CN102957320B - 用于dc/dc转换器的数字控制器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种用于DC/DC转换器的数字控制器。实施方式的切换转换器包括电源级，其接收输入电压以将它转换成输出电压，并向可操作地耦接至电源级的负载提供负载电流。该电源级包括承载电感电流的电感器；以及数字控制器，其被配置为使用供给电源级的脉冲宽度调制（PWM）信号，将输出电压调节为接近基准电压的电平。

Description

用于DC/DC转换器的数字控制器
技术领域
本发明涉及切换转换器（switching converter，开关变换器）领域，具体地，涉及诸如降压转换器、升压转换器以及降压-升压转换器的DC/DC转换器的非线性数字控制。
背景技术
在电子装置中，DC到DC切换转换器越来越多地用于将某一电平的DC输入电压转换成所期望的另一电平的DC输出电压。根据转换器拓扑（降压转换器、升压转换器等），输出电压可低于或高于输入电压。在实际应用中，切换转换器的鲁棒控制可能是一挑战性任务，因为控制器必须应对不同工作模式（例如，连续导通模式CCM、不连续导通模式DCM、前馈补偿等），这可能根据切换转换器提供的实际负载而改变。由于所需的模式变化（例如，当负载电流下降至很小值时的DCM到CCM），所需负载电流的进一步突然变化可能导致不稳定。
稳健的控制器设计可能因此而相对复杂。必须检测模式变化且必须重新配置相应控制参数。然而，在某些情况下，模式变化仍导致输出电压中不期望的短暂干扰，且不稳定性仍可能发生，尤其是当转换器正工作在其极限范围内或正改变工作模式时。因此，对允许使由于负载变化和/或输入电压变化而引起的短暂干扰和不稳定性最小化的切换转换器的鲁棒控制的改进型DC/DC转换器及操作方法有持续需求。
发明内容
公开了一种切换转换器。根据本发明的一种实例，切换转换器包括电源级（power stage），其接收输入电压以将它转换为输出电压，并向可操作地耦接至电源级的负载提供负载电流。该电源级包括承载电感电流的电感器；以及数字控制器，其被配置为使用供给电源级的脉冲宽度调制（PWM）信号，将输出电压调节为接近基准电压的电平。PWM信号具有占空比，其中，控制器定期根据以下的一项或多项来计算数字滑动函数（digital sliding function）：输出电压的数字表示、数字积分的输出电压值、电感电流的数字估计和数字斜坡信号值。根据所计算的滑动函数来设置PWM信号的占空比。
附图说明
参照以下附图和描述能更好地理解本发明。图中部件不一定按比例绘制，而是将重点放在了示出本发明的原理上。此外，在图中，类似附图标记指代相应部分。附图中：
图1a和图1b统称为图1，其示出了作为两种示例性切换转换器拓扑的降压转换器和升压转换器的电源级；
图2示出了可用于控制切换转换器的所谓滑动模式控制的原理；
图3示出了用于DC/DC转换器的一种示例性数字控制器；
图4借助框图更详细地示出了图3的控制器的功能；
图5示出了不同工作模式下降压和升压转换器的线圈电流；
图6a和图6b统称为图6，其示出了用于补偿漂移效应的两种选择；
图7示出了DC/DC转换器的线圈电流和相应输出电压对负载的突然变化的响应；
图8a和图8b统称为图8，其示出了图3和图4所示控制器结构的允许可变PWM频率的增强；
图9示出了对图4所示控制器结构的替代控制器结构；以及
图10示出了当使用图9的替代控制器设计时，DC/DC转换器的线圈电流和相应输出电压对负载的突然变化的响应。
具体实施方式
现将参照附图来描述一种或多种实施，其中，通篇类似附图标记用于指代类似元件。针对DC/DC（DC到DC）功率转换器公开了系统和方法，该DC/DC功率转换器包括非线性数字控制器，其被配置为从切换转换器电源级接收一个或多个反馈变量（例如，表示功率转换器输出电压和/或线圈电流）。非线性数字控制器被配置为从其中产生脉冲宽度调制（PWM）信号。
