CN110972364A - 高功率因数的恒流控制器及恒流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种恒流控制器及恒流控制方法。该恒流控制器具有第一电源端、第二电源端、采样端和驱动端，并且该恒流控制器包括：电源发生器，与第一电源端和第二电源端分别连接，电源发生器适于提供供电电源；参考电压发生器，适于产生参考电压；数字误差生成器，连接采样端，数字误差生成器适于根据采样端上的电感电流采样电压和参考电压生成数字误差信号；数字积分器，适于对数字误差信号进行积分，以生成数字积分误差信号；PWM发生器，适于根据数字积分误差信号生成PWM信号；以及PWM驱动器，适于根据PWM信号产生驱动信号并提供至驱动端。本发明的恒流控制器具有良好的可靠性、一致性。

Description

高功率因数的恒流控制器及恒流控制方法

技术领域

本发明主要涉及开关电源，尤其涉及一种恒流控制器及恒流控制方法。

背景技术

开关电源是一种电压转换电路，主要用于升压和降压，并广泛应用于现代电子产品中。例如发光二极管(LED)光源普遍使用开关电源作为其供电电源。降压(Buck)恒流驱动是目前主流的LED驱动方式。

在一些对电网要求比较高的场合中，需要保证电网系统尽可能低的谐波干扰。在这些场合中驱动LED就需要在恒流驱动电源中添加功率因素校正功能，以降低给电网带来谐波污染。因此，在较高要求的应用场合下高功率因数是LED恒流驱动电源必需具备的性能型指标。

图1示例传统的高功率因数LED恒流驱动系统的原理图。如图1所示，恒流驱动系统100由一个输入整流器110、一个降压恒流驱动级120及输出负载130三部分构成。输入整流器110由二极管D1、D2、D3和D4以及电容Cin组成。降压恒流驱动级120由一个恒流控制器121、一个供电电阻R1、一个供电电容C1、一个供电反馈二极管D5、一个供电反馈电阻R2、一个补偿电容C2、一个电流采样电阻R_CS、一个功率开关M1、一个续流二极管D6以及一个功率电感L_S构成。恒流控制器121包括电源发生器1211、参考电压发生器1212、误差放大器1213、比较器1214、锯齿波发生器1215、PWM发生器1216和PWM驱动器1217。

如图1所示，交流(AC)输入电压首先通过输入整流器110整流，并经过输入电容Cin滤波后形成降压型恒流驱动级120的输入电压。恒流控制器121通过控制功率开关M1实现能量向输出负载130传递。在恒流控制器121中，误差放大器1213通过比较电流采样电阻R_CS和参考电压发生器生成的参考电压Vref生成误差信号V_EA。比较器1214通过比较误差信号V_EA和锯齿波发生器1215生成的锯齿波V_SAW生成PWM信号。PWM信号经PWM驱动器1217放大后，控制功率开关M1的通断。另外，误差放大器1213输出的误差信号V_EA还对补偿电容C2进行充放电。为了使控制环路具有较低的单位增益带宽(例如10Hz以下)，补偿电容的电容值通常较大(例如约为1uF)。

当恒流驱动系统100应用于潮湿、多尘等环境时，补偿电容C2容易漏电，进而导致恒流驱动系统100不能稳定工作。图2是补偿电容发生漏电时的等效示意图。参考图2所示，由于高压，电源端VDD与补偿端COM之间会产生寄生电阻R_p1，该寄生电阻R_p1构成高压对补偿电容C2的漏电流通道，因此补偿电容C2上电压增加，恒流控制器121输出的控制信号中的打开时间Ton变大，降压恒流驱动级120的输出电流相应变大。与之相对应，补偿端COM与地GND之间会产生寄生电阻R_p2，该寄生电阻R_p2构成补偿电容C2对地的漏电流通道，因此补偿电容C2上电压下降，恒流控制器121输出的控制信号中的打开时间Ton变小，降压恒流驱动级120的输出电流相应变小。

因此，传统的恒流驱动系统100具有如下缺点：

(1)当恒流驱动系统100所处的环境发生变化，降压恒流驱动级120的输出电流会相应地发生波动。当输出电流产生严重波动时，会导致LED发生闪烁，并且导致恒流驱动系统100的功率因数低。

(2)恒流驱动系统100中的补偿电容C2的偏差不能太大以及温度特性要好，但高要求的补偿电容将会增加系统成本。若补偿电容C2采用贴片电容，在生产过程中由于贴片电容易受到应力的作用而导致电容功能失效。

