KR20110082084A - 역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법 - Google Patents

역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법 Download PDF

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KR20110082084A KR1020117013136A KR20117013136A KR20110082084A KR 20110082084 A KR20110082084 A KR 20110082084A KR 1020117013136 A KR1020117013136 A KR 1020117013136A KR 20117013136 A KR20117013136 A KR 20117013136A KR 20110082084 A KR20110082084 A KR 20110082084A
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Abstract

1-사이클 제어 역률 보정 방법. 상기 방법은 승압 컨버터를 위하여 사용되고 그리고 시스템의 메인 제어 칩에 의해 구현된다. 버스 전압 샘플링 값
Figure pct00079
및 인덕터 전류 샘플링 값
Figure pct00080
는 상기 방법에 따라 A/D 샘플링 트리거 시간에 감지된다. 전압들 u1(t) 및 u2(t)는 다음의 공식들에 의해 계산된다. PWM 신호의 듀티 사이클은 상기 계산된 전압들에 따라 계산된다. PWM 신호는 출력이고 그리고 다음 A/D 샘플링 트리거 시간은 듀티 사이클(I)에 따라 계산된다. 여기에서,
Figure pct00081
는 전류 감지 저항,
Figure pct00082
은 PI 컨트롤러를 사용하는 것에 의해 전압
Figure pct00083
와 기준값
Figure pct00084
사이의 차이를 제어하는 것에 의해 얻어지는 전압이고, 그리고 T는 스위칭 주기이다.

