CN1812234A

CN1812234A - 一种功率因数校正电路的控制方法

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Publication number: CN1812234A
Application number: CNA2005100330341A
Authority: CN
Inventors: 李艳玲; 林东华
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2005-01-26
Filing date: 2005-01-26
Publication date: 2006-08-02
Anticipated expiration: 2025-01-26
Also published as: CN100433513C

Abstract

本发明的一种功率因数校正电路的控制方法，所述方法包括：所述整流桥将输入的交流电压转换为单极的输出电压提供给所述BOOST电路，所述电压检测电路和电流检测电路提供给控制器所需的各种输入，所述控制器根据获得的输入量计算得到所述BOOST电路的开关管通断的驱动脉冲；所述BOOST电路的开关管接受来自所述控制器的驱动波，使电感电流的形状跟随整流桥提供的输入电压波形，完成功率因数校正并提供稳定的直流母线电压输出。本发明方法由于采用了数字控制方法，与现有技术相比，在降低系统成本的同时提高了电路的稳态和动态性能；减小了电感纹波和发热，减小了电感体积，同时提高了装置的效率。

Description

一种功率因数校正电路的控制方法

技术领域

本发明涉及一种电源领域的功率因数校正电路的控制方法，尤其涉及不间断电源UPS领域的功率因数校正电路PFC的数字控制技术的改进。

背景技术

现有的中大功率三相功率因数技术通常采用晶闸管相控整流的方式，或者不控整流桥加升压式BOOST电路的方式。由于三相UPS的变换功率大，消耗电能多，因此要求设备输入功率因数符合标准；另外三相UPS负载类型多，有阻性、感性、容性及整流非线性负载以及几种负载的组合，要求UPS能够适应各种负载，具备较强过载能力，而且输出具备隔离变压器，消除输出直流成分。三相UPS主电路由整流器和逆变器两部分组成，整流器采用的电路形式现在一般有两种，第一种是三相可控硅全桥六脉波整流电路，简称甲，如图1a所示；第二种是三相六开关矢量控制整流电路，简称乙，如图1b所示。而逆变器采用的电路一般也有两种，第一种是采用三个单相全桥逆变电路相位互差120度并联形成三相输出逆变电路，简称丙，如图2a所示；第二种是使用三相六开关矢量控制逆变电路，简称丁，如图2b所示。整流器甲、乙和逆变器丙、丁进行组合可以形成四种形式的三相输出UPS装置。但是这几种UPS分别存在一定问题：

整流器甲由六个可控硅V1～V6和直流滤波电解电容C1构成，如图1a所示，通过三相相控整流方式将三相交流市电A、B、C变换为D、E点之间的脉动直流电压。使用整流器甲形式的UPS的问题是，由于采用可控硅整流，为了实现整流器输出直流母线电压稳定，要求直流电压稳压值低于市电输入范围下限平均值，可控硅的导通角小于180度，轻载或高压输入情况下的导通角更小，导致市电输入范围下限变窄；同时三相输入电流不连续，输入功率因数很低，最大为0.8，而且功率因数与可控硅导通角成反比，轻载情况下可控硅导通角很小，功率因数也相应降低，无法满足信息产业部《YD/T1095通信不间断电源-UPS》标准规定＞0.85的限值要求。此外，输入谐波电流较大，额外增加了输入电源容量要求，例如采用油机供电时，要求油机的输出容量与UPS的输出容量达到3∶1要求，浪费能源。为了提高输入功率因数和降低谐波，有些UPS输入采用12脉波移相整流电路或者额外增加输入无源滤波器，虽然可以使谐波降低到10％左右，但是功率因数仍然无法提高；同时由于增加了输入变压器和工频电感，导致UPS整机变换效率降低2个百分点，造成变换效率又不满足YD/T1095标准规定的≥90％限值要求。

