CN103944426A - 一种同步整流实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种同步整流实现方法，在整流二极管两端并联一同步整流管，检测同步整流管和整流二极管的正向导通工作时长t1，减去一个短时间td，得到第二时长t2，并利用t2在至少下一个周期去控制同步整流管导通，如图中17a所示，在同步整流管截止后，整流二极管完成图中的17b这段的整流，对整机的效率影响不大。如此周而复始下去，不需要使用体积大的同步变压器来隔离，且应用简单：不同的开关电源拓扑，都可以使用，自动适应CCM、DCM下的同步整流，且不存在倒灌。

Description

一种同步整流实现方法

技术领域

本发明涉及同步整流技术领域，特别涉及一种同步整流实现方法。

背景技术

工业与民用都经常需要把各种电网交流电压变成直流，而且大部份是隔离的直流电，随着国家标准对各种用电器的工作效率的进一步要求，目前对用电器中的变换器(一般为开关电源)的变换效率要求越来越高。其它国家也非常重视，如美国的能源署就制订了很多标准来规范开关电源的效率，其中80PLUS系列标准对电源的效率要求很高，金牌以上的电源必需使用同步整流(Synchronous rectifier)才能满足效率要求。

高效率开关电源一般包括功率级、变压器、同步整流电路以及同步整流控制电路。通常，功率级可以将输入电压变成交流电压，交流电压经过变压器变成副边交流电压，副边交流电压经过同步整流电路转换成期待的直流电压加在负载上，期待的直流电压一般叫输出电压，从而完成从输入的直流电压到输出电压的转换，其中同步整流控制电路通过控制同步整流电路中的同步整流开关管的开通和关断来实现同步整流，代替传统的整流二极管来实现整流。

同步整流技术是高效率开关电源中应用广泛的技术，采用通态电阻极低的金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，简称MOSFET，或MOS管)取代整流二极管，以降低整流损耗、提高开关电源的整机效率。

同步整流开关管工作在仿二极管模式，但其导通压降比二极管要低，这样来提高开关电源的整机效率。同步整流开关管简称为同步整流管，根据同步整流管在关断前的瞬间，流过同步整流管的电流是否为零，可以将同步整流管所在开关电源的工作模式，分为连续模式(Continuous Current mode，简称CCM)、断续模式(Discontinuous Current mode，简称DCM)以及临界模式(Critical Current mode，CrCM)。在CCM模式下，同步整流开关管关断时电流不为零，而在DCM/CrCM模式下，同步整流开关管关断时电感电流为零。在DCM模式下，可以消除输出滤波环流，减小磁损和开关损耗，同时防止反灌电流，从而提高可靠性。

由于现代高速超大规模集成电路的尺寸不断减小，功耗不断降低，供电电源的电压也随之要求越来越低。很多领域的直流母线电压由原来的48V降为24V，甚至降至12V。例如电脑主板中，CPU的工作电压目前已低至1.0V左右，电流却是近70A，这个工作电压就是由12V的母线电压经BUCK电路降压而来。在这个系统中，电压要经过三级变换，第一级，由输入的市电经过PFC电路(Power Factor Correction)变换为342V至380V左右的直流高压，其目的提高开关电源的功率因数，减小输入电流谐波；第二级，为主功率拓扑，目前常用半桥LLC电路(Series-Parallel Resonance Circuit)，实现从380V降至12V并实现电气隔离；第三级，再由12V经BUCK电路降至1V左右电压。

由于是多级变换，为了实现系统的高效率，每一级的变换效率都要高，这就要求主功率级不能使用传统的肖特基二极管(SBD)、快恢复开关二极管(FPD)等作为输出整流管，其正向压降约为0.4V-0.6V，甚至达1V，大电流时的通态功耗很大，在输出电压12V的主功率级变换器的损耗中，将占主要比重，这一级采用同步整流可以提高系统的变换效率。现代高速集成电路的电源电压，前文已描述过，已达1V左右，已降低到几乎可以与SBD或FRD正向压降可比的程度。所以必需采用三级变换，由第三级BUCK电路把12V降至1V左右的工作电压。

综上，同步整流在上述三级变换中至关重要。

同步整流的驱动方式有电压型驱动和电流型驱动两种。按照同步整流管的门极驱动电压的来源，又可以分为自驱动(Self driven)和外驱动(Externally driven)，外驱动又称为控制驱动(Control driven)。组合起来就有多种同步整流方案，以下分别叙述：