(3)恒流驱动系统100要求控制环路具有较低的单位增益带宽，这就要求补偿电容C2具有较大的电容值。这就导致在初始状态下补偿电容C2从零电位建立至平衡状态需要较长的时间。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种恒流控制器及恒流控制方法，其具有良好的可靠性、一致性。

为解决上述技术问题，本发明的一方面提供了一种恒流控制器，具有第一电源端、第二电源端、采样端和驱动端，并且该恒流控制器包括：电源发生器，与该第一电源端和该第二电源端分别连接，该电源发生器适于提供供电电源；参考电压发生器，适于产生参考电压；数字误差生成器，连接该采样端，该数字误差生成器适于根据该采样端上的电感电流采样电压和该参考电压生成数字误差信号；数字积分器，适于对该数字误差信号进行积分，以生成数字积分误差信号；PWM发生器，适于根据该数字积分误差信号生成PWM信号；以及PWM驱动器，适于根据该PWM信号产生驱动信号并提供至该驱动端。

在本发明的一实施例中，该数字误差生成器包括：误差放大器，适于根据该电感电流采样电压和该参考电压生成误差电流信号；以及模数转换器，适于根据该误差电流信号生成该数字误差信号。

在本发明的一实施例中，该数字误差生成器包括：误差放大器，适于根据该电感电流采样电压和该参考电压生成误差电压信号；以及压控振荡器，适于根据该误差电压信号生成脉冲信号，该脉冲信号作为该数字误差信号。

在本发明的一实施例中，该PWM发生器包括：数字采样器，适于采样所述数字积分误差信号，以生成第一时钟信号；以及模数转换器，适于根据该第一时钟信号生成该PWM信号。

在本发明的一实施例中，该PWM发生器还包括振荡器，适于产生第二时钟信号并提供至该数字采样器。

在本发明的一实施例中，该恒流控制器还包括初始值设定器，适于设定该数字积分器的初始值。

在本发明的一实施例中，该恒流控制器还包括积分步进控制器，适于控制该数字积分器的积分步进。

在本发明的一实施例中，该恒流控制器还包括采样电压生成器，适于在电感退磁阶段生成该电感电流采样电压。

在本发明的一实施例中，该恒流控制器还包括保护模块，适于在温度超过阈值、短路和开路中的至少一者发生时控制该PWM驱动器停止产生该驱动信号。

本发明的另一方面提供了一种恒流控制方法，该方法包括：产生参考电压；根据一电感电流采样电压和该参考电压生成数字误差信号；对该数字误差信号进行积分，以生成数字积分误差信号；根据该数字积分误差信号生成PWM信号；以及根据该PWM信号产生适于控制功率开关管通断的驱动信号。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明的高功率因数的恒流控制器内集成有数字积分器实现了传统的恒流驱动系统中的补偿电容的功能。由于数字积分器不会受到潮湿、多尘等环境的影响，并且也不存在贴片电容受到应力影响而失效的情形，因此，本发明的高功率因数的恒流控制器可以大大地提高恒流驱动系统的可靠性。另外，相较于补偿电容，数字积分器具有较好的一致性，可以使功率开关的导通时间保持一致，可以使恒流驱动系统具有良好的一致性。此外，本发明的高功率因数的恒流控制器还可以在上电初始阶段对数字积分器的初始值进行设置，可以有效地降低建立时间。最后，本发明的高功率因数的恒流控制器还可以对数字积分器的积分步进进行调整，可以调整控制环路的快慢。

附图说明

图1是传统的高功率因数LED恒流驱动系统的原理图。

图2是补偿电容发生漏电时的等效示意图。

图3是本发明一些实施例的浮地恒流驱动系统的原理图。

图4是本发明一些实施例的浮地恒流驱动系统的原理图。

图5是本发明一些实施例的浮地恒流驱动系统的原理图。

图6是本发明一些实施例的误差电压信号和压控振荡器产生的脉冲的波形示意图。

图7是本发明一些实施例的补偿电容的电压建立和数字积分器数值建立的比较示意图。

图8是本发明一些实施例的步进调整的示意图。

图9是本发明一些实施例的共地恒流驱动系统的原理图。

图10是本发明一些实施例的恒流驱动控制方法的流程图。

具体实施方式

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其它不同于在此描述的其它方式来实施，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。

如本申请和权利要求书中所示，除非上下文明确提示例外情形，“一”、“一个”、“一种”和/或“该”等词并非特指单数，也可包括复数。一般说来，术语“包括”与“包含”仅提示包括已明确标识的步骤和元素，而这些步骤和元素不构成一个排它性的罗列，方法或者设备也可能包含其他的步骤或元素。

