CN101267158A - 同步整流自驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了同步整流自驱动电路，包括：驱动绕组；第一限幅电路，其输入端连接至驱动绕组的一端，其输出端连接至延时电路的一端，以及其接地端连接至等效接地；第一加速关断电路，其控制端连接至驱动绕组的另一端，输出端作为同步整流自驱动电路的输出端，其接地端连接至等效接地；以及第一延时电路，其一端连接至第一限幅电路的输出端，其另一端连接至第一加速关断电路的输出端。通过本发明，提供了一种可以改善驱动电压尖峰幅值、减小驱动电压幅值变化、损耗小、成本低、应用范围广的同步整流自驱动电路。

Description

同步整流自驱动电路

技术领域

本发明涉及电源领域，具体地涉及DC/DC同步整流的自驱动电路。

背景技术

随着功率变换器输出电压的降低，整流损耗成为变换器的主要损耗。基于如何降低低压大电流功率变换器的整流损耗和提高整流效率的同步整流技术，成为低电压大电流功率变换器的技术瓶颈和技术核心。但是同步整流MOS管的栅源极间有一层很薄的极易被击穿的氧化层，如果驱动电压偏高，就会造成大的驱动损耗，如果超过其最大栅源击穿电压，或者出现栅源负偏压，则器件就会永久损坏。DC/DC变换器的同步整流技术主要有三种：自驱、他驱以及自驱和他驱相结合的方式。从技术成本和性能来看，第一种驱动方式具有明显的优点，因此发展非常迅速。这种驱动方式多采用主变压器绕组直接驱动或辅助绕组自驱动的方式，但这两种驱动的方式很可能造成栅源驱动电压超过MOS管的最大栅源击穿电压或栅源负偏压，从而损坏MOSFET。

图1是现有的应用于单端变换的同步整流自驱动电路，其中，Na为驱动绕组，其与主变压器绕组同步；R3和C1组成延时电路；加速关断电路由R1、VD1和Q2组成；VD2和R2组成的保持电路则给Q2提供了一个电流通路，并起到了电荷保持的作用。当变压器输入为高压，或者主变压器绕组与驱动绕组匝比不匹配造成同步整流管和同步续流管的栅源电压超过其最高限压，再或者由于绕组耦合不好造成磁路漏感引起驱动电压尖峰幅值过高，如果驱动电压不被抑制，那么MOS管就会永久损坏。因此在同步整流驱动电路中需要采用限幅电路来抑制驱动电压过高；采用防反压电路来抑制栅源负偏压。

发明内容

根据上述问题而做出本发明，因此本发明的目的在于提供一种同步整流自驱动电路。

根据本发明的同步整流自驱动电路，包括：驱动绕组；第一限幅电路，其输入端连接至驱动绕组的一端，其输出端连接至延时电路的一端，以及其接地端连接至等效接地；第一加速关断电路，其控制端连接至驱动绕组的另一端，输出端作为同步整流自驱动电路的输出端，其接地端连接至等效接地；以及第一延时电路，其一端连接至第一限幅电路的输出端，其另一端连接至第一加速关断电路的输出端。

此外，在该电路中，第一限幅电路包括：MOS晶体管，其源极连接至第一延时电路的一端；限流电阻，连接在驱动绕组的一端与MOS晶体管的漏极之间；偏置电阻，连接在MOS晶体管的漏极和栅极之间；箝位二极管，其阴极连接至MOS晶体管的栅极以及其阳极连接至反压二极管的阳极；以及反压二极管，阳极连接至箝位二极管的阳极以及其阴极连接至等效接地。

此外，在该电路中，还包括：保持回路，连接在驱动绕组的一端与等效接地之间。

此外，在该电路中，第一加速关断电路的输出端连接至同步整流管的栅极。其中，等效接地为同步整流管的源极。

此外，在该电路中，还包括：第二限幅电路，其输入端连接至驱动绕组的另一端，以及其输出端连接至延时电路的一端；第二加速关断电路，其控制端连接至驱动绕组的一端，输出端作为同步整流自驱动电路的输出端，其接地端连接至等效接地；以及第二延时电路，其一端连接至第二限幅电路的输出端，其另一端连接至第二加速关断电路的输出端。

此外，在该电路中，第二限幅电路包括：MOS晶体管，其源极连接至第二延时电路的一端；限流电阻，连接在驱动绕组的另一端与MOS晶体管的漏极之间；偏置电阻，连接在MOS晶体管的漏极和栅极之间；箝位二极管，其阴极连接至MOS晶体管的栅极以及其阳极连接至反压二极管的阳极；以及反压二极管，阳极连接至箝位二极管的阳极以及其阴极连接至等效接地。

