关S2根据模式切换信号STDBY的控制在第一模式下导通，使得第一电阻R1上形成电压，为第一电容C1充电使得第一电容C1的两端电压逐渐上升，最终使得第一电容C1上具有VC1=R1*IA1的电压。第二电阻R1和第二电容C1组成的低通滤波器可以滤去交流成分形成恒定的阈值电压Vth。阈值电压Vth为第一电容C1两端电压的直流部分。在第二模式下，第一开关S1和第二开关S2关断，停止对第一电容C1提供能量，储能电路222a1输出端的阈值电压由第一电容C1提供，第二模式放电电路222a2在第二模式下按预定频率对储能电路222a1阈值电压输出端进行放电，使得阈值电压输出端上的阈值电压Vth按预定频率逐渐递减。
在一个优选的实施方式中，储能电路222a1还可以同时作为纹波电路的225一部分同时被纹波电路225和阈值电压生成电路222a共用。图2C示出了这一优选实施方式中纹波电路225和置零脉冲生成电路222的电路图。如图2C所示，置零脉冲生成电路222与图2A所示的电路基本相同，不同之处在于，储能电路222a1还包括同步开关St，同步开关St与阈值生成电流源A1以及第一开关S1串联连接在输入端和中间端之间，并与功率开关PS1同时导通和关断。优选地，同步开关St通过开关控制信号QPS1的控制导通和关断。
在第一模式下（也即，正常工作模式下），第一开关S1和第二开关S2均导通，同步开关St与功率开关PS1同时导通和关断，在同步开关St导通时，第一电容C1被电流源A1充电，中间端电压Vc1上升，在同步开关St关断时，第一电容C1通过第一电阻R1放电，中间端电压VC1下降，由此，可以在中间端形成随功率开关PS1导通和关断同步上升和下降的电压波形,该波形与功率级电路储能元件电流IL实际上是同步的。同时，中间端的电压波形VC1通过第二电阻R2和第二电容C2的滤波电路滤波后，在阈值电压输出端输出恒定的阈值电压Vth，阈值电压Vth为中间端电压VC1的直流分量。
通过将阈值生成电流源A1的电流设置为Vout/R1,并选择第一电阻R1、第一电容C1、第二电阻R2和第二电容C2的值可以使得Vth为kVout，也即，阈值电压Vth与输出电压Vout成比例（优选地，k=1）。由此，纹波电路225还包括一纹波比较电路225a（优选为转导放大器），其输入端分别输入上述的中间端电压VC1和阈值电压Vth，输出与中间端电压VC1和阈值电压Vth差值相关的参量f（VC1-Vth），该参量可以被进一步转变为纹波电压Vripple。纹波电压Vripple为随功率开关PS1导通和关断同步上升和下降的电压波形，由于功率级电路储能元件L0的电流IL也是随功率开关PS1导通和关断同步上升和下降的，因此，纹波比较电路225a输出的是与电流IL同步且同相的信号，其可以用于生成置位脉冲信号Vsp。
在第二模式下，第一开关S1和第二开关S2均关断，且中间端电压VC1以及阈值电压Vth随第二模式放电电路222a2的放电而不断减小，两者的差值也不断减小，则在第二模式下，纹波电压Vripple逐渐趋近于0，置位脉冲生成电路依靠反馈电压Vout的波动来实现置位脉冲的生成。
需要说明的是，在第二模式下，纹波电压Vripple的变化不会对电路置位脉冲Vsp的频率构成较大影响，因为随着阈值电压Vth不断降低，置零脉冲的输出频率增加，由此，为了实现稳压，反馈电压Vfb的波动频率也会增加，导致置位脉冲Vsp的频率增加。
在本优选实施方式中，通过使得纹波电路225和阈值电压生成电路222a共用储能电路222a1，可以减少集成电路中的元件数量，节省集成电路空间。
作为替换，储能电路222a1还可以采用如图4所示的简化的电路实现，其包括阈值生成电压源U1、模式开关S1’和储能电容C1’。阈值生成电压源U1、模式开关S1’串联在阈值电压输出端和接地点之间，储能电容C1’连接在阈值电压输出端和接地点之间。模式开关S1’根据模式切换信号的控制在第一模式下导通，在第二模式下关断。
锯齿波生成电路222b用于根据所述逻辑电路23反馈的开关控制信号QPS1或QPS1非产生周期与开关控制信号相同的锯齿波信号Vc。
具体地，锯齿波生成电路222b包括充电电流源A3，反相开关S3和波形电容C3，反相开关S3由反相的开关控制信号QPS1非控制，也即，反相开关S3在功率开关导通时关断，而在功率开关PS1关断时导通。波形电容C3一端连接到充电电流源A3，另一端接地，反相开关S3一端接地，另一端连接到充电电流源A3。所述锯齿波生成电路222b在波形电容C3和充电电流源A3的公共点输出锯齿波信号Vc。