Description

1-사이클 제어 역률 보정 방법{one-cycle controlled power factor correction method}
본 발명은 일반적으로 전력 공급 기술에 관한 것으로서, 더구나 특히, 승압 회로에 기초한 역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법에 관한 것이다.
역률 보정(PFC) 회로는 입력 전류 고조파(harmonic current)를 감소시키기 위해 사용된다. 그러나, 종래의 PFC 회로는 복잡한 기술과 설계 및 부품 수를 가지는데, 이것은 크기를 크게 하고 비용을 높게 한다. 그래서 PFC 회로의 설계는 종종 성능과 비용 사이에서 절충안을 만든다.
최근에는, PFC를 위한 1 사이클 제어 방법의 연구들이 입력 전압을 샘플링하는 것을 피하고 복잡한 아날로그 승산기를 제거하기 위하여 PFC를 위한 종래의 제어 회로의 구조를 어떻게 단순화하는가에 대하여 집중하고 있다. PFC를 위한 1 싸이클 제어 회로가 이러한 문제점들을 매우 잘 해결하는 동안, 지금까지, 전력 스위치를 가진 1 사이클 제어 연속 전도 모드 PFC 승압 변환기 집적 회로 및 중국 특허 No. 200380109048.6.에 공개된 승압 변환기와 같은 PFC를 위한 1 사이클 제어 칩들은 개발되고 적용되어 왔다. PFC를 위한 1 사이클 제어 칩들이 단순하고 신뢰성이 있을지라도, 사용 비용이 너무 높다.
많은 시스템들이 DSP와 같은 메인 제어 칩들에 의해 제어된다는 것은 알려져 있다. DSP 및 다른 메인 제어 칩들은 소프트웨어 집약, 호환성 및 신호 처리의 강력한 용량을 가지고 있어, PFC를 위한 특정한 1 사이클 제어 칩이 그러한 시스템에 추가적으로 인가된다면 그것은 비용의 증가 및 자원 낭비도 될 것이다. 예를 들면, 역률 보정 기술들은 에어컨의 분야에서 압축기의 전력 공급들에 넓게 인가되고, 그리고 메인 제어 칩은 압축기의 메인 제어 보드 안에 집적되어 왔기에, PFC를 위한 특정한 고가의 1 사이클 제어 칩들을 사용하는 것을 피하는 대응 기술들을 개발할 필요가 있다.
본 발명은 역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법을 제공하는 것을 목표로 한다, 단일 승압 회로와 협력함에 의해 1 사이클 제어 전략을 효율적으로 실현시키기 위하여, 그것은 소프트웨어에 의해 메인 제어 칩으로 집적될 수 있다.
본 발명은 다음의 기술 설계에 의해 수행된다:
역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법은 승압 회로 및 시스템의 메인 제어 칩에 기초한다. 승압 회로는 AC 입력, 정류 회로, 인덕터, 고속 복구 다이오드, 커패시터, DC 출력, 유도 전류 샘플링 회로, 출력 전압 샘플링 회로, 스위치 트랜지스터 및 스위치 트랜지스터의 구동 회로를 포함한다. 역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법은 다음과 같은 단계들을 포함한다:
(1) 소프트-스타트가 종료되었는지 여부를 결정하는 단계로서; 소프트-스타트가 종료되었다면, 단계(2)를 바로 처리하고, 그렇지 않다면, 출력 전압의 기준값
Figure pct00001
을 증가시키는 단계;
(2) 즉시 트리거링하는 A/D 샘플링에 따라 샘플링 버스 전압
Figure pct00002
및 샘플링 유도 전류
Figure pct00003
읽는 단계;
(3) 스위치 트랜지스터 구동을 위한 PWM 신호의 듀티비를 다음과 같이 계산하는 단계로서:
Figure pct00004
Figure pct00005
가 등가 전류 감지 저항,
Figure pct00006
이 버스 전압의 기준값
Figure pct00007
과 샘플링 버스 전압
Figure pct00008
사이의 레귤레이팅 차이에 의한 PI 레귤레이터의 출력인 수식에 따라
Figure pct00009
및
Figure pct00010
를 계산하고; PWM 신호의 듀티비를 획득하는 단계;
(4) PWM의 듀티비에 따라 PWM 신호를 출력하는 단계;
(5) PWM 신호의 듀티비에 따라 다음 즉시 트리거링하는 A/D 샘플링을 계산하는 단계;
(6) 단계(2)로 복귀하는 단계.
종래 기술에 비하여 본 발명의 장점들은 다음과 같다: 역률 보정의 기능은 상기 방법의 소프트웨어를 시스템의 메인 제어 칩(예를 들어, DSP)에 통합하고 단일 승압 회로와 협력하며, 역률 보정을 위한 종래의 회로 및 PFC를 위한 특정한 1 사이클 제어 칩을 사용하지 않음에 의해 구현될 수 있으며, 그것은 시스템의 비용을 줄이고; 보다 특정적으로, 본 발명은 즉시 트리거링하는 샘플링을 계산함에 의해 즉시 스위칭을 주위 샘플링하는 것을 피하며, 그것은 샘플링 데이터가 참되고 정확함을 보장하고, PWM 제어 신호들의 최적의 효과 및 시스템의 안정된 동작을 더욱 보장한다.