此外，在该电路中，第二加速关断电路的输出端连接至同步续流管的栅极。并且同步续流管的源极与同步整流管的源极共同为等效接地。

通过本发明的上述方面，主变压器绕组直接驱动或辅助绕组自驱动的方式中耦合磁路漏感引起驱动电压尖峰幅值过高，输入电压变化范围大引起的副边同步整流驱动电压幅值变化大等问题，以期提供一种可以改善驱动电压尖峰幅值、减小驱动电压幅值变化、损耗小、成本低、应用范围广的同步整流自驱动电路。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1是示出了现有的应用于单端变换的同步整流自驱动电路；

图2是示出了根据本发明实施例的电路结构原理图；

图3是示出了根据本发明实施例的装置在单端正激变换器应用中的电路结构原理图；

图4是示出了根据本发明实施例的应用于单端反激式变换器中的实施例电路结构原理图；

图5是示出了根据本发明实施例的应用于单端有源箝位变换器中的实施例电路结构原理图；

图6是示出了根据本发明实施例的应用于单端电容谐振复位变换器中的实施例电路结构原理图；

图7是示出了根据本发明的一个简化的实施例；以及

图8是示出了根据本发明的另一简化的实施例。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

图2是示出了根据本发明实施例的电路结构原理图。

如图2所示，包括驱动绕组，第一限幅电路，第一加速关断电路，第一延时电路和保持回路。其中第一限幅电路包括MOS管Q1、限流电阻R3、偏置电阻R4、箝位二极管VD4和防反压二极管VD3；限流电阻R3接于驱动绕组和MOS管Q1的漏极之间，偏置电阻R4接于MOS管Q1的漏极和栅极之间，箝位二极管VD4的阴极接MOS管Q1的栅极，阳极接防反压二极管VD3的阳极，防反压二极管VD3的阴极接SR-GND，MOS管Q1的源极接R5。第一延时电路由R5和C1组成，R5的一端接MOS管Q1的基极，另一端接C1，C1的另一端接A点，即同步整流管的栅极。第一加速关断电路由R1、VD1和Q2组成，R1是Q2的驱动电阻，一端接驱动绕组，另一端接Q2的栅极，VD1是箝位二极管，其阴极接Q2的栅极，阳极接SR-GND。保持回路由VD1和R2组成。

图3是示出了根据本发明实施例的装置在单端正激变换器应用中的电路结构原理图。

如图3所示，其包括：驱动绕组，第一限幅电路，第一加速关断电路，第一延时电路和第二限幅电路，第二加速关断电路，第二延时电路。其中第一限幅电路包括MOS管Q2、限流电阻R2、偏置电阻R4、箝位二极管VD4和防反压二极管VD3；限流电阻R2接于驱动绕组和MOS管Q2的漏极之间，偏置电阻R4接于MOS管Q2的漏极和栅极之间，箝位二极管VD4的阴极接MOS管Q2的栅极，阳极接防反压二极管VD3的阳极，防反压二极管VD3的阴极接SR-GND，MOS管Q2的源极接R8。第一延时电路由R8和C2组成，R8的一端接MOS管Q2的源极，另一端接C2，C2的另一端接A点，即同步整流管的栅极。第一加速关断电路由R6、VD6和Q4组成，R6是Q4的驱动电阻，一端接驱动绕组，另一端接Q4的栅极，VD6是箝位二极管，其阴极接Q4的栅极，阳极接SR-GND。第二限幅电路包括MOS管Q1、限流电阻R1、偏置电阻R3、箝位二极管VD1和防反压二极管VD2；限流电阻R1接于驱动绕组的另一端和MOS管Q1的漏极之间，偏置电阻R3接于MOS管Q1的漏极和栅极之间，箝位二极管VD1的阴极接MOS管Q1的栅极，阳极接防反压二极管VD2的阳极，防反压二极管VD2的阴极接SR-GND，MOS管Q2的源极接R7。第二延时电路由R7和C1组成，R7的一端接MOS管Q1的源极，另一端接C1，C1的另一端接B点，即同步续流管的栅极。第二加速关断电路由R5、VD5和Q3组成，R5是Q3的驱动电阻，一端接驱动绕组，另一端接Q3的栅极，VD5是箝位二极管，其阴极接Q3的栅极，阳极接SR-GND。