整流器乙由开关管Q1～Q6、输入电感L1～L3和直流滤波电容C2构成，如图1b所示，通过三相矢量控制方式将三相交流市电A、B、C变换为D、E点之间的稳定的直流电压。使用整流器乙的UPS虽然输入功率因数能够达到0.99，总谐波电流失真度可以低于5％，但是存在三方面的问题，首先为了防止开关管反向并联的二极管直通，这种电路对交流市电输入上限有限制，不能超过380V+15％；其次在三相输入市电缺相时整流器无法工作，需要转UPS后备蓄电池组工作，导致UPS对电网适应能力较差，转电池逆变工作的次数增加，降低UPS后备蓄电池组的使用寿命；第三，由于三相六开关矢量控制整流电路工作在升压状态，为了保证输出电压能与后备蓄电池组电压直接并联，必须在输入端配置工频降压变压器，增加了整机体积、重量和成本，降低了变换效率。

逆变器丙由Q7～Q18共12个开关管、工频变压器T1、输出滤波电感L4～L6和交流滤波电容C3～C5构成，如图2a所示的，直流母线电压Vbus通过三个全桥变换电路，受互差120度的驱动信号控制，经过三相变压器耦合变换和LC滤波后输出三相交流电a、b、c。逆变器丁由Q19～Q24、工频变压器T2、输出滤波电感L7～L9和交流滤波电容C6～C8构成，如图2b所示，直流母线电压Vbus通过三个半桥变换电路，受三相六开关矢量控制信号驱动，经过Δ/Y形式的隔离变压器耦合变换和LC滤波后输出三相交流电a、b、c。这两种逆变器与目前的整流器甲或乙组合使用的缺点是：由于整流器甲或乙的输出直流电压较低，导致逆变器为了满足输出三相220V电压，必须采用升压隔离变压器，开关管工作在低压大电流状态，造成整机变换效率较低，甚至无法满足YD/T1095标准规定的≥90％限值要求。

目前常用PFC装置的控制方法通常采用专用IC芯片UC3854等，其控制原理是：该模拟芯片管脚内置乘法器和放大器，从外接电路接收母线电压反馈和电感电流反馈，相应管脚外接阻容元件构成控制器，通过电压外环的控制实现母线稳压功能，BOOST电路的输入电压波形通过乘法器作用于电流给定波形，使其跟踪BOOST电路的输入电压波形，电流内环的控制使得电感电流波形跟踪电流给定波形也即BOOST电路的输入电压波形，从而实现功率因数较正的功能。但现有的控制方法其实现需要大量的外围器件，电路调试比较复杂，成本高。而且电压外环和电流内环等核心控制器也由阻容元件组成，因而器件参数的分散性必将影响系统的性能指标。同时控制算法受限于器件的硬件电路结构，难以实现算法的改变和改进。

因此，现有技术存在缺陷，而有待于改进和发展。

发明内容

本发明的目的在于提供一种功率因数校正电路的控制方法，克服现有技术方法中外围器件多，调试复杂，性能指标差的缺点，在降低系统成本的同时提高电路的稳态和动态性能，消除系统的稳态误差，改善动态响应性能；同时本发明方法可以使电感上的电流纹波电压减小，纹波电流频率提高一倍，从而减小电感纹波和发热，提高装置的效率。

本发明的技术方案如下：

一种功率因数校正电路的控制方法，所述功率因数校正电路包括：

一整流桥，用于接收输入电压并将输入的交流电压转换为单极的输出电压；以及一由电感、两个开关管、二极管三相整流桥、两个电容组成的BOOST电路；

一控制器，用于控制开关管的开通关断，以使电感电流达到预定波形；

一电压检测电路，检测输入的交流电压或BOOST电路的输入电压；

一电流检测电路，获得流过所述电感的电流；

所述方法包括：所述整流桥将输入的交流电压转换为单极的输出电压提供给所述BOOST电路，所述电压检测电路和电流检测电路提供给控制器所需的各种输入，所述控制器根据获得的输入量计算得到所述BOOST电路的开关管通断的驱动脉冲；所述BOOST电路的开关管接受来自所述控制器的驱动波，使电感电流的形状跟随整流桥提供的输入交流电压波形，完成功率因数校正并提供稳定的直流母线电压输出。