应当理解，当一个元件被称为“在另一个元件上”、“连接到另一个元件”、“耦合于另一个元件”或“接触另一个元件”时，它可以直接在该另一个元件之上、连接于或耦合于、或接触该另一个元件，或者可以存在插入元件。相比之下，当一个元件被称为“直接在另一个元件上”、“直接连接于”、“直接耦合于”或“直接接触”另一个元件时，不存在插入元件。同样的，当第一个元件被称为“电接触”或“电耦合于”第二个元件，在该第一元件和该第二元件之间存在允许电流流动的电路径。该电路径可以包括电容器、耦合的电感器和/或允许电流流动的其它元件，甚至在导电元件之间没有直接接触。

图3是本发明一些实施例的浮地恒流驱动系统的原理图。参考图3所示，恒流驱动系统200包括一个输入整流器210、一个降压(Buck)恒流驱动级220及输出负载230。输入整流器210包括二极管D1、D2、D3和D4以及电容Cin。降压恒流驱动级220由一个恒流控制器221、一个供电电阻R1、一个供电电容C1、一个供电反馈二极管D5、一个供电反馈电阻R2、一个电流采样电阻R_CS、一个功率开关M1、一个续流二极管D6以及一个功率电感L_S构成。与图1所示的恒流驱动系统100相比，本实施例的恒流驱动系统200至少省去了补偿电容C2。如图3所示，交流输入信号Vac经过输入整流器210整流后输入降压型恒流驱动级220。恒流控制器221控制功率开关M1导通及关断，使能量传递到输出负载230，并使流过LED负载的电流保持恒定。

进一步，恒流控制器221具有第一电源端HV、第二电源端VSS、采样端CS和驱动端DRA。供电电阻R1的第一端连接输入整流器210的高压输出端，第二端连接第一电源端HV。供电电容C1的第一端连接第一电源端HV，第二端连接第二电源端VSS。驱动端DRA连接功率开关M1的控制端。续流二极管D6的一端接地，另一端连接功率开关M1的第一端(如漏端)。电流采样电阻R_CS的第一端连接功率开关M1的第一端，第二端连接第二电源端VSS。采样端CS连接功率开关M1的第一端。功率电感Ls的第一端连接电流采样电阻R_CS的第二端，第二端与输出负载230连接。功率电感Ls与输出负载230串联。供电反馈电阻R2与供电反馈二极管D5串联，且整体串联在第一电源端HV和功率电感Ls的第二端之间。功率开关M1的第二端(如源端)连接至输入整流器210的高压输出端。

恒流控制器221包括电源发生器2211、参考电源发生器2212、数字误差生成器2213、数字积分器2214、PWM发生器2215和PWM驱动器2216。

电源发生器2211可以与第一电源端HV和第二电源端VSS分别连接，并可以生成恒流控制器221中各部件所需的供电电源VDD和/或偏置电流Ib。在一些实施例中，电源发生器2211可以包括低压差稳压器(Low-dropout regulator，LDO)。

参考电压发生器2212可以产生参考电压。该参考电压可以用于与采样端CS的电压进行比较，以确定出误差信号。

数字误差生成器2213连接采样端CS。数字误差生成器2213可以根据采样端CS上的电感电流采样电压和参考电压生成数字误差信号。

图4是本发明一些实施例的浮地恒流驱动系统的原理图。参考图4所示，数字误差生成器2213可以包括误差放大器2213a和模数转换器2213b。误差放大器2213a可以根据电感电流采样电压和参考电压生成误差电流信号。在一些实施例中，误差放大器2213a可以是跨导放大器。例如，误差放大器2213a可以是Sigma-Delta调制器。模数转换器2213b可以根据误差电流信号生成数字误差信号。

图5是本发明一些实施例的浮地恒流驱动系统的原理图。参考图5所示，数字误差生成器2213可以包括误差放大器2213c和压控振荡器2213d。误差放大器2213c可以根据电感电流采样电压和参考电压生成误差电压信号V_E。压控振荡器2213d可以根据该误差电压信号V_E生成脉冲信号P_VCO，该脉冲信号P_VCO可以作为数字误差信号。图6是本发明一些实施例的误差电压信号和压控振荡器产生的脉冲的波形示意图。参考图6所示，脉冲信号P_VCO的占空比随着误差电压信号V_E的电压值变化。在一些实施例中，脉冲信号P_VCO的占空比与误差电压信号V_E的电压值近似成正比。具体来说，当误差电压信号V_E具有较大的电压值时，脉冲信号P_VCO具有较大的占空比，当误差电压信号V_E具有较较小的电压值时，脉冲信号P_VCO具有较小的占空比。