图1a和图1b统称为图1，其作为一个实例示出了降压转换器电源级（图1a）和升压转换器电源级（图1b）的典型设计（降压转换器电源级和升压转换器电源级统称为DC/DC电源级1）。降压转换器电源级包括耦接在供电电位VIN（输入电压）与基准电位GND（对于单极输出电压）之间的功率晶体管半桥（低压侧开关SWLS和高压侧开关SWHS）。两个晶体管的共用电路节点经由电感器L耦接至输出端。电容器C耦接在输出端与基准电位GND之间，以及负载（这里用电阻器RLOAD表示）并联连接至电容器C。开关驱动器10接收PWM信号，并提供供给两个晶体管（即，低压侧开关SWLS和高压侧开关SWHS）的栅极的相应驱动信号。通常，输出电压VO和基准电压VREF被反馈至控制器2（图1未示出）。图1b的升压转换器拓扑几乎与图1a的降压转换器拓扑相同，唯一的差别在于电感器L（电感电流iL）和高压侧开关SWHS互换。除降压转换器和升压转换器之外，已知有所谓的降压-升压转换器。例如，在Everett Rogers:Understanding Buck-Boost Power Stages in Switched Mode Power Supplies,Application Report,Texas Instruments,SLVA059A,re.Nov.2002中给出了对降压-升压转换器的很好的回顾，通过引用将其结合于此。
根据耦接至功率转换器输出级（电源级）的负载，降压转换器和升压转换器两者均可工作在连续导通模式（CCM）或不连续导通模式（DCM）下。在上述引用的应用报告中也讨论了DCM和CCM。人们可以看出，有几种功率转换器可工作的不同模式（例如，升压/CCM、升压/DCM、降压/DCM、降压/CCM）。已知控制器采用用于调节输出电压VO的PID调节器（比例-积分-微分，短PID）。然而，在工作期间，当由于连接至电源级的输出的负载改变而需要模式改变（例如，CCM到DCM）时，PID调节器必须被重新配置。该重新配置是必要的，因为调节器通常基于对不同工作模式而不同的转换器的小信号模型。例如，当变为DCM时，PID调节器的“D”部件可被去激活，使得在DCM期间，该调节器作为PI调节器来有效工作。该控制器的重新配置导致了控制器设计的困难，因为需要检查许多边界条件，以确保稳定性和合适性能。此外，重新配置控制器需要一些时间，在这期间，系统工作在次最佳状态下，从而导致了不想要的短暂干扰。最终，在两种工作模式之间的过渡区，适当工作模式的选择可能很困难且会导致不稳定性。
鉴于上述问题，当需要模式改变时，将期望有一种能够处理不同工作模式而无需重新配置控制器参数的统一控制器。基于电路部件（电感器L、电容器C）、用于数字化输出电压VO的模数转换器（ADC）的所需PWM切换频率和采样频率来定义控制参数。
所谓的滑动模式控制缓解了上述讨论的关于“经典”PID控制器的一些问题。当应用滑动模式控制时，从切换转换器的电源级的许多内部状态（统称为矢量x）来确定所谓的滑动函数S(x)。例如，滑动函数S(x)可如下选择：
S(x)=(VO–VREF)+α2·iL+α3·∫(VO–VREF)dt，         （1）
因此，线性组合了输出电压VO和线圈电流iL，其中，PWM信号在下降到阈值TH1以下时从低电平切换至高电平，以及在超过第二阈值TH2（TH1<TH2）时从高电平切换至低电平。这可使用具有迟滞的比较器来实现。等式（1）中的第三（积分）项负责消除（很小的）稳态误差。这一方法提供了调节切换转换器输出电压VO的良好性能，但PWM切换频率可能改变，这在电磁干扰（EMI）是关键因素以及电磁兼容性（EMC）是设计目标的应用中是不期望的，因为在这些情况下，知道干扰频率是有益的。