도 1은 승압 회로에 기초한 역률 보정을 위한 1 사이클 제어 시스템을 설명하는 개략도이다.
도 2는 본 발명에 따라 승압 회로에 기초한 역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법을 설명하는 순서도이다.
도 3은 본 발명에 따라 역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법에 포함되는 신호들
Figure pct00011
및 PWM 제어 신호의 파형들을 설명한다.
도 4는 PWM 제어 신호의 듀티비를 계산하기 위한 제1 방법을 설명하는 순서도이다.
도 5는 PWM 제어 신호의 듀티비를 계산하기 위한 제2 방법을 설명하는 순서도이다.
도 6은 즉시 트리거링하는 A/D 샘플링을 위한 블록도를 설명한다.
도 1에서 보이는 바와 같이, 본 발명에 따른 방법은 승압 회로 및 시스템의 메인 제어 칩에 기초한다. 승압 회로는 AC 입력, 정류 회로, 인덕터, 승압기 다이오드, 커패시터, DC 출력, 유도 전류 샘플링 회로, 버스 전압 샘플링 회로, 스위치 트랜지스터(IBGT 또는 MOSFET) 및 스위치 트랜지스터의 구동 회로를 포함하는 맞춤화된 회로이다. 점선 틀로 강조된 부분은 본 발명의 방법에 따르는 제어 모듈이고, 그것은 메인 제어 칩 내에서 집적된다.
PFC를 위한 1 사이클 제어 방법의 원칙은 도 1을 참조하여 기술될 것이다. PFC를 위한 1 사이클 제어는 입력 정류 전압
Figure pct00012
의 파형을 따르는 유도 전류를 얻고 출력 전압
Figure pct00013
이 주어진 값에서 안정되도록 보장하는 데 목표가 있다. 유도 전류가 입력 전압에 비례하고 제어 모듈의 제어하에 입력 전압과 동일한 위상을 가진다면, 전체 컨버터는 저항과 등가일 수 있으며, 그 다음에
Figure pct00014
여기에서
Figure pct00015
는 PFC 컨버터의 등가 저항이고,
Figure pct00016
는 유도 전류의 순간치이며,
Figure pct00017
는 입력 반 사인-파 정류 전압의 순간치이다. 하나의 사이클 안에, 입력 전압
Figure pct00018
, 출력 전압
Figure pct00019
및 PFC 승압 컨버터의 스위치 트랜지스터의 턴-온 듀티비 d의 관계는
Figure pct00020
와 같다:
수식 2는
Figure pct00021
와 같이 쓰여질 수 있다.
Figure pct00022
는 PFC 승압 컨버터의 등가 전류 감지 저항으로서 정의되고 그 다음 수식 2는
Figure pct00023
와 같이 쓰여질 수 있다:
만일
Figure pct00024
라면, 수식 3은
Figure pct00025
와 같이 단순화될 수 있다.
여기에서
Figure pct00026
은 스위치 트랜지스터를 위한 턴-오프 듀티비이다. 만일 턴-오프 듀티비
Figure pct00027
이 수식 4를 만족한다면, 유도 전류
Figure pct00028
는 입력 반 사인-파 정류된 전압
Figure pct00029
을 따를 수 있다. PFC 승압 컨버터의 스위칭 주기를 T로 하고 수식 4를 이산화한다. 캐리어 주파수가 유도 입력 전압의 주파수보다 훨씬 능가하는 경우, 유도 전류 및 레귤레이팅 전압은 대부분 1 사이클 내에서 일정하게 유지한다.
Figure pct00030
수식 5에서 um은 다른 스위칭 주기에서 상이하며, 따라서 시스템의 메인 제어 칩으로 결과를 얻기가 어렵다. 상기 이유 때문에 um 및
Figure pct00031
는 1 스위칭 주기에서 일정하게 유지된다, 수식 5는 다음과 같이 수정된다:
Figure pct00032
Figure pct00033
는 DSP의 카운터에 의해 발생된다. 만일
Figure pct00034
인 경우, 그러면 스위치 트랜지스터는 턴 온되거나, 그렇지 않으면 스위치 트랜지스터는 턴 오프된다.
본 발명의 PFC를 위한 1 사이클 제어 방법의 특정한 제어 프로그램이 이하에 기술될 것이다. 도 2에서 보이는 바와 같이, 상기 제어 프로그램은 다음과 같은 단계들을 포함한다:
1. 소프트-스타트가 종료되었는지 여부를 결정한다; 소프트-스타트가 종료되었다면, 단계 1을 바로 처리하고; 그렇지 않다면, 출력 전압의 기준값
Figure pct00035
을 증가시키고(즉 도 2에서 보이는 바와 같이 주어진 전압을 천천히 증가) 그 다음에 단계 2를 처리한다;
2. 즉시 트리거링하는 A/D 샘플링에 따라 샘플링 버스 전압
Figure pct00036
및 샘플링 유도 전류
Figure pct00037
를 읽는다;
3. 스위치 트랜지스터 구동을 위한 PWM 신호의 듀티비를 다음과 같이 계산한다:
수식 6에 따라
Figure pct00038
및
Figure pct00039
를 계산하며, 여기에서
Figure pct00040
