CN110868066A - 基于等速趋近率下dc-dc变换器滑模控制电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于等速趋近率下DC‑DC变换器滑模控制电路及方法，所述电路包括降压斩波器buck、脉冲宽度调制器PWM、二重积分滑模变换器DISMC、电压采样器和电流采样器；通过在构造二重积分滑模面S的基础上，由等效控制率得到等效控制信号，并将等速趋近率加入切换控制率中，以实现对不确定性和外加干扰的鲁棒控制，最后将等效控制率和切换控制率结合转换为脉冲宽度调制器PWM的实际占空比控制信号δ。本发明所述方法可根据降压斩波器状态量距离滑模面的远近，自适应调节趋近速度，并且抑制系统在滑模面的抖振，能够有效提高降压斩波器的动态特性和鲁棒性。

Description

基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制电路及方法

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制电路及方法。

背景技术

由于功率开关器件和二极管等非线性元件的特点，降压斩波器buck本质上属于典型的非线性系统。而当降压斩波器buck运行在某一稳定工作点附近，电路状态变量的小信号扰动量之间的关系呈现线性系统的特性，但当出现大的瞬态变化时，变换器的行为无法充分的反映出来。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是如何提供一种在电压和负载出现较大变化时有更好的动态性能和鲁棒性的基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制策略。

为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：一种基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制电路，其特征在于：包括降压斩波器buck、脉冲宽度调制器PWM、二重积分滑模变换器DISMC、电压采样器和电流采样器；所述电压采样器的输入端分为两路，第一路与降压斩波器buck中输入电源的正极连接，第二路与降压斩波器buck中输出端电阻R连接，所述电压采样器的输出端分为两路，第一路为降压斩波器buck的输入电压V_s，第二路为降压斩波器buck的输出电压V₀，分别与二重积分滑模变换器DISMC的第一输入端以及第二输入端相连；所述电流采样器的输入端与降压斩波器buck中滤波电容C相连，所述电流采样器的输出端与二重积分滑模变换器DISMC的第四输入端相连；所述二重积分滑模变换器DISMC的第三输入端为参考电压V_ref输入信号端，所述二重积分滑模变换器DISMC输出端与脉冲宽度调制器PWM输入端相连；所述脉冲宽度调制器PWM与降压斩波器buck中电压驱动式功率器件V的栅极连接，通过改变输出脉冲的占空比d来获得降压变换器buck所需的输出电压；

电压采样器用于实时采集降压变换器buck的输入电压V_s和输出电压V₀，电流采样器用于实时采集降压变换器buck的电容电流i_c，电压采样器以及电流采样器采集到的数据经过二重积分滑模控制器DISMC进行处理得到实际占空比信号δ，再经过所述脉冲宽度调制器PWM比较后输出PWM波，通过PWM波控制电压驱动式功率器件V的导通或截止。

本发明还公开了一种基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制方法，其特征在于包括如下步骤：

对降压斩波器buck建立数学模型；

定义滑模面S，选取状态变量构造状态方程；

检验滑模面的存在条件；

得出变换器控制信号u_n。

采用上述技术方案所产生的有益效果在于：本发明所述电路和方法在构造二重积分滑模面S的基础上，通过求得等效控制率u_eq并引入切换控制率u_sw来实现对不确定性和干扰的鲁棒性控制。本申请中将等效控制率u_eq和切换控制率u_sw结合转换为脉冲宽度调制器的实际占空比信号δ，从而控制功率开关器件的导通关断；本申请相使用电压状态变量，容易检测。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1是本发明实施例所述电路的原理框图；

图2是本发明实施例所述方法的控制流程图；

具体实施方式

下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。

如图1所示，本发明实施例公开了一种基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制电路，包括降压斩波器buck、脉冲宽度调制器PWM、二重积分滑模变换器DISMC、电压采样器和电流采样器；所述电压采样器的输入端分为两路，第一路与降压斩波器buck中输入电源的正极连接，第二路与降压斩波器buck中输出端电阻R连接，所述电压采样器的输出端分为两路，第一路为降压斩波器buck的输入电压V_s，第二路为降压斩波器buck的输出电压V₀，分别与二重积分滑模变换器DISMC的第一输入端以及第二输入端相连；所述电流采样器的输入端与降压斩波器buck中滤波电容C相连，所述电流采样器的输出端与二重积分滑模变换器DISMC的第四输入端相连；所述二重积分滑模变换器DISMC的第三输入端为参考电压V_ref输入信号端，所述二重积分滑模变换器DISMC输出端与脉冲宽度调制器PWM输入端相连；所述脉冲宽度调制器PWM与降压斩波器buck中电压驱动式功率器件V的栅极连接，通过改变输出脉冲的占空比d来获得降压变换器buck所需的输出电压；