所述的控制方法，其中，所述方法还包括以下步骤：

a)进行电压外环控制，将母线电压反馈与给定电压进行比较，进行母线稳压和正负母线均压控制；

b)进行前馈量计算，根据所述BOOST电路的输入交流电压和母线电压给定计算所需的理想驱动脉冲的占空比；

c)对电流参考波形生成，利用所述步骤a)的输出和所述BOOST电路的输入交流电压得到电流参考波形；

d)进行电流内环控制，将电感电流反馈和所述步骤c)生成的电流参考波形进行比较，并计算电流环的输出和前馈量的加权并做为电流环的最终输出，通过闭环算法使电感电流跟随电流参考波形；

e)脉冲发波，使上下两开关管的脉宽调制信号采用不同的定时器时基，通过特定初始化设置使其值始终相差1/2的开关周期。

所述的控制方法，其中，所述步骤b)中的前馈量计算为前馈量iff＝1-vrec/(Vref*2)，其中vrec为所述BOOST电路的输入交流电压，Vref为母线给定电压。

所述的控制方法，其中，所述步骤c)中的电流参考波形形成为：

irefp＝Km*Vreg*vrec/(VRecRms*VRecRms)

其中Km是乘法器的系数，Vreg为所述电压外环的输出，设所述BOOST电路的输入电压vrec的有效值为VrecRms。

所述的控制方法，其中，所述步骤d)还包括：

d1)计算所述电感电流反馈iLf和给定电流irefp的差ierror，选用P调节器作为电流环的调节器；

d2)计算电流误差和前馈量的与各自系数的乘积和Ireg，其中前馈系数Kff不能超过1；

d3)限幅后作为电流环的输出为Ireg。

所述的控制方法，其中，所述步骤d2)中的前馈系数Kff选用Kff＝4*Vreg，并且上限幅为1。

本发明所提供的一种功率因数校正电路的控制方法，由于采用了数字控制方法，与现有技术相比，在降低系统成本的同时提高了电路的稳态和动态性能；而且因为采用数字控制，可以比较容易的消除系统的稳态误差；在算法中引入脉冲前馈等技术使得动态响应和对输入电压的适应范围都有了明显改善；在PWM发波方面使用双管180度交错导通的发波方法，使电感上的电流纹波频率比开关频率高了一倍，减小了电感纹波和发热，减小了电感体积，同时提高了装置的效率。

附图说明

图1a和图1b是现有技术UPS的整流器的电路原理图；

图2a和图2b是现有技术UPS的逆变器的电路原理图；

图3是本发明的所述功率因数校正电路的系统框图；

图4是本发明的所述功率因数校正电路的核心控制方法框图；

图5是本发明的所述功率因数校正电路的软件控制方法的总体流程图；

图6是本发明的所述功率因数校正电路中的电压外环详细流程图；

图7是本发明的所述功率因数校正电路中的电流内环的详细流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的较佳实施作进一步的详细描述：

本发明所述的功率因数校正装置包括以下几部分：

一整流桥，用于接收输入电压并将输入的交流电压转换为单极的输出电压；一由电感、两个开关管、二极管三相整流桥、两个电容组成的boost电路；一控制器，用于控制所述开关管的开通关断，以达到使电感电流等于预定波形之目的；一电压检测电路，检测交流输入电压或者整流电压即BOOST电路的输入电压；一电流检测元件或者方法，直接侦测或者间接得到流过电感的电流。

各部分的主要功能是：所述整流桥将交流输入电压转换为单极的输出电压提供给BOOST电路，所述电压检测电路和所述电流检测元件或方法提供给控制器所需的各种输入，所述控制器根据获得的输入量计算得到BOOST电路的开关管通断的驱动脉冲。所述BOOST电路的开关管接受来自所述控制器的驱动波脉冲，使电感电流的形状跟随整流桥提供的输入电压波形，完成功率因数校正功能并提供稳定的直流母线电压输出。