은 DSP와 같은 시스템의 메인 제어 칩의 카운터에 의해 발생되고,
Figure pct00041
는 등가 전류 감지 저항,
Figure pct00042
은 버스 전압의 기준값
Figure pct00043
과 샘플링 버스 전압
Figure pct00044
사이의 차이를 레귤레이팅함에 의한 PI 레귤레이터의 출력이다; 그리고 PWM 신호의 듀티비를 획득한다;
4. PWM의 듀티비에 따라 PWM 신호를 출력한다;
5. PWM 신호의 듀티비에 따라 다음 즉시 트리거링하는 A/D 샘플링을 계산한다;
6. 단계 2로 복귀한다.
도 3에서 보이는 바와 같이, 곡선 1은
Figure pct00045
로
Figure pct00046
을 비교함에 의해 생성된 펄스 신호를 나타내고, 곡선 2는
Figure pct00047
를 나타내며, 곡선 3은
Figure pct00048
를 나타내고, 곡선 4는
Figure pct00049
을 나타낸다. 1 사이클 내에서, PWM은
Figure pct00050
이
Figure pct00051
보다 작은 경우 고-레벨 전압을 출력하며, 그렇지 않다면 PWM은 저-레벨 전압을 출력하는 것으로 보일 수 있다. 그리하여 펄스 신호는 주기적으로 생성되고, 그것은 유도 전류
Figure pct00052
가 입력 정류된 전압
Figure pct00053
의 파형을 따르도록 만든다.
본 발명은 PWM 신호의 듀티비를 계산하기 위한 2개의 방법을 제공한다. 수식 6은 제1 방법을 설명한다. 도 4는 PWM 제어 신호의 듀티비를 계산하기 위한 제1 방법을 설명하는 순서도이며, 그것에서 pr _ duty 는 스위치 트랜지스터를 위한 턴-오프 듀티비이다.
Figure pct00054
을 먼저 계산하고 그리고
Figure pct00055
이 스위치 트랜지스터를 위한 턴-오프 듀티비의 최대값인 1보다 큰지 여부를 판단한다.
Figure pct00056
이 1보다 크다면, pr _ duty는 최대값인 1이다. 그렇지 않다면 pr _ duty 는
Figure pct00057
과 같고, 그 다음에 pr _ duty가 스위치 트랜지스터를 위한 턴-오프 듀티비의 최소값인 0.05보다 작은지 여부를 판단한다. pr _ duty가 최소값보다 작은 경우, pr _ duty는 최소값인 0.05이다. 도 5는 PWM 제어 신호의 듀티비를 계산하기 위한 제2 방법을 설명하는 순서도이다, 그것에서 p_ duty는 스위치 트랜지스터를 위한 턴-온 듀티비이다.
Figure pct00058
을 먼저 계산하고 그리고
Figure pct00059
이 스위치 트랜지스터를 위한 턴-온 듀티비의 최소값인 0보다 작은지 여부를 판단한다.
Figure pct00060
이 0보다 작은 경우, p_ duty 는 최소값인 0이다. 그렇지 않다면 p_ duty 는
Figure pct00061
과 같고, 그 다음에 p_ duty 가 스위치 트랜지스터를 위한 턴-온 듀티비의 최대값인 0.95보다 큰지 여부를 판단한다. p_ duty 가 최대값보다 큰 경우, pr _ duty는 최대값 0.95이다.
PFC를 위한 1 사이클 제어 방법에서 1 스위칭 사이클에 단지 하나의 샘플링이 수행되기 때문에, 선택되는 즉시 트리거링하는 샘플링은 스위치 트랜지스터가 턴 온 또는 턴 오프될 때 유도 전류의 피크가 생성될 것이고, 그렇지 않은 경우 시스템은 불안정할 것이라는 이유 때문에 즉시 스위칭으로부터 떨어져 있어야 한다는 것을 주목해야 한다. 이 문제를 해결하기 위하여, 즉시 트리거링하는 샘플링은 스위치 트랜지스터의 더 긴 턴-온 시간 또는 턴-오프 시간의 중간 순간에 선택된다.
도 6은 즉시 트리거링하는 A/D 샘플링을 위한 블록도를 설명하며, 여기에서 pr_duty는 스위치 트랜지스터를 위한 턴-오프 듀티비이고, T3CMPR는 비교 레지스터의 비교값이며, T3PER는 비교 레지스터의 주기이고, AD _ duty는 시스템의 메인 제어 칩의 일반적인 타이머에 의해 출력된 PWM의 듀티비이다. 먼저, 스위치 트랜지스터를 구동하기 위한 PWM의 듀티비에 따라 스위치 트랜지스터의 턴-온 시간을 판단한다. 스위치 트랜지스터의 턴-온 시간이 턴-오프 시간의 그것보다 긴 경우, 즉시 트리거링하는 샘플링은 스위치 트랜지스터의 더 긴 턴-온 시간의 중간 순간에 선택되거나, 그렇지 않은 경우 즉시 트리거링하는 샘플링은 스위치 트랜지스터의 더 긴 턴-오프 시간의 중간 순간에 선택된다. 도 6에서 보여지는 즉시 트리거링하는 샘플링은 상응하는 시간의 한가운데 순간에 선택된다. 사실상 즉시 트리거링하는 샘플링은 시간의 중간 주기 내에 선택될 수 있다. 본 발명에서 즉시 트리거링하는 샘플링은 스위치 트랜지스터의 턴-온 시간 또는 턴-오프 시간의 50 퍼센트 내지 80 퍼센트 사이에서 선택된다. 획득된 즉시 트리거링하는 A/D 샘플링은 다음 A/D 샘플링을 트리거할 것이다.