在反相开关S3关断期间，充电电流源对波形电容充电，使得波形电容的电压从0开始线性上升，在反相开关S3导通时，锯齿波生成电路222b的输出端口被接地，其波形电压Vc被归零直至反相开关S3再次导通。由于反相开关S3的操作周期与开关控制信号QPS1相同，因此，锯齿波生成电路222b生成的锯齿波信号Vc周期与开关控制信号QPS1相同，且其波形上升区间时间与开关控制信号的导通时间相同。
置零比较电路222c用于比较锯齿波信号Vc和阈值电压Vth，在所述锯齿波信号上升到所述阈值电压时输出置零脉冲Vrp。具体地，置零比较电路222c包括比较器。
在第一模式下，也即正常工作状态下，置零比较电路222c的正相输入端输入恒定的阈值电压Vth，反相输入端输入锯齿波信号Vc。如图2B所示，锯齿波信号Vc小于阈值电压Vth时，置零比较电路222c输出低电平，锯齿波信号Vc升到阈值电压Vth时，置零比较电路222c输出高电平，该高电平可以使得逻辑电路223输出控制功率开关PS1关断的开关控制信号。同时，如上所述，反相开关S3在功率开关PS1关断时导通，由此，锯齿波信号Vc在上升到阈值电压Vth后迅速被归零使得置零比较电路222c输出低电平，由此在锯齿波信号Vc在上升到阈值电压Vth时，置零比较电路222c输出置零脉冲Vrp。然后，在置位脉冲Vsp控制功率开关PS1导通时，反相开关S3关断，锯齿波信号Vc重新开始由零线性上升。由此，锯齿波信号Vc由0上升至阈值电压Vth的时间即为功率开关的导通时间。
在第二模式，也即轻载或空载时，置零比较电路222c的正相输入端输入随时间递减的阈值电压Vth，反相输入端输入锯齿波信号Vc。与第一模式下类似，锯齿波信号Vc变化到阈值电压Vth时置零比较电路222c输出置零脉冲Vrp，由于阈值电压Vth随时间递减，而锯齿波信号上升沿的斜率不变，因此，锯齿波信号Vc变化到阈值电压Vth的时间也相应递减。这会导致置零脉冲Vrp与相邻在前的置位脉冲Vsp的间隔递减。同时，锯齿波信号Vc由0上升至阈值电压Vth的时间即为功率开关的导通时间，由于阈值电压Vth随时间递减，因此，使得功率开关PS1的导通时间递减。
在本实施例中，逻辑电路223包括RS触发器，置位脉冲生成电路221的输出端连接到RS触发器的置位端S，置零脉冲生成电路222的输出端连接到RS触发器的复位端R，RS触发器的输出端Q连接到功率开关PS1的控制端。本领域技术人员可以理解，可选地，为了实现更好的驱动，可以在RS触发器和功率开关PS1的控制端之间设置驱动电路。同时，为了适应于对于控制信号有效电平的不同设置，可以根据需要在逻辑电路中设置进行电平变换的电路或驱动电路。
如图2B所示，在正常工作模式下（也即第一模式），输入到RS触发器的置位端S置位脉冲Vsp周期性出现，同时输入到RS触发器的复位端R的置零脉冲Vrp与置位脉冲Vsp一一对应，且间隔出现，逻辑电路123根据两者控制生成导通时间Ton恒定的开关控制信号QPS1。在轻载或空载模式下（也即第二模式），在t2之后的时间区间内，由于负载减轻导致输出电压上升和储能元件电流下降减慢，使得下一个置位脉冲Vsp延后出现，开关控制信号周期被延长，频率下降。
这时，根据进入第二模式的模式切换信号STDBY，置零脉冲Vrp与相邻在前的置位脉冲Vsp的间隔开始随进入第二模式的时间递减，使得对应的开关控制信号的导通时间递减，并进而使得开关控制信号QPS1的周期缩短，频率提高。
由此，在第二模式下，开关控制信号频率会升高以避免出现或减轻由于功率开关引起的音频噪声。
图5是本发明实施例三的开关电源的电路示意图。本实施例的开关电源50包括功率级电路51和控制电路52。其中，功率级电路51被设置为升压型拓扑。本领域技术人员可以理解，在本实施例中，功率级电路51也可以根据需要被设置为降压型或升降压型拓扑结构。
与实施例一和实施例二相同，控制电路52包括置位脉冲生成电路521、置零脉冲生成电路522和逻辑电路523，同时，置零脉冲生成电路522和逻辑电路523具有与实施例二相同的电路构成。
与实施例二不同的是，本实施例中，置位脉冲生成电路521包括电流控制回路521a和输出电压控制回路521b，输出电压控制回路521b接收与输出电压Vout成正比的反馈电压Vfb，根据反馈电压Vfb和基准电压Vref输出误差电压信号Vcmp。电流控制回路521a根据检测到的用于表征功率级电路储能元件电流的电压值或与储能元件电流同步且同相的电压信号和误差电压信号Vcmp来输出置位脉冲Vsp。