如图3，各个电路的作用如下：

第一限幅电路和第二限幅电路，其作用在于把主变压器绕组直接驱动或辅助绕组自驱动的方式中耦合磁路漏感引起驱动电压过高的尖峰幅值，或者输入电压变化范围大引起的副边同步整流高幅值驱动电压，箝位于某一电平，改善了变换器的效率和可靠性。VD3和VD4分别构成防反压电路，用来抑制栅源负偏压。

第一加速关断电路和第二加速关断电路，当DC/DC变换器输出电压偏低时，采用如图2所示的同步整流限幅自驱动电路，为保证同步整流管和同步续流管完全导通，必须增加绕组以提高正向驱动电压，这样也会使得负向驱动电压升高，第一加速关断电路和第二加速关断电路的作用在于给同步整流管和同步续流管栅源极间提供了一个放电回路，从而加速其关断，使其负向电压箝位于零，避免了同步整流管和同步续流管栅源极间驱动电压偏高，击穿MOS管。

第一延时电路的作用在于提供并控制同步整流管的驱动电流，调节同步整流管的开通时间；第二延时电路的作用在于提供并控制同步续流管的驱动电流，调节同步续流管的开通时间；同时C1和C2还起到了把驱动电压抬高的作用。

驱动绕组与主绕组同步，是由一个单独的耦合绕组产生的，驱动电压幅值可以根据需要调节绕组匝数来实现。

图4是示出了根据本发明实施例的应用于单端反激式变换器中的实施例电路结构原理图。

如图4所示，由于其输出不需要储能电感。因此省去了续流回路，只需要提供同步整流管的驱动信号即可。图4中控制和驱动电路产生PWM信号，控制主开关管Q1的开通和关断。当Q1导通时，驱动绕组Na同名端输出为正，电流正向流经R1，作用于Q3的栅源极，再经VD1、R2流回Na的非同名端。Q3开通，Q4关断，阻断主变压器T1副边绕组Ns的输出，主变压器T1通过原边绕组储存能量。当Q1关断时，驱动绕组Na非同名端输出为正，Q3由于VD2的导通而关断，驱动电压经过限幅电路被箝位于一定值，然后通过R5作用于Q2的栅源极，最后通过VD2、R1回到驱动绕组Na同名端。同步整流管Q2导通，实现单端反激式变换器的同步整流。这里R1并联C2可以调节Q3的关断时间，减小导通损耗，提高变换器效率。

图5是示出了根据本发明实施例的应用于单端有源箝位变换器中的实施例电路结构原理图。

如图5所示，其工作原理是：当Q1导通时，主变T1正向励磁同时通过副边绕组Ns输出能量，绕组Np、Ns、Na同名端为正，Na输出电流有两个路径：(1)电流流经R5，给Q4充电，然后通过VD6、R6回到Na的非同名端，使Q4开通，Q6关断；(2)电流流经电阻R2和偏置电阻R4，这时Q5导通，驱动电压经过限幅电路被箝位于一定值，再通过R8，电流作用于Q7的栅源极，再通过VD6、R6回到Na的非同名端。这时同步整流管Q7导通，同步续流管Q8关断。由于小功率MOS管Q4的栅源电荷小于同步整流管Q7，通过改变第一延时电路阻容的参数可以使Q4的导通和Q6的关断快于同步整流管Q7的导通，这样同步续流管Q8的栅源电荷会通过Q4加速放电，保证了Q8的及时关断和Q7的及时导通。

当Q1关断，Q2导通，主变T1绕组反向复位，驱动绕组Na感应出反向电压，电流从Na非同名端流出，同样有两个回路：(1)电流流经R6，给Q6充电，然后通过VD5、R5回到Na的同名端，使Q6开通，Q4关断；(2)电流流经电阻R1和偏置电阻R3，这时Q3导通，驱动电压经过限幅电路被箝位于一定值，再通过R7，电流作用于Q8的栅源极，再通过VD5、R5回到Na的同名端。这时同步续流管Q8导通，同步整流管Q7关断。由于小功率MOS管Q6的栅源电荷小于同步续流管Q8，通过改变第二延时电路阻容的参数可以使Q6的导通和Q4的关断快于同步续流管Q8的导通，这样同步整流管Q7的栅源电荷会通过Q6加速放电，保证了Q7的及时关断和Q8的及时导通。