图2示出了说明根据等式（1）的滑动函数的信号流的框图，但与上述讨论的实例相反，PWM信号SPWM根据由时钟发生器提供的时钟信号SCLK的固定频率而被设定为高电平，且当经过比较器22的滑动函数S(x)超过所定义的阈值（例如，零）时被重置为低电平信号。PWM信号SPWM的设定和重置利用锁存器23（例如，SR触发器）获得，以及等式（1）中的积分由积分器21实现。因此，图2的框图准确实施了等式（1）的滑动函数S(x)。尽管工作在固定频率处的控制器带来了一些益处，但本公开不限于这种实施（同样，见图9）。
图3示出了根据本发明的数字控制器2和供给其的（数字）输入信号的一个实例。使用由控制器2提供的时钟信号CLKADC为其提供时钟的模数转换器26来数字化电源级输出电压VO。然而，可选择地，ADC时钟信号CLKADC可由外部时钟源提供。时钟信号CLKADC决定了采样输出电压VO的时间实例。所产生的输出电压的数字表示VO_DIG被供给控制器2。此外，DC输入电压的数字表示VIN_DIG、基准电压的数字表示VREF_DIG和（预设）数字控制器参数也被供给控制器2。输入电压VIN_DIG可从另一模数转换器获得，基准电压VREF_DIG可以是存储在寄存器中的恒定值。在供给电源级的输入电压VIN基本恒定（例如，当它被预调节器调节过时）的实施中，数字输入信号VIN_DIG可被存储在例如寄存器中的数字恒定值取代。此外，向控制器2提供其频率决定了控制器的数字部分的时钟的时钟信号SCLK。最终，在必须能工作在DCM下的系统中，可向控制器2提供1位二进制信号iLx0。信号iLx0（例如，通过提供高电平，即，逻辑“1”）表示线圈电流iL已下降至等于或小于零的值的时刻。对于仅工作在CCM下的系统，信号iLx0可被存储在寄存器中的常量（例如，低电平，即，逻辑“0”）取代，可选择地，相应的输入引脚可永久接至低电平。
由图4的示例性（数字）信号流程图示出了一些功能，根据这些功能来处理供给控制器2的输入信号，以在输出时获得PWM信号，以下参照图4来说明这些功能。图4示出了必须由数字控制器2在PWM信号SPWM的一个切换周期期间（即，在一个PWM周期期间）执行的计算。该信号流程图包括在累加器A1处结合的四条分支，累加器A1对三条分支的数字输出值求和，并提供数字滑动函数SDIG(x)，然而，矢量x代表上述参照图3讨论的输入信号。
从图4的上部开始，第一分支代表“比例分量”（P）。在本实例中，假设当VO=VREF时VO_DIG被ADC26编码为零，当VO<VREF时VO_DIG为负，以及当VO>VREF时VO_DIG为正。作为一种选择，输入信号VO_DIG可被LPF28低通滤波，以减少其中的高频噪声含量。对滑动函数SDIG(x)有贡献的第一被加数被记为S1。第二分支代表由包括单位延迟块和累加器的数字积分器INT3提供的“积分分量”（I）。该积分器的输出是对滑动函数SDIG(x)有贡献的第三被加数（见等式（1）），且被记为S3。在供给累积器A1之前，被加数S3被（恒定）控制参数α3缩放。积分器INT3可工作在较低采样率下，使得仅积计每个第二、每个第四等的样本。被因数α3的缩放不需要非常精确，且可通过移位操作来实施。第三分支代表有关线圈电流iL的处理信息，该线圈电流iL不直接测量，而是由控制器2根据输入电压VIN_DIG和基准电压VREF_DIG来计算。对于线圈电流计算，必须考虑当前工作模式（DCM、CCM等）。以下描述参照图5，其中示出了随着时间的线圈电流iL以及相应PWM信号SPWM和过零信号iLx0。
对于以下概述的所有工作模式，可确定随着时间的线圈电流中的三个不同阶段。
PH1（阶段1）：对于降压转换器，高压侧开关（见图1a的开关SWHS）闭合，低压侧开关断开，且电感器L“充电”，即，电感电流（近似线性）上升且存储在电感器中的能量增加。类似地，对于升压转换器，低压侧开关（见图1b的开关SWLS）闭合，且高压侧开关断开。电感电流（近似线性）上升且存储在电感器中的能量增加。因此，电感电流的陡度（安培每秒）对降压转换器（见图1a）为(VIN-VO)/L，对升压转换器（见图1b）为VIN/L。在CCM和DCM下，对降压转换器以及对升压转换器可观察到该阶段。