具体地，输出电压控制回路521b可以包括电压控制运算放大器CMP1，同时，电流控制回路521a可以包括比较器CMP2。功率级电路的输出电压Vout直接反馈或经电压反馈电路524后反馈到电压控制运算放大器CMP1的反相输入端，正相输入端耦接基准电压Vref。电压控制运算放大器CMP1输出端耦接到比较器CMP2的正相输入端，其输出误差电压信号Vcmp。比较器CMP2的反相输入端连接到纹波电路525，纹波电路525可以连接到功率级电路的储能元件（例如图5中的电感L0）的一端，这时纹波电路525优选为电流采样电路。电流采样电路可以将流过功率级电路的储能元件的电流表征为纹波信号Vripple作为第二比较电压V2输入到比较器CMP2。同时，可选地，纹波电路525也可以根据反馈获得的开关控制信号QPS1或者与其同步的信号获得与储能元件电流同步且同相的纹波信号Vripple。电流控制比较器CMP1通过比较误差电压信号Vcmp（也即，第一比较电压V1）和纹波信号Vripple（也即，第二比较电压V2）在功率级电路储能元件储能波谷输出置位脉冲Vsp。
在本实施例的一个优选方案中，所述电流采样电路可以与比较器CMP2直接连接，由此，可以以简单的电路结构和较少的元件实现本实施例。
本实施例为置位脉冲生成电路提供了可替换的选择。
图6是本发明实施例四的开关电源控制方法的流程图。其中，所述控制方法可用于控制如上述实施例中的开关电源。
所述方法包括：
步骤610、根据模式切换信号STDBY判断当前模式。
步骤620、在第一模式下，生成导通时间恒定的开关控制信号控制功率开关。
步骤630、在第二模式下，生成导通时间随进入第二模式时间递减的开关控制信号控制功率开关。
优选地，步骤630可以包括如下子步骤：
步骤631、根据基准电压、反馈电压和纹波信号在储能元件能量波谷输出所述置位脉冲，所述反馈电压根据所述功率级电路的输出电压获得；
步骤632、生成与所述置位脉冲一一对应的置零脉冲，每个所述置零脉冲与相邻在前出现的置位脉冲之间的时间间隔随进入第二模式时间递减。
具体地，步骤632可以进一步包括：
步骤A、生成随进入第二模式时间递减的阈值电压。
步骤A可以通过在进入第二模式后，停止对阈值电压输出端提供能量；并以预定频率和预定电流强度对阈值电压输出端进行放电来实现。
步骤B、根据反馈的开关控制信号产生周期与所述开关控制信号相同的锯齿波信号。
上述步骤A和步骤B为同时进行。
步骤C、比较所述锯齿波信号和所述阈值电压信号，在所述锯齿波信号上升到所述阈值电压信号时输出置零脉冲。
本实施例通过在第二模式下生成导通时间随进入第二模式时间递减的开关控制信号控制功率开关使得开关电源在轻载或待机模式下避免出现或减轻音频噪声。
以上对本发明的实施例进行了描述。但是，这些实施例仅仅是为了说明的目的，而并非为了限制本发明的范围。本发明的范围由所附权利要求及其等价物限定。不脱离本发明的范围，本领域技术人员可以做出多种替代和修改，这些替代和修改都应落在本发明的范围之内。

Claims (11)

1.一种开关电源控制电路，用于控制开关电源功率级电路中的功率开关，所述控制电路包括：置位脉冲生成电路、置零脉冲生成电路和逻辑电路；
所述置位脉冲生成电路用于根据反馈电压、纹波信号和基准电压输出置位脉冲，所述反馈电压根据所述功率级电路的输出电压获得；
所述置零脉冲生成电路用于生成与所述置位脉冲一一对应的置零脉冲，在第一模式下，每个所述置零脉冲与相邻在前出现的置位脉冲之间具有相同的时间间隔，在第二模式下，每个所述置零脉冲与相邻在前出现的置位脉冲之间的时间间隔递减；
所述逻辑电路用于根据所述置位脉冲和所述置零脉冲的控制输出开关控制信号，所述开关控制信号用于在置位脉冲出现后控制所述功率开关导通，在置零脉冲出现后控制所述功率开关关断；
其中，所述置零脉冲生成电路包括阈值电压生成电路、锯齿波生成电路和比较电路；
所述阈值电压生成电路用于在第一模式下产生恒定的阈值电压，并在第二模式下生成随进入第二模式时间递减的阈值电压；
所述锯齿波生成电路用于产生与所述开关控制信号同步的锯齿波信号；
所述比较电路用于比较所述锯齿波信号和所述阈值电压，在所述锯齿波信号上升到所述阈值电压时输出置零脉冲。