图6是示出了根据本发明实施例的应用于单端电容谐振复位变换器中的实施例电路结构原理图。

如图6所示，由于主变压器T1的原边绕组会在Q1关断期间提前复位，驱动绕组Na的感应电压会下降为零，同步续流管Q7会因为得不到足够的驱动电压而关断，输出电感L1的续流电流会通过Q7的体二极管，从而使损耗加大，效率降低。图6所示的应用于单端电容谐振复位变换器中的实施例电路结构原理图中增加了电荷保持电路。当主变压器T1的原边绕组在Q1关断期间提前复位，这时由于VD7反向截止，同步续流管Q7上的栅源电荷维持不变。

图7是示出了根据本发明的一个简化的实施例；以及图8是示出了根据本发明的另一简化的实施例。

采用如图2所示的同步整流限幅自驱动电路，为保证同步整流管和同步续流管完全导通，必须增加绕组以提高正向驱动电压，而延时电路中的电容也起到抬压的作用；延时电路中的电容还起到减小驱动电压尖峰的作用，而限幅电路可以把驱动电压箝位于某值，因此可以对图2的电路进行简化，得到如图7所示的本发明的一个简化的实施例。对图3的电路进行简化，得到如图8所示的本发明的一个简化的实施例。

综上所述，通过本发明，主变压器绕组直接驱动或辅助绕组自驱动的方式中耦合磁路漏感引起驱动电压尖峰幅值过高，输入电压变化范围大引起的副边同步整流驱动电压幅值变化大等问题，以期提供一种可以改善驱动电压尖峰幅值、减小驱动电压幅值变化、损耗小、成本低、应用范围广的同步整流自驱动电路。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种同步整流自驱动电路，其特征在于，包括：

驱动绕组；

第一限幅电路，其输入端连接至所述驱动绕组的一端，其输出端连接至延时电路的一端，以及其接地端连接至等效接地；

第一加速关断电路，其控制端连接至所述驱动绕组的另一端，输出端作为所述同步整流自驱动电路的输出端，其接地端连接至所述等效接地；以及

所述第一延时电路，其所述一端连接至所述第一限幅电路的输出端，其另一端连接至所述第一加速关断电路的输出端。

2.根据权利要求1所述的同步整流自驱动电路，其特征在于，所述第一限幅电路包括：

MOS晶体管，其源极连接至所述第一延时电路的一端；

限流电阻，连接在所述驱动绕组的一端与所述MOS晶体管的漏极之间；

偏置电阻，连接在所述MOS晶体管的漏极和栅极之间；

箝位二极管，其阴极连接至所述MOS晶体管的栅极以及其阳极连接至反压二极管的阳极；以及

所述反压二极管，所述阳极连接至所述箝位二极管的阳极以及其阴极连接至所述等效接地。

3.根据权利要求1或2所述的同步整流自驱动电路，其特征在于，还包括：

保持回路，连接在所述驱动绕组的一端与所述等效接地之间。

4.根据权利要求3所述的同步整流自驱动电路，其特征在于，所述第一加速关断电路的输出端连接至同步整流管的栅极。

5.根据权利要求4所述的同步整流自驱动电路，其特征在于，所述等效接地为所述同步整流管的源极。

6.根据权利要求1所述的同步整流自驱动电路，其特征在于，还包括：

第二限幅电路，其输入端连接至所述驱动绕组的另一端，以及其输出端连接至延时电路的一端；

第二加速关断电路，其控制端连接至所述驱动绕组的一端，输出端作为所述同步整流自驱动电路的输出端，其接地端连接至所述等效接地；以及

所述第二延时电路，其所述一端连接至所述第二限幅电路的输出端，其另一端连接至所述第二加速关断电路的输出端。

7.根据权利要求6所述的同步整流自驱动电路，其特征在于，所述第二限幅电路包括：

MOS晶体管，其源极连接至所述第二延时电路的一端；

限流电阻，连接在所述驱动绕组的另一端与所述MOS晶体管的漏极之间；

偏置电阻，连接在所述MOS晶体管的漏极和栅极之间；

箝位二极管，其阴极连接至所述MOS晶体管的栅极以及其阳极连接至反压二极管的阳极；以及

所述反压二极管，所述阳极连接至所述箝位二极管的阳极以及其阴极连接至所述等效接地。

8.根据权利要求6或7所述的同步整流自驱动电路，其特征在于，所述第二加速关断电路的输出端连接至同步续流管的栅极。

9.根据权利要求8所述的同步整流自驱动电路，其特征在于，所述同步续流管的源极与所述同步整流管的源极共同为所述等效接地。

Images