1、外驱动同步整流

外驱动同步整流管的门极电压需要从附加的外设驱动电路获得。为了实现同步，驱动电路必需由变换器的主功率开关管的驱动信号来控制。如中国专利号为ZL200810092272.3的发明，就是通过71、72这两个电容取代了原同步变压器获得驱动信号；

外驱动同步整流的缺点是驱动电路复杂，需要有检测控制、定时逻辑、同步变压器等。

2、电压型(或电流型)自驱动同步整流

检测同步整流管所在的回路的某一电压或电流，作为同步整流管的门极驱动电压，称为电压型自驱动同步整流或电流型自驱动同步整流。

如中国专利号为ZL200810004176.9的发明，就是通过驱动绕组Na检测同步整流管SR所在的回路电压获得驱动信号的；

如中国专利号为ZL200810131057.X的发明，就是通过电流互感器CT检测同步整流管SR所在的回路电流获得驱动信号的；

自驱动同步整流的主要缺点是：

(1)不同的开关电源拓扑，需要用不同的驱动方式；

(2)在一定的时间段，变压器漏感引起的振荡等，影响驱动电压，降低效率；

(3)驱动电路都存在延时，同步整流管SR也存在开启延时，收到关断信号时，到同步整流管SR关断时，都存在延时，引起输出电压通过仍未及时关断的同步整流管SR向变压器绕组或电感反向供电，降低效率，俗称反灌。特别是轻载时，在较小占空比时很严重，效率下降得甚至不如使用肖特基二极管的电路，在日益高频化的开关电源中尤为明显。

综上，现有同步整流的实现方法在开关电源中的不足主要有：

(1)需要用同步变压器来隔离，体积大；

(2)应用较复杂：不同的开关电源拓扑，需要用不同的驱动方式；

(3)目前自动适应CCM、DCM下的同步整流的驱动方案难得一见，成本高；

(4)在轻载时，效率下降严重，甚至不如使用肖特基二极管的电路。

发明内容

有鉴如此，本发明要解决现有同步整流电路存在的上述问题，提供一种同步整流实现方法，不需要体积较大的同步变压器来隔离，同时应用简单，不同的开关电源拓扑使用同一套电路，自动适应CCM、DCM工作模式，且在负载轻载时，效率不下降。

本发明的目的是这样实现的，一种同步整流实现方法，在整流二极管(D1)两端并联一同步整流管(Q1)，应用于同步整流电路装置，其特征是：

检测当前周期(nT)中整流二极管(D1)的正向导通工作时长，并记录为第一时长(t1)，用第一时长(t1)减去一个短时间(td)，得到第二时长(t2)，在当前周期的下一个周期((n+1)T)中，同步整流管(Q1)开始导通和现有的整流二极管(D1)的正向导通同步，同步整流管(Q1)的导通时长等于第二时长(t2)；并不断重复上述控制过程。