PH2（阶段2）：对于降压转换器，在该阶段期间，高压侧开关（见图1a的开关SWHS）断开且低压侧开关闭合，使得电感器L“放电”。类似地，对于升压转换器，低压侧开关（见图1b的开关SWLS）断开且高压侧开关闭合。电感电流（近似线性）下降，且存储在电感器中的能量减小，该能量被转移至输出电容和负载。因此，电感电流的陡度（安培每秒）对降压转换器（见图1a）为-VO/L，且对升压转换器（见图1b）为(VIN-VO)/L。在CCM和DCM下，对降压转换器以及对升压转换器也可观察到该阶段。
PH3（阶段3）：该阶段（零电流阶段）仅发生在DCM下，在该阶段期间电感电流为零。两个开关（高压侧和低压侧开关）均断开，使得电感电流保持为零。为向控制器信号通知该阶段，通过被配置为检测电感电流过零的电路将信号iLx0设定为高电平（逻辑“1”）。在CCM期间不存在阶段3。
再参照图4并假定实际输出电压VO保持接近基准电压VREF，我们可以总结：根据工作模式，电感电流iL的斜率基本与(VIN_DIG-VREF_DIG)、VIN_DIG或-VREF_DIG成比例，如下表所示。
工作模式   PH1期间的斜率   PH2期间的斜率  PH3期间的斜率
降压转换器CCM   VIN_DIG-VREF_DIG   -VREF_DIG  不存在
降压转换器DCM   VIN_DIG-VREF_DIG   -VREF_DIG  0
升压转换器CCM   VIN_DIG   VIN_DIG-VREF_DIG  不存在
升压转换器DCM   VIN_DIG   VIN_DIG-VREF_DIG  0
上述因子1/L可包括在增益α2中，并因此未列入上表中。从系统电压（VIN、VREF、VO）得知电感线圈的斜率，可使用如图4所示的数字积分器INT2计算（估计）实际电感线圈。所获得的对电感电流的估计被记为S2，并（在被α2缩放之后）对滑动函数S(x)有贡献。再次，移位操作可足以实施该缩放。
应当注意，线圈电流估计的绝对值对于控制电源级不相关，而是与其AC分量相关。实际上，足以仅重新配置大致为通过输出电容的电流的线圈电流iL的AC分量。这是足够的，因为积分项负责去除由重新配置后的线圈电流的错误DC电平导致的稳态误差。
图4示意图的第四分支未在等式（1）中表示。然而，正如以下所概述的，需要由该分支提供的功能来适当控制电源级。在稳态下，ADC 26输出零（因为VO=VREF），且仅处理线圈电流（iL）估计的第三分支对滑动函数有贡献。这意味着，在稳态下，被控制的是线圈电流iL而不是输出电压VO。从文献（见R.W.Erickson,D.Maksimovic:Oscillation for D>0.5(Section12.1),in:Fundamentals of Power Electronics,2nd ed.,SpringerScience+Business Media,2001,pp.441-449）中已知，在具有固定切换频率的电流控制方案中，当PWM信号SPWM的占空比太大时（例如，对于降压转换器大于50%），可能发生静态不稳定性。这意味着若没有执行如图4系统的第四分支提供的斜坡校正，则供给电源级的PWM信号SPWM的占空比可能在非常小的值与非常大的值之间变化（极限循环）。这可用平均来校正，但却会显著增大不期望的影响（诸如输出电压波动和线圈电流波动），且根据实际实施，可能导致在某些应用中不期望的变化的切换频率。
为避免或至少减轻这种不稳定性，可将斜坡函数增加至滑动函数，该斜坡函数是由图4示意图的第四分支提供的函数。例如，可使用积分某个恒定值（例如，1）的数字积分器INTR来产生该斜坡函数。可选择地，可采用计数器。积分器（或者相应地，计数器）在每个PWM周期被重置为零。在CCM下工作期间，斜坡函数仅适当被缩放（缩放系数GR）。当在DCM下工作时，在阶段2和阶段3期间（见图5，PH2、PH3），对线圈电流估计有贡献的第四分支的输出保持在其当前值。为此，可使用在PH2和PH3期间选择其第二输入的多路复用器24。