由于传统的功率因数校正的控制方法的原理是采用专用模拟芯片通过闭环控制算法使流过电感的电流波形跟踪BOOST电路的输入电压波形。而本发明使用一定程序的PFC控制，并且对控制方法作了一些改进以求发挥数字控制系统的优势，使系统获得更好的性能。本方法的核心控制方法主要包括以下几个步骤：

第一步电压外环控制，将母线电压反馈与给定的电压进行比较，进行母线稳压和正负母线均压控制；

第二步前馈量计算，根据BOOST电路的输入电压和母线电压给定计算所需的理想驱动脉冲的占空比；

第三步电流参考波形生成，利用第一步的输出和BOOST电路的输入电压得到电流参考波形；

第四步是电流内环控制，将电感电流反馈和第三步生成的电流给定波形比较，并计算电流环的输出和前馈量的加权和做为电流环的最终输出，通过闭环算法使电感电流跟随电流给定波形；

第五步脉冲发波，使上下两管的脉宽调制信号PWM采用不同的定时器时基，通过特定初始化设置使其值始终相差1/2的开关周期，这样当控制环的输出送到相应的比较控制寄存器，所产生的PWM将有一个180度的交错。

上述方法步骤中第三步、第四步的前馈引入和第五步是本发明的发明点，其他几个步骤和传统的专用芯片的控制原理相同。

本发明的所述装置系统如图3所示，其控制芯片采用TMS320LF2407A，开关频率选为10KHz。图上部的电路是本发明方法的控制对象的硬件电路拓扑，其中101部分就是电路的核心控制对象BOOST电路部分。下方是控制系统的简要说明，控制系统的输入主要是模拟量的采样，输出则是控制开关管Q1和Q2的驱动波。

所述电路共有四种工作模式：

1.双管均导通，电流通路：L--＞Q1--＞Q2，输入电压Vin加在电感上，电感储能，C1，C2提供能量给负载；

2.双管均关断，电流通路：L--＞C1--＞C2，电感上的电压为Vin-Vo，电感释放能量(Vo＞＝Vin)；

3.Q1导通并且Q2关断，电流通路：L--＞Q1--＞C2，电容C2储能，电感上电压为Vin-V2，电感是否储能视两者的关系而定，若输入Vin＞V2，则电感储能，反之，则电感释放能量；理想情况下，认为V1＝V2＝1/2*Vo，所以的关系决定了一管导通一管关断时的电感电流的趋势；

4.Q1关断并且Q2导通，电流通路：L--＞C1--＞Q2，电容C1储能，电感上电压为Vin-V1，是否储能同样视Vin与1/2*Vo两者的关系而定。

因此，双管若同时导通和关断，可以看作是一个开关管，其占空比决定了最后的总的母线电压，而一管导通一管关断的工作模式可以用于平衡两个电容的电压，保持每个电容的端电压维持在总母线电压的一半左右。所以这个电路可以为后级电路提供单母线或者正负母线两种选择。另外需要注意的是，与有中线的结构不同，此时正母线电容C1的充电时间，是由Q1关断而Q2导通的时间决定，所以正母线控制环的输出应该用来控制Q2的驱动，负母线控制环的输出则用来控制上管Q1的驱动。

控制系统的采样的模拟量为交流输入电压vA、vB、vC或者BOOST的输入电压vRec，输出的正负母线电压V1f和V2f，，流过电感L1和L2的电感电流iLf。如果采样的是交流输入电压，在所述控制方法中还需要将其转换为BOOST电路的输入电压才能供控制环使用。

所述控制核心步骤部分的流程详细描述如图4所示，因为正负母线的控制方法相同，以正母线的控制为例说明。其中vrec是电流的波形参考即整流电压瞬时值，V1f和iLf分别是正母线电压反馈和电感电流反馈，Vref是母线电压给定，Iiff是计算所得的正母线的脉冲前馈量。由图示可以看出，在生成电流参考波形的三个量A、B、C中，A和C在稳态时都可以看作常数，因而电流的波形形状将由B决定。而电流给给定的大小由A和C共同决定。电流给定随A的增大而增大可以实现稳压功能，而B的参与实现了输入电压降低时电流给定增大的输入电压前馈功能。所述控制步骤具体包括：