优选地，短时间(td)大于同步整流管(Q1)的关断延时时间；

优选地，短时间(td)减去同步整流管(Q1)的关断延时时间得到的值正比于第一时长(t1)；

一种同步整流装置，在整流二极管(D1)两端并联一同步整流管(Q1)，还包括一集成电路(IC1)，集成电路(IC1)采用上述的技术方案控制同步整流管(Q1)。

其工作原理在实施例详述，本发明的同步整流实现方法的有益效果为：

(1)不需要使用体积大的同步变压器来隔离；

(2)应用简单：不同的开关电源拓扑，都可以用本明的方法来实现；

(3)自动适应CCM、DCM下的同步整流；

(4)在轻载时，效率不下降，甚至优于使用肖特基二极管的电路。

附图说明

图1为第一实施例的原理图；

图2为同步整流管Q1不参与工作，仅整流二极管D1参与整流的工作波形；

图3为采用本发明的实现方法后，本发明的工作波形；

图4为第二实施例的原理图；

具体实施方式

第一实施例

图1示出了第一实施例的原理图，在整流二极管D1两端并联一同步整流管Q1，应用于同步整流电路装置，还包括一集成电路IC1，集成电路IC1采用发明内容中的技术方案控制同步整流管Q1。其连接关系为：整流二极管D1的阳极连接同步整流管Q1的源极S，整流二极管D1的阴极连接同步整流管Q1的漏极D，Q1为N沟道MOS管，同步整流管Q1的栅极G连接至集成电路IC1的第3脚，集成电路IC1的第3脚为其驱动脚，集成电路IC1的第1脚为IC1供电脚，可以连至同步整流电路的输出电压或辅助电源上，集成电路IC1的第2脚为IC1的检测脚，连接至同步整流管Q1的漏极D；集成电路IC1的第4脚为IC1的工作地，也是检测脚的负输入，连接至同步整流管Q1的源极。集成电路IC1可选用PIC16F675等这类单片机，烧入能实现本发明控制方法的程序后使用。

同步整流管Q1内部的体二极管和整流二极管D1是同方向并联的，对于P沟道MOS管同样要保证，内部的体二极管和整流二极管D1是同方向并联的，当然，驱动的IC1也要作出调整。体二极管是MOS内部的寄生二极管(Body Diode)，图1中同步整流管Q1的符号没有绘出。

在启机时，同步整流管Q1由于没有驱动信号，即集成电路IC1的第3脚输出低电平，同步整流管Q1处于关闭状态，检测同步整流管Q1和整流二极管D1的正向导通工作时长，并记录为第一时长t1，此时记录的第一时长t1即为当前工作周期中整流二极管D1的正向导通工作时长。如图2所示，Q1处于截止状态，不影响检测。图2示出的是同步整流管Q1不参与工作，仅整流二极管D1参与整流的工作波形，可见第一时长t1是个变量，在不同的工作周期中，随着电路的占空比的变化，第一时长t1是各不相同的。

图2中，如图中曲箭头所指，线11、线12、线13、线14组成了整流二极管D1完整的工作周期，无论开关电源的拓扑是什么，都会由这四个工作阶段组成，线11表示整流二极管D1承受反向电压，这一段因不同的开关电源的拓扑，其形状是各不相同，并不一定是直线，还会叠加因漏感、分布电容引起的高频谐振，这并不影响图2对原理的分析；线12表示反向电压向正向导通转换，对于反激变换器，就是主功率开关管关断的过程，而对于正激变换器，是主功率开关管开启并饱和导通的过程；线13表示整流二极管D1的正向导通，图2中示出了其正向压降为0.5V左右，事实上，各种不同的整流二极管，其正向压降在0.15V至3V之间；线14表示整流二极管D1从正向导通向反向电压转换，对于反激变换器，就是主功率开关管开启并饱和导通的过程，而对于正激变换器，是主功率开关管关断的过程；

其中，整流二极管D1的正向导通工作时长t1就是对应线13的工作区间；

如图3，利用第一时长t1减去一个短时间td，得到第二时长t2，集成电路IC1记录并利用第二时长t2在紧接的下一个工作周期(图3中T至2T之间)去控制同步整流管Q1导通，此时，图3中T至2T之间变为了当前工作周期，该工作周期中同步整流管Q1的开始导通和现有的整流二极管D1同步，导通时长等于第二时长t2，从图3中线17a就是同步整流管Q1导通产生的极低压降，其导通时间等于t2＝(t1-td)。尽管该工作周期中同步整流管Q1已导通，但由于其存在导通内阻Rds(ON)，同步整流管Q1仍产生较小的正向压降，根据公知的PN结方程，与同步整流管Q1并联的整流二极管D1仍会工作在正向导通的状态，只不过正向导通电流极小。

在启机时，同步整流管Q1没有参加工作时，检测整流二极管(D1)的正向导通工作时长，而在正常工作时，检测同步整流管(Q1)和整流二极管(D1)的正向导通工作时长，因为此时与同步整流管Q1并联的整流二极管D1仍会工作在正向导通的状态，只不过正向导通电流极小。

为了区分上一个周期的导通工作时长t1，这里把图3中当前周期的导通工作时长记作t1a,由于第二时长t2小于当前周期的t1a，所以在同步整流管Q1截止后，整流工作仍由整流二极管D1完成，如线17b所指，线17a加上17b就是线17等于t1a，该t1a此时即为当前工作周期中整流二极管D1的正向导通工作时长，对应上一周期中的13,图3中，线15对应上一周期中的11，线16对应上一周期中的12，线17对应上一周期中的13，线18对应上一周期中的14，工作过程类似。