图4结构的四条分支的输出信号的总和形成滑动函数SDIG(x)。根据时钟信号SCLK（见图2和图3)，将PWM信号SPWM从“0”设置为“1”（逻辑值），以及根据滑动函数SDIG(x)的值，例如当SDIG(x)超过阈值（其可以是零）时，从“1”重置为“0”。
以下总结了在各PWM周期中可由数字控制器执行的一些附加计算步骤。由于线圈电流估计基于理想无损耗系统的假设，所以该估计包括系统误差。在实际实施中，由于电源开关、线圈等的寄生电阻，电源级中会发生损耗。因此，所需的PWM信号SPWM的占空比略高于无损耗系统中的理想情况。较高占空比在提供线圈电流估计的积分器INT2的输入处引起正系统误差，从而导致积分器输出的漂移。因此，所估计的线圈电流迟早将产生溢出，且进一步地，该漂移是造成稳态误差的原因，因为漂移率可能比积分器INT3“更快”，所以该漂移不能被积分器INT3补偿。对该问题的两种可能的解决方案在图6a和图6b（统称为图6）中示出。
图6a或图6b的信号处理结构可取代图4的第三分支中的积分器INT2。在图6a的实例中，每个切换周期均从（存储在集成累加寄存器中的）积分值减去积分器输出（S2）的一部分。采用右移操作的实施（提供1/2、1/4、1/8、1/16等的分数）对于该目的足够精确。通过考虑损耗，积分器INT2固定为一个恒定值，且任何剩余稳态误差均可被图4的第二分支中的积分器INT3补偿。
在可选择的图6b中，低通滤波器LPF被用于在积分器INT2的输出处计算（漂移的）平均值。随后从缩放后的积分器输出中减去该平均值，并提供给加法器A1（见图4）。低通滤波器的输出跟随积分器的漂移。积分器输出与由低通滤波器LPF提供的平均值之间的差值可被计算为2的补数，且即使在积分器或LPF输出溢出的情况下也可被计算。该差值无漂移，且稳态误差能再次被图4的第二分支的积分器INT3补偿。该计算可在每个时钟周期内完成，然而，每个PWM周期中一次就可足够，且减小了计算量。
最终，当在不连续导通模式（DCM）下工作时，必须考虑另一影响。由于高压侧开关的最小开启时间（SPWM=1）不能任意短，且由此不能短于已知最小开启时间，所以在耦接至电源级的负载非常小的情况下，太多能量会“注入”到电源级。在这一情况下，输出电压VO将从所期望的目标输出电压VREF（基准电压）漂移开。为维持输出电压VO在（或接近）基准电压VREF处，控制器可被配置为在DCM期间“跳过”PWM信号SPWM中的一些开启脉冲。因此，控制器可被配置为决定是否跳过“即将到来的”脉冲。该决定可再次根据滑动函数SDIG(x)的当前值做出。即，恰在PWM周期开始之前，检查：（1）电源级当前是否处于不连续电流模式的阶段3中（PH3，见图5，其用信号iLx0表示），以及（2）滑动函数SDIG(x)是否仍在阈值（例如，零）以上。若两个标准均被确认，则跳过随后的脉冲。应当注意，线圈电流在阶段3（PH3）期间为零，且因此，多路复用器24将零值转发至积分器INT2（见图4）。作为选择，积分器INT2的输出在阶段3期间可被设为零。此外，例如通过选择图4的多路复用器24处的下部输入，在DCM下阶段2和阶段3（PH2、PH3）期间，“暂停”上述讨论的斜坡产生（见图4，第四分支）。因此，随着输出电压也缓慢减小，且由于根据图6a或图6b考虑的“损耗”，滑动函数SDIG(x)缓慢减小。
图7示出了输出电压VO和线圈电流iL对3.3V降压转换器的负载突然增加的“阶跃响应”。在时间4ms之前，负载电流为10mA，且系统工作在DCM下。从线圈电流曲线可看出，为保持输出电压在3.3V电平，控制器间或地跳过脉冲。在时间4ms处，负载电流跳至500mA。该系统离开DCM并切换至CCM。这里应当强调，控制器遍及模式变化以相同方式工作，且不需要任何参数的重新配置。