2.根据权利要求1所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述阈值电压生成电路包括储能电路和第二模式放电电路；
所述储能电路在第一模式下被充电并在阈值电压输出端产生恒定的阈值电压，所述储能电路在第二模式下被停止提供能量并基于所存储能量为阈值电压输出端提供阈值电压；
所述第二模式放电电路与所述储能电路的阈值电压输出端连接，用于在第二模式下以预定频率对所述阈值电压输出端放电使得所述阈值电压随时间递减。
3.根据权利要求2所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述第二模式放电电路包括控制模块、放电开关和放电电流源，所述放电开关与所述放电电流源串联在所述阈值电压输出端和接地点之间，所述放电开关的控制端与所述控制模块连接，所述控制模块控制所述放电开关在第二模式下按预定频率导通。
4.根据权利要求3所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述储能电路包括输入端、中间端、阈值电压输出端、阈值生成电流源、第一开关、第一电阻、第二开关、第一电容、第二电阻和第二电容；
其中，所述阈值生成电流源与所述第一开关串联连接在输入端和中间端之间，所述第一电阻和第二开关串联在中间端和接地点之间，所述第一电容连接在中间端和接地点之间，所述第一电阻连接在中间端和输出端之间，第二电容连接在输出端和接地点之间；
所述第一开关和第二开关在第一模式下导通，在第二模式下关断。
5.根据权利要求4所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述储能电路还包括同步开关，所述同步开关与所述阈值生成电流源以及所述第一开关串联连接在输入端和中间端之间，并与所述功率开关同时导通和关断。
6.根据权利要求5所述的开关电源控制电路，其特征在于，开关电源控制电路还包括用于生成所述纹波信号的纹波电路；
所述纹波电路包括与所述阈值电压生成电路共用的所述储能电路；
所述纹波电路还包括纹波比较电路，所述纹波比较电路的输入端分别与所述储能电路的中间端以及阈值电压输出端连接，用于输出与输入信号的差值相关的参量。
7.根据权利要求1所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述置位脉冲生成电路将所述反馈电压与纹波信号叠加后与所述基准电压比较输出所述置位脉冲；或者
所述置位脉冲生成电路将所述反馈电压与所述基准电压比较得到的误差电压信号与所述纹波信号比较输出所述置位脉冲。
8.根据权利要求2所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述预定频率大于等于20kHz。
9.一种开关电源，包括具有功率开关的功率级电路和如权利要求1-8任一项所述的开关电源控制电路。
10.一种开关电源控制方法，所述开关电源包括具有功率开关的功率级电路和控制所述功率开关的控制电路，所述方法包括：
在第一模式下，生成导通时间恒定的开关控制信号控制所述功率开关；
在第二模式下，生成导通时间随进入第二模式的时间递减的开关控制信号控制所述功率开关;
其中，所述在第二模式下，生成导通时间随进入第二模式的时间递减的开关控制信号控制功率开关包括：
根据基准电压、反馈电压和纹波信号在储能元件能量波谷输出置位脉冲，所述反馈电压根据所述功率级电路的输出电压获得；
生成与所述置位脉冲一一对应的置零脉冲，每个所述置零脉冲与相邻在前出现的置位脉冲之间的时间间隔随时间递减；
根据所述置位脉冲和所述置零脉冲的控制输出开关控制信号，所述开关控制信号在置位脉冲出现后控制所述功率开关导通，在置零脉冲出现后控制所述功率开关关断；其中，所述生成与所述置位脉冲一一对应的置零脉冲包括：
生成随时间递减的阈值电压；
生成与所述开关控制信号同步的锯齿波信号；
比较所述锯齿波信号和所述阈值电压，在所述锯齿波信号上升到所述阈值电压时输出置零脉冲。
11.根据权利要求10所述的开关电源控制方法，其特征在于，所述生成随进入第二模式时间递减的阈值电压包括：
进入第二模式后，停止对阈值电压输出端提供能量；
以预定频率和预定电流强度对阈值电压输出端进行放电。
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