Claims (5)

  1. 승압 회로 및 시스템의 메인 제어 칩에 기초한 역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법에 있어서, 상기 승압 회로는 AC 입력, 정류 회로, 인덕터, 고속 복구 다이오드, 커패시터, DC 출력, 유도 전류 샘플링 회로, 출력 전압 샘플링 회로, 스위치 트랜지스터 및 상기 스위치 트랜지스터의 구동 회로를 포함하고; 상기 제어 방법은:
    (1) 소프트-스타트가 종료되었는지 여부를 결정하는 단계로서; 상기 소프트-스타트가 종료되었다면, 단계(2)를 바로 처리하고, 그렇지 않다면, 출력 전압의 기준값
    Figure pct00062
    을 증가시키고 그 다음에 단계(2)를 처리하는 단계;
    (2) 즉시 트리거링하는 A/D 샘플링에 따라 샘플링 버스 전압
    Figure pct00063
    및 샘플링 유도 전류
    Figure pct00064
    를 읽는 단계;
    (3) 상기 스위치 트랜지스터 구동을 위한 PWM 신호의 듀티비를 다음과 같이 계산하는 단계로서:
    Figure pct00065

    Figure pct00066
    가 등가 전류 감지 저항,
    Figure pct00067
    이 상기 출력 버스의 상기 기준값
    Figure pct00068
    과 상기 샘플링 버스 전압
    Figure pct00069
    사이의 차이를 레귤레이팅함에 의한 PI 레귤레이터의 출력인 수식에 따라
    Figure pct00070
    및
    Figure pct00071
    를 계산하고; PWM 신호의 상기 듀티비를 획득하는 단계;
    (4) PWM의 듀티비에 따라 PWM 신호를 출력하는 단계;
    (5) PWM 신호의 상기 듀티비에 따라 상기 다음 즉시 트리거링하는 A/D 샘플링을 계산하는 단계;
    (6) 단계(2)로 복귀하는 단계를 포함하는
    역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    단계 (3)에서 상기 스위치 트랜지스터를 구동하기 위한 PWM 신호의 상기 듀티비를 계산하는 단계는
    Figure pct00072
    이 상기 스위치 트랜지스터를 위한 상기 턴-오프 듀티비의 최대값인 1보다 큰지 여부를 판단하고;
    Figure pct00073
    이 1보다 크다면 pr _ duty는 상기 최대값인 1이며; 그렇지 않다면 pr _ duty 는
    Figure pct00074
    과 같은 단계, 상기 스위치 트랜지스터를 위한 상기 턴-오프 듀티비의 최소값인 0.05보다 작은지 여부를 판단하고; pr_duty가 상기 최소값보다 작다면 pr _ duty는 상기 최소값인 0.05인 단계를 더 포함하고; 여기에서 상기 pr _ duty 는 상기 스위치 트랜지스터를 위한 상기 턴-오프 듀티비인
    역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    단계 (3)에서 상기 스위치 트랜지스터를 구동하기 위한 PWM 신호의 상기 듀티비를 계산하는 단계는
    Figure pct00075
    이 상기 스위치 트랜지스터를 위한 상기 턴-온 듀티비의 최소값인 0보다 작은지 여부를 판단하고,
    Figure pct00076
    이 0보다 작다면 p_ duty는 상기 최소값인 0이며; 그렇지 않다면 p_ duty 는
    Figure pct00077
    과 같은 단계, p_ duty 가 상기 스위치 트랜지스터를 위한 상기 턴-온 듀티비의 최대값인 0.95보다 큰지 여부를 판단하고; p_ duty 가 상기 최대값보다 크다면 p_ duty 는 상기 최대값인 0.95인 단계를 더 포함하고; 여기에서 상기 p_ duty는 상기 스위치 트랜지스터를 위한 상기 턴-온 듀티비인
    역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법.
  4. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,
    단계 (5)에서 상기 PWM 신호의 듀티비에 따라 상기 다음 즉시 트리거링하는 A/D 샘플링을 계산하는 단계는
    상기 스위치 트랜지스터를 구동하도록 상기 PWM의 듀티비에 따라 상기 스위치 트랜지스터의 상기 턴-온 시간을 판단하는 단계를 더 포함하고, 상기 스위치 트랜지스터의 상기 턴-온 시간이 상기 턴-오프 시간의 그것보다 긴 경우, 상기 즉시 트리거링하는 샘플링은 상기 턴-온 시간의 50 퍼센트 내지 80 퍼센트 사이에서 선택되며; 그렇지 않은 경우, 상기 즉시 트리거링하는 샘플링은 상기 턴-오프 시간의 50 퍼센트 내지 80 퍼센트 사이에서 선택되는
    역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    단계 (3)에서
    Figure pct00078
    는 DSP와 같은 시스템의 메인 제어 칩의 카운터에 의해 발생되는
    역률 보정을 위한 1 사이클 제어 방법.




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