电压采样器用于实时采集降压变换器buck的输入电压V_s和输出电压V₀，电流采样器用于实时采集降压变换器buck的电容电流i_c，电压采样器以及电流采样器采集到的数据经过二重积分滑模控制器DISMC进行处理得到实际占空比信号δ，再经过所述脉冲宽度调制器PWM比较后输出PWM波，通过PWM波控制电压驱动式功率器件V的导通或截止。

进一步的，如图1所示，所述降压斩波器包括电压源V_s、电压驱动式功率器件V、二极管VD、电感L、滤波电容C和负载R；所述电压源V_s的正极分为两路，第一路与电压驱动式功率器件V的源极相连，第二路与电压采样器的一个输入端连接，电压源V_s的负极接地；所述电压驱动式功率器件V的栅极与脉冲宽度调制器PWM的信号输出端连接，所述电压驱动式功率器件V的漏极分为两路，第一路与电感L的一端连接，第二路与二极管VD的阴极连接，所述二极管VD的阳极接地，所述电感L的另一端分为两路，第一路与滤波电容C的一端连接，第二路与负载R的一端连接，所述滤波电容C的另一端分为两路，第一路与电流采集器的输入端连接，第二路接地，所述负载R的另一端分为两路，第一路与电压采集器的另一个输入端连接，第二路接地。

如图1和图2所示，本发明实施例还公开了一种基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制方法，包括如下步骤：

1)对降压斩波器buck建立数学模型：

选择开关函数u。当u＝1时，S>0；u＝0时，S<0；u＝1或0代表电压驱动式功率器件V的开关逻辑状态，S为滑模面。其中u＝1时V开通，u＝0时V关断。

根据基尔霍夫电流和电压定律可得到电流平衡方程：

电压平衡方程：

其中V_s、V₀分别为降压变换器的瞬时输入、输出电压，i_L为电感电流。

2)定义滑模面S，选取状态变量构造状态方程：

S＝α₁x₁+α₂x₂+α₃x₃+α₄x₄＝J^Tx

其中J^T＝[α₁,α₂,α₃,α₄]为滑动系数，X＝[x₁,x₂,x₃,x₄]为根据被控对象buck斩波器的输出电压V₀构造的状态变量。x₁为电压误差，x₂为电压误差变化率，x₃为电压误差的积分，x₄为电压误差的二重积分，V_ref为参考电压。即：

x₁＝V_ref-V₀；

x₃＝∫(V_ref-V₀)dt；x₄＝∫∫(V_ref-V₀)dt；

系统动态模型如下：

x₃＝(V_ref-V₀)；x₄＝∫(V_ref-V₀)dt；

3)检验滑模面的存在条件：

根据李雅普诺夫函数，为了保证滑模状态的存在，必须保证

当S→0⁺时，S'＜0，u＝1，得：

当S→0^-时，S'＞0，u＝0，得：

联合上述条件，得到系统稳态工作的存在条件为：β₁i_c(max)-β₂x_1(min)-β₃x_3(min)＜V_0(ss)和-β₁i_c(min)+β₂x_1(max)+β₃x_3(max)＜V_s(min)-V_0(ss)

其中，V_0(ss)为预期Buck斩波器输出电压，i_c(max)和i_c(min)分别为稳态时电容电流最大值和最小值；x_1(max)和x_1(min)分别为稳态电压误差的最大值和最小值；x_3(max)和x_3(min)分别为稳态电压误差积分的最大值和最小值。β₁,β₂,β₃为控制器的固定增益系数，