本发明是，利用在开关电源中，主功率变换电路的占空比在相邻的周期中不能突变来实现的，如目前较为流行的笔记本电源适配器，其工作频率多采用65KHz，公知理论认为，其开关电源的环路响应一般可以做到其十分之一，即6.5KHz，这部分的原理可以参考张兴柱博士的论文《开关电源的动态小信号分析与设计》，环路响应想做高，受开关电源中光耦延时等影响，很难提高，即开关电源中，主功率变换电路的占空比在十个工作周期中，第一个周期和第十个周期才会产生明显的变化，换一种说法，就是主功率变换电路的占空比在相邻的周期中不能突变，即在图3中，上一个周期中的t1和当前周期中的t1a，变化量是比较微弱的，这是本发明产生的重要基础，现有的文献对这一种理论没有过明确的论述。

在完成图3中T至2T之间当前工作周期控制后，集成电路IC1会再次检测并更新记录作为当前工作周期中整流二极管D1的正向导通工作时长t1a，减去一个短时间td，去控制下一个周期(图中2T至后续的3T这个周期)中同步整流管Q1导通的时长，并不断重复。

在开关电源的输出整流电路中，较大的工作电流都出现在整流管工作的开始时间，所以尽管本发明的同步整流管在后期不工作，仍由整流二极管完成，但由于整流二极管承担的工作小，时间短，所以对效率的影响较弱，由于整流二极管承担了后期的整流工作，电路不存在常见同步整流方案的倒灌现象，本发明的电路在工作中稳定可靠。

在研究该电路中，电路的仿真和试验样机都证实了本发明的这种同步整流实现方法可以实现发明目的。对效率的影响不大，当负载恒定时，与目前业界最优秀的同步整流电路相比，影响不大于0.1％，当负载跳变时，效率影响为0.3％左右，当优化好控制策略后，影响可以进一步降低。

由于被采样的时间信号是上一个周期的工作总时长，图2、3中的线13和17，所以本发明不需要使用体积大的同步变压器来隔离(为了获得原边的信号)；也正因为此，本发明的应用简单：不同的开关电源拓扑，都可以用本发明的方法来实现；同样，由于最后一段由整流二极管承担了后期的整流工作，显然，本发明自动适应CCM、DCM下的同步整流；同样由于本发明的工作原理，在轻载时，本装置中的同步整流管Q1可能完全不工作，整流工作仍由整流二极管D1完成，不存在常见同步整流方案的倒灌现象，反而提高了整机变换效率，实现了效率不下降；在轻载时，同步整流管Q1只要稍微参加一点工作，电路的变换效率则优于使用肖特基二极管的电路。

参见图3，在同步整流管Q1截止后，整流工作仍由整流二极管D1完成，如线17b所指，对应的时间为ts，在设计中，要确保主功率变换电路的占空比在快速变化中，时间ts大于同步整流管Q1的的关断延时时间，以防出现输出电压的电流倒灌。显然，只要保证短时间td大于ts即可，即短时间td大于同步整流管Q1的关断延时时间。

显然在图3中，若短时间td等于同步整流管Q1的关断延时时间，那么整流二极管D1将不参与“产生明显压降的整流”，即图3中的ts的值为零，由于MOS管的特性，也会产生倒灌电流，所以为了防止出现输出电压的电流倒灌，末段由整流二极管D1完成整流的ts的值不能为零较好，ts等于短时间td减去同步整流管Q1的关断延时时间得到的值，ts正比于第一时长t1显然有利于控制方法的优化。

另外，当前工作周期中整流二极管D1的正向导通工作时长t1减去一个短时间td所得到时长t2，不仅仅像上述的那样，控制下一个周期的同步整流管Q1,也可以在间隔一个周期后的工作周期中去作为控制同步整流管Q1的导通时长；即检测当前周期(nT)中整流二极管D1的正向导通工作时长，并记录为第一时长t1，用第一时长t1减去一个短时间td，得到第二时长t2，在当前周期的下下一个周期((n+2)T)中，同步整流管Q1开始导通和现有的整流二极管D1的正向导通同步，同步整流管Q1的导通时长等于第二时长t2；并不断重复上述控制过程，即，检测((n+1)T))中整流二极管D1的正向导通工作时长，并记录为第一时长t1a，用第一时长ta1减去一个短时间td，得到第二时长t2a，对应的下下一个周期((n+3)T)中，同步整流管Q1开始导通和现有的整流二极管D1的正向导通同步，同步整流管Q1的导通时长等于第二时长t2a；检测((n+2)T))中整流二极管D1的正向导通工作时长，并记录为第一时长t1b，用第一时长t1b减去一个短时间td，得到第二时长t2b，对应的下下一个周期((n+4)T)中，同步整流管Q1开始导通和现有的整流二极管D1的正向导通同步，同步整流管Q1的导通时长等于第二时长t2a。显然这种隔着一个周期的控制方法，占空比的变化影响会更大一点，这种方式更适合在低环路响应的开关电源中。