至此，已使用由恒定频率TNOM-1的时钟信号SCLK提供时钟的示例性电源级描述了本发明，其中，TNOM是PWM周期的时段。然而，在以上给出的概念的一种修改中，一个PWM周期的时段可改变ΔTSW，使得实际周期TACT等于TNOM+ΔTSW。如图8a和图8b（统称为图8）简图所示，通过对滑动函数SDIG(x)应用函数f(·)，可由滑动函数SDIG(x)导出改变量ΔTSW。图8b中示出了函数f(·)的一个实例，其中，分段线性传递函数被应用于滑动函数SDIG(x)来获得值ΔTSW。当滑动函数SDIG(x)约为零（即，在稳态下）时，PWM周期校正为零（ΔTSW=0），且系统工作在标称频率TNOM-1处。当滑动函数SDIG(x)的值下降至负阈值以下时（即，正负载跳变的情况下），施加负校正使切换周期TACT更短。当滑动函数超过正阈值时（即，负负载跳变的情况下），施加正校正ΔTSW使切换周期TACT更长。
图9示出了可替代为图9结构的数字控制器2的结构。该控制器的结构基本与图4的实例相同。然而，这里不需要包括斜坡校正的第四分支。类似于图4的实例，将输出电压VO_DIG（VO=VREF→VO_DIG=0）的比例和积分分量以及对电感电流的估计贡献给滑动函数SDIG(x)。与图4的实例相比，PWM信号SPWM不根据具有固定时钟频率的时钟信号SCLK来设置，而是在滑动函数下降至阈值THR2以下时设置。此外，当滑动函数超过第二阈值THR1时，PWM信号SPWM被重置为零。两个阈值均可使用当滑动函数离开由两个阈值THR1和THR2定义的窗口时分别触发对PWM信号SPWM的设置或重置的窗口比较器来监控。
图10示出了对根据图9结构实施的控制器的仿真结果。在时序图左侧，我们可以看出，降压转换器（VREF=1.3V）工作在非常低的负载电流（iLOAD≈10mA）处。控制器工作在DCM下，且因此，降压转换器仅在非常短的脉冲内切换，并随后保持三态相当长时间（约30kHz切换频率）。在时间t=1ms处，负载电流突然上升至很高的值（iLOAD≈500mA）。因此，降压转换器开始以非常高的切换频率切换。然而，与图4的实例不同，该切换频率不通过时钟预设。
本文所述的各单个特征被独立公开，且公开了两个以上这种特征的任何组合，以达到基于作为整体的本说明书根据本领域技术人员的一般性常识能够实施这些特征和组合的程度，而不论这些特征或特征的组合是否解决了本文所公开的任何问题，而且不限定权利要求的范围。本发明的这些方面可由任何这种单个特征或特征的组合构成。鉴于之前的描述，对本领域技术人员而言，将显然可在本发明的范围内进行各种修改。
此外，本申请的范围不意味着局限于本说明书所述的过程、设备、制造、物质组成、装置、方法和步骤的具体实施方式。因为本领域一般技术人员从本发明的公开中将很容易理解，根据本发明，可利用目前存在或后续将开发的执行与本文所述相应实施方式基本相同的功能或实现基本相同的效果的过程、设备、制造、物质组成、装置、方法或步骤。因此，所附权利要求旨在包括在其范围内的这些过程、设备、制造、物质组成、装置、方法或步骤。

Claims (20)

1.一种切换转换器，包括：
电源级，其接收输入电压以将它转换成输出电压，并向可操作地耦接至所述电源级的负载提供负载电流，所述电源级包括承载电感电流的电感器；以及
数字控制器，其被配置为使用被供给所述电源级的脉冲宽度调制(PWM)信号，将所述输出电压调节为接近基准电压的电平，所述脉冲宽度调制信号具有占空比，
其中，所述数字控制器根据至少所述输出电压的数字表示、数字积分的输出电压值以及所述电感电流的数字估计来定期计算数字滑动函数，以及
其中，根据所计算的数字滑动函数来设置所述脉冲宽度调制信号的占空比。
2.根据权利要求1所述的切换转换器，其中，所述数字控制器被配置为计算对所述数字滑动函数有贡献的数字斜坡信号值。
3.根据权利要求1所述的切换转换器，其中，通过根据由时钟发生器提供的时钟信号设置所述脉冲宽度调制信号以及根据所计算的数字滑动函数重置所述脉冲宽度调制信号来确定所述脉冲宽度调制信号的占空比。