4)得到变换器控制信号u_n：

为了得到实际占空比信号δ，引入切换函数u_sw：

其中，当

时，

当

时，

K、γ是趋近律参数，

为符号函数。增大K值，增大趋近滑模面的速度；减小K值，减小趋近滑模面的速度。γ是为了消除由于切换函数导致的系统在滑模面附近的抖振，调整γ的值可以改变其作用宽度。等速趋近律下的滑模控制器不仅提高了系统在远离滑模面的趋近速度，而且有效地抑制了系统状态轨迹在滑模切换面时的固有抖振现象。

根据不变性条件得到等效控制率u_eq：

最后得到控制信号u_n：u_n＝u_eq+u_sw。取斜坡信号u_ramp＝1，实际占空比信号为

其中，变换器稳定性条件如下：

系统雅克比矩阵所有特征根的实部均为负，则变换器是稳定的。

将S＝α₁x₁+α₂x₂+α₃x₃+α₄x₄＝J^Tx＝0拉普拉斯变换得到：

由劳斯-赫尔维茨稳定判据，选取α₁,α₂,α₃,α₄＞0,且α₁·α₃＞α₂·α₄通过为期望的动态响应设计滑动系数，稳定性条件能够自动满足。

滑模控制是一种非线性控制方法，通过设置合适的控制律及切换控制率，使系统状态轨迹运行在滑模面上，变换器就能实时跟踪参考电压，获得高精度的稳态输出，而此时变换器的输出电压由切换函数决定，对输入电压、负载变化等系统扰动具有较强的鲁棒性，非常适合降压斩波器buck功率调节应用，因此用滑模控制器替换常规的PWM控制器，能够使降压斩波器buck在更大的工作范围内获得更好的调节性能和动态性能。

本发明所述电路和方法在构造二重积分滑模面S的基础上，通过求得等效控制率u_eq并引入切换控制率u_sw来实现对不确定性和干扰的鲁棒性控制。本申请中将等效控制率u_eq和切换控制率u_sw结合转换为脉冲宽度调制器的实际占空比信号δ，从而控制功率开关器件的导通关断；本申请相使用电压状态变量，容易检测。

Claims (8)

1.一种基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制电路，其特征在于：包括降压斩波器buck、脉冲宽度调制器PWM、二重积分滑模变换器DISMC、电压采样器和电流采样器；所述电压采样器的输入端分为两路，第一路与降压斩波器buck中输入电源的正极连接，第二路与降压斩波器buck中输出端电阻R连接，所述电压采样器的输出端分为两路，第一路为降压斩波器buck的输入电压V_s，第二路为降压斩波器buck的输出电压V₀，分别与二重积分滑模变换器DISMC的第一输入端以及第二输入端相连；所述电流采样器的输入端与降压斩波器buck中滤波电容C相连，所述电流采样器的输出端与二重积分滑模变换器DISMC的第四输入端相连；所述二重积分滑模变换器DISMC的第三输入端为参考电压V_ref输入信号端，所述二重积分滑模变换器DISMC输出端与脉冲宽度调制器PWM输入端相连；所述脉冲宽度调制器PWM与降压斩波器buck中电压驱动式功率器件V的栅极连接，通过改变输出脉冲的占空比d来获得降压变换器buck所需的输出电压；

电压采样器用于实时采集降压变换器buck的输入电压V_s和输出电压V₀，电流采样器用于实时采集降压变换器buck的电容电流i_c，电压采样器以及电流采样器采集到的数据经过二重积分滑模控制器DISMC进行处理得到实际占空比信号δ，再经过所述脉冲宽度调制器PWM比较后输出PWM波，通过PWM波控制电压驱动式功率器件V的导通或截止。

2.如权利要求1所述的基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制电路，其特征在于：

所述降压斩波器包括电压源V_s、电压驱动式功率器件V、二极管VD、电感L、滤波电容C和负载R；所述电压源V_s的正极分为两路，第一路与电压驱动式功率器件V的源极相连，第二路与电压采样器的一个输入端连接，电压源V_s的负极接地；所述电压驱动式功率器件V的栅极与脉冲宽度调制器PWM的信号输出端连接，所述电压驱动式功率器件V的漏极分为两路，第一路与电感L的一端连接，第二路与二极管VD的阴极连接，所述二极管VD的阳极接地，所述电感L的另一端分为两路，第一路与滤波电容C的一端连接，第二路与负载R的一端连接，所述滤波电容C的另一端分为两路，第一路与电流采集器的输入端连接，第二路接地，所述负载R的另一端分为两路，第一路与电压采集器的另一个输入端连接，第二路接地。