第一步电压外环控制，将母线电压反馈v1f与给定Vref进行比较得出电压环误差量，选用PI调节器作为电压环调节器；

第二步前馈量计算，前馈量相当于理论上为得到相应输出电压所需驱动的占空比的，其计算公式为

iff＝1-vrec/(Vref*2)；

第三步电流参考波形生成，利用电压外环的输出Vreg和BOOST电路的输入交流电压vrec可以得到电流参考波形，设vrec的有效值为VRecRms，则电感电流给定的计算公式为

irefp＝Km*Vreg*vrec/(VRecRms*VRecRms)

其中Km是乘法器的系数；

第四步是电流内环控制，此步骤详细流程图如图5所示，所述方法每开关周期运行一次，从采样和数据处理模块获得所需要的输入信息：母线电压和电感电流反馈，BOOST电路输入电压等，按照前述步骤计算各个控制量，最终的输出输送到脉冲发送模块去转换为开关管的PWM驱动。如图5所示该步骤可以分解为3个小步骤：

1.计算电感电流反馈iLf和电流给定irefp的差ierror，选用P调节器作为电流环的调节器；

2.计算电流误差和前馈量的与各自系数的乘积和Ireg，注意前馈系数Kff不能超过1，在此例中选用Kff＝4*Vreg，并且上限幅为1；

3.Ireg限幅后作为电流环的输出；

第五步脉冲发波，上管采用T1作为定时器时基，周期寄存器设为100us，初始计数值设为0，下管采用T2作为定时器时基，初始计数值设为50us，控制寄存器使能关联，即T2使用T1定时器的周期寄存器和使能位，保证两个定时器的同步运行。同时因为其初始值相差1/2的开关周期，这样当控制环的输出送到相应的比较控制寄存器，所产生的PWM将有一个180度的交错。这个交错使得电感上承受的纹波电压减小一半，并且纹波电流频率是开关频率的两倍，从而纹波电流大大减小。

所述电压外环控制的流程图如图6所示，其中Vref为母线电压给定，V1f为正母线电容电压V1的反馈量，Kp和Ki分别是电压环的比例和积分系数，Verror为误差量，Vacc为积分累加项，Vreg则是电压环的输出。所述电流内环控制过程如图7所示，其中irefp是正母线控制环的电感电流给定，iLf是电感电流iL的反馈量，Iiff则是计算所得的脉冲前馈量，Kip和Kff分别是电流环比例系数和前馈系数。

综上所述，采用本发明所述控制方法，与现有传统控制技术相比，数字控制方式降低了系统的成本，提高了系统的稳压精度，交错导通方法减小了电感电流纹波，从而提高了系统效率，前馈技术的引入，减小了电流环的带宽压力，增强了系统的稳定性，从而使本控制方法成为一个高性价比的控制方案。

应当理解的是，本发明的上述针对较佳实施例的描述比较具体，不能因此而理解为对本发明专利保护范围的限制，其专利保护范围应以所附权利要求为准。

Claims

1、一种功率因数校正电路的控制方法，所述功率因数校正电路包括：

一电流检测电路，获得流过所述电感的电流；

2、根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述方法还包括以下步骤：

3、根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述步骤b)中的前馈量计算为前馈量iff＝1-vrec/(Vref*2)，其中vrec为所述BOOST电路的输入交流电压，Vref为母线给定电压。

4、根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述步骤c)中的电流参考波形形成为：

irefp＝Km*Vreg*vrec/(VRecRms*VRecRms)

5、根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，所述步骤d)还包括：

d3)限幅后作为电流环的输出为Ireg。

6、根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，所述步骤d2)中的前馈系数Kff选用Kff＝4*Vreg，并且上限幅为1。