4.根据权利要求1所述的切换转换器，其中，通过根据所计算的数字滑动函数设置和重置所述脉冲宽度调制信号来确定所述脉冲宽度调制信号的占空比。
5.根据权利要求4所述的切换转换器，其中，当所计算的数字滑动函数下降至第一阈值以下时，所述脉冲宽度调制信号被设定为高电平，以及当所计算的数字滑动函数超过第二阈值时，所述脉冲宽度调制信号被重置为低电平。
6.根据权利要求5所述的切换转换器，其中，所述第一阈值和所述第二阈值相等。
7.根据权利要求1所述的切换转换器，其中，根据所述电源级的类型以及根据所述电感器是积聚还是分散能量，所述电感电流的数字估计分别至少基于以下获得：所述输入电压、所述基准电压或所述输出电压、以及所述输入电压与所述基准电压或所述输出电压之间的差值。
8.根据权利要求7所述的切换转换器，还包括零电流检测电路，其被配置为当所述电感电流为零或低于零时发出信号，使得当工作在不连续导通模式下时检测零电流阶段，所述电感电流的数字估计或它的斜率在所述零电流阶段期间被设置为零。
9.根据权利要求7所述的切换转换器，其中，所述切换转换器是降压转换器，以及在电感电流上升的阶段，分别根据所述输入电压与所述基准电压或所述输出电压的数字表示之间的差值来计算所述电感电流的数字估计，以及在电感电流下降的阶段，根据所述基准电压或所述输出电压的数字表示来计算所述电感电流的数字估计。
10.根据权利要求8所述的切换转换器，其中，所述切换转换器是降压转换器，以及在电感电流上升的阶段，分别根据所述输入电压与所述基准电压或所述输出电压的数字表示之间的差值来计算所述电感电流的数字估计，以及在电感电流下降的阶段，根据所述基准电压或所述输出电压的数字表示来计算所述电感电流的数字估计。
11.根据权利要求7所述的切换转换器，其中，所述切换转换器是升压转换器，以及在电感电流上升的阶段，根据所述输入电压的数字表示来计算所述电感电流的数字估计，以及在电感电流下降的阶段，分别根据所述输入电压与所述基准电压或所述输出电压的数字表示之间的差值来计算所述电感电流的数字估计。
12.根据权利要求8所述的切换转换器，其中，所述切换转换器是升压转换器，以及在电感电流上升的阶段，根据所述输入电压的数字表示来计算所述电感电流的数字估计，以及在电感电流下降的阶段，分别根据所述输入电压与所述基准电压或所述输出电压的数字表示之间的差值来计算所述电感电流的数字估计。
13.根据权利要求9所述的切换转换器，其中，当所述脉冲宽度调制信号被设置为高电平时，所述数字控制器检测电感电流上升的阶段，以及当所述脉冲宽度调制信号被设置为低电平且未发出零电流阶段信号时，所述数字控制器检测电感电流下降的阶段。
14.根据权利要求1所述的切换转换器，其中，计算所述数字滑动函数包括数字积分所述电感电流的数字估计来获得积分值，以及定期从所述电感电流的数字估计中减去所述积分值的一部分。
15.根据权利要求1所述的切换转换器，其中，计算所述数字滑动函数包括数字积分所述电感电流的数字估计来获得积分值，对所述积分值低通滤波，以及从所述积分值中减去低通滤波后的积分值。
16.根据权利要求3所述的切换转换器，其中，所述时钟信号具有根据所述数字滑动函数的值改变的时钟频率。
17.根据权利要求16所述的切换转换器，其中，当所述数字滑动函数下降至第三阈值以下时，所述时钟频率增加，以及当所述数字滑动函数超过第四阈值时，所述时钟频率减小。
18.根据权利要求16所述的切换转换器，其中，当所述数字滑动函数为负时，所述时钟频率增加，以及其中，当所述数字滑动函数为正时，所述时钟频率减小。
19.根据权利要求8所述的切换转换器，其中，所述数字控制器被配置为在所述零电流阶段，只要所述数字滑动函数在第五阈值以上，便抑制向所述电感器的电流供给。
20.根据权利要求19所述的切换转换器，其中，所述第五阈值等于零。
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