3.一种基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制方法，其特征在于包括如下步骤：

对降压斩波器buck建立数学模型；

定义滑模面S，选取状态变量构造状态方程；

检验滑模面的存在条件；

得出变换器控制信号u_n。

4.如权利要求3所述的基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制方法，其特征在于，对降压斩波器buck建立数学模型的方法如下：

选择开关函数u，当开关函数u＝1时，S>0；开关函数u＝0时，S<0；开关函数u＝1或0代表电压驱动式功率器件V的开关逻辑状态，S为滑模面，其中u＝1时电压驱动式功率器件V导通，u＝0时电压驱动式功率器件V关断；

根据基尔霍夫电流和电压定律可得到电流平衡方程：

电压平衡方程：

其中V_s、V₀分别为降压斩波器buck的瞬时输入、输出电压，i_L为降压斩波器buck的电感电流。

5.如权利要求4所述的基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制方法，其特征在于，定义滑模面S，选取状态变量构造状态方程的方法如下：

S＝α₁x₁+α₂x₂+α₃x₃+α₄x₄＝J^Tx

其中J^T＝[α₁,α₂,α₃,α₄]为滑动系数，X＝[x₁,x₂,x₃,x₄]为根据被控对象降压斩波器buck的输出电压V₀构造的状态变量；x₁为电压误差，x₂为电压误差变化率，x₃为电压误差的积分，x₄为电压误差的二重积分，V_ref为参考电压，即：

x₁＝V_ref-V₀；

x₃＝∫(V_ref-V₀)dt；x₄＝∫∫(V_ref-V₀)dt；

系统动态模型如下：

x₃＝(V_ref-V₀)；x₄＝∫(V_ref-V₀)dt。

6.如权利要求5所述的基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制方法，其特征在于，检验滑模面的存在条件的方法如下：

根据李雅普诺夫函数，为了保证滑模状态的存在，必须保证

当S→0⁺时，S'＜0，u＝1，得：

当S→0^-时，S'＞0，u＝0，得：

联合上述条件，得到系统稳态工作的存在条件为：

β₁i_c(max)-β₂x_1(min)-β₃x_3(min)＜V_0(ss)和-β₁i_c(min)+β₂x_1(max)+β₃x_3(max)＜V_s(min)-V_0(ss)

其中，V_0(ss)为预期降压斩波器buck输出电压，i_c(max)和i_c(min)分别为稳态时降压斩波器buck的电容电流最大值和最小值；x_1(max)和x_1(min)分别为稳态电压误差的最大值和最小值；x_3(max)和x_3(min)分别为稳态电压误差积分的最大值和最小值；β₁,β₂,β₃为控制器的固定增益系数，

7.如权利要求6所述的基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制方法，其特征在于，得到变换器控制信号u_n的方法如下：

为了得到实际占空比信号δ，引入切换函数u_sw：

其中，当

时，

当

时，

K、γ是趋近律参数，

为符号函数；增大K值，增大趋近滑模面的速度；减小K值，减小趋近滑模面的速度；γ是为了消除由于切换函数导致的系统在滑模面附近的抖振，调整γ的值可以改变其作用宽度；

根据不变性条件得到等效控制率u_eq：

最后得到控制信号u_n：

u_n＝u_eq+u_sw，取斜坡信号u_ramp＝1，实际占空比信号为

8.如权利要求7所述的基于等速趋近率下DC-DC变换器滑模控制方法，其特征在于，变换器稳定性条件如下：

系统雅克比矩阵所有特征根的实部均为负，则变换器是稳定的；

将S＝α₁x₁+α₂x₂+α₃x₃+α₄x₄＝J^Tx＝0拉普拉斯变换得到：

由劳斯-赫尔维茨稳定判据，选取α₁,α₂,α₃,α₄＞0,且α₁·α₃＞α₂·α₄通过为期望的动态响应设计滑动系数，稳定性条件能够自动满足。

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