间隔周期可以一个到多个，间隔周期越多，开关电源的环路响应将会越低。

同步整流管(Q1)开始导通比现有的整流二极管(D1)的正向导通有一点滞后，显然也是可以实现发明目的。

第二实施例

图4示出了第二实施例，图4示出了第二实施例的原理图，在整流二极管D1两端并联一同步整流管Q1，与实施例一不同的地方，是其同步整流管Q1为P沟道MOS管。应用于同步整流电路装置，还包括一集成电路IC1，集成电路IC1采用发明内容中的技术方案控制同步整流管Q1。其连接关系为：整流二极管D1的阳极连接同步整流管Q1的漏极D，整流二极管D1的阴极连接同步整流管Q1的源极S，Q1为P沟道MOS管，同步整流管Q1的栅极G连接至集成电路IC1的第3脚，集成电路IC1的第3脚为其驱动脚；集成电路IC1的第1脚为IC1供电脚，由于采用负压供电以便驱动P沟道MOS管，所以连接同步整流管Q1的源极S，也是检测脚的负输入；集成电路IC1的第2脚为IC1的检测脚，连接同步整流管Q1的漏极D；集成电路IC1的第4脚为IC1的工作地，现成了负的工作电压输入脚。

注：同步整流管Q1内部的体二极管和整流二极管D1是同方向并联的，本例就是P沟道MOS管。同样要保证，内部的体二极管和整流二极管D1是同方向并联的。

采用本发明的同步整流实现方法，其原理等同于实施例一的原理，这里不再赘述，图4示出的装置同样实现发明目的。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在本发明电路的基本拓扑中加入不同采样、控制策略和电流检测策略，同样可以使用；再如省去整流二极管D1，用MOS管的体二极管替代，应用于一些要求不严的场合。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (6)

1.一种同步整流实现方法，其特征是：在整流二极管(D1)两端并联一同步整流管(Q1)，检测当前周期(nT)中整流二极管(D1)的正向导通工作时长，并记录为第一时长(t1)，用第一时长(t1)减去一个短时间(td)，得到第二时长(t2)，在当前周期的下一个周期((n+1)T)中，同步整流管(Q1)开始导通和现有的整流二极管(D1)的正向导通同步，同步整流管(Q1)的导通时长等于第二时长(t2)；并不断重复上述控制过程。

2.根据权利要求1所述的一种同步整流实现方法，其特征是：所述短时间(td)大于同步整流管(Q1)的关断延时时间。

3.根据权利要求2所述的一种同步整流实现方法，其特征是：所述短时间(td)减去同步整流管(Q1)的关断延时时间得到的值正比于当前工作周期中整流二极管(D1)的正向导通工作时长。

4.一种同步整流实现方法，其特征是：在整流二极管(D1)两端并联一同步整流管(Q1)，检测当前周期(nT)中整流二极管(D1)的正向导通工作时长，并记录为第一时长(t1)，用第一时长(t1)减去一个短时间(td)，得到第二时长(t2)，在当前周期的下下一个周期((n+2)T)中，同步整流管(Q1)开始导通和现有的整流二极管(D1)的正向导通同步，同步整流管(Q1)的导通时长等于第二时长(t2)；并不断重复上述控制过程。

5.根据权利要求4所述的一种同步整流实现方法，其特征是：所述短时间(td)大于同步整流管(Q1)的关断延时时间。

6.根据权利要求5所述的一种同步整流实现方法，其特征是：所述短时间(td)减去同步整流管(Q1)的关断延时时间得到的值正比于当前工作周期中整流二极管(D1)的正向导通工作时长。