继续参考图3所示，数字积分器2214可以对数字误差信号进行积分，以生成数字积分误差信号。数字积分器2214对数字误差信号进行积分后可以得到多位二进制数字信号。在一些实施例中，数字误差生成器2213和数字积分器2214的整体带宽为5-25Hz。优选地，数字误差生成器2213和数字积分器2214的整体带宽为10Hz以下。

PWM发生器2215可以根据数字积分器2214生成的数字积分误差信号生成PWM信号。参考图4和/或图5所示，PWM发生器2215可以包括数字采样器2215a和模数转换器2215b。数字采样器2215a可以采样数字积分误差信号，以生成第一时钟信号CLKP。模数转换器2215b可以根据第一时钟信号CLKP生成PWM信号。在一些实施例中，PWM发生器2215还包括振荡器2215c。振荡器2215c可以产生第二时钟信号，并将该第二时钟信号提供至数字采样器2215a，作为数字采样器2215a的采样时钟。

PWM驱动2216可以跟PWM发生器2215生成的PWM信号产生驱动信号，并将该驱动信号提供至驱动端DRA。在一些实施例中，PWM驱动器2216可以对PWM信号进行整形、放大以生成驱动信号，使驱动信号具有较强的驱动能力。

上述实施例通过集成在恒流控制器221内的数字积分器2214实现了图1所示实施例中的补偿电容C2的功能。数字积分器2214不会受到潮湿、多尘等环境的影响，并且也不存在贴片电容受到应力影响而失效的情形。因此，恒流控制器221可以大大地提高恒流驱动系统200的可靠性。另外，相较于补偿电容C2，数字积分器2214具有较好的一致性，可以使功率开关M1的导通时间保持一致。

继续参考图3所示，恒流控制器221可以还包括初始值设定器2217。初始值设定器2217可以用于设定数字积分器2214的初始值。图7是本发明一些实施例的补偿电容的电压建立和数字积分器数值建立的比较示意图。参考图7的上半部分所示，在恒流驱动系统100刚上电时，补偿电容C2的电压Vcom是从零开始建立，需要经过时间t_set1才能基本稳定，此时调整环路速度缓慢。参考图7下半部分所示，在恒流驱动系统200刚上电时，初始值设定器2217可以将数字积分器2214的初始值设定为码字Code₁至码字Code_n中任一个，此时数字积分器2214无需从零开始积分，经过时间t_set2即可基本稳定在码字Code_nor。该码字可以是二进制数。可见，相较于具有补偿电容C2的恒流驱动系统100，本实施例的恒流驱动系统200可以大幅度地降低建立时间，同时在调整过程中环路响应快。

恒流控制器221可以还包括积分步进控制器2218。积分步进控制器2218可以控制数字积分器2214的积分步进。在一些实施例中，积分步进控制器2218可以通过使数字积分器2214累加时调整不同的进制位来实现积分步进的调整。图8是本发明一些实施例的步进调整的示意图。参考图8所示，当控制信号ctrl处于第一电平(例如高电平)，在累加时数字积分器2214将从码字的b8位开始累加改变值，此时码字的b0-b7位不变。如此，可以使码字从较高的进制位开始变化，具有较大的积分步进，从而使环路控制具有较快的速度。当控制信号ctrl处于第二电平(例如低电平)，在累加时数字积分器2214将从码字的b0位开始累加改变值。此时，码字从较低的进制位开始变化，具有较小的积分步进，从而使环路控制具有较慢的速度，以满足整个环路带宽要求。需要说明的是，在控制信号ctrl处于第一电平时，数字积分器2214可以从任意高进制位累加改变值，而不限于如图8所示的b8位。在一些实施例中，在上电初始阶段，积分步进控制器2218使数字积分器2214具有较大的积分步进，使环路控制具有较快的速度；在工作一段时间之后，积分步进控制器2218使数字积分器2214具有较小的积分步进，使环路控制具有较慢的速度，以满足整个环路带宽要求。

在一些实施例中，恒流控制器221可以还包括保护模块2219。保护模块2219可以在温度超过阈值、短路和开路中的至少一者发生时控制该PWM驱动器2216停止产生驱动信号。

图9是本发明一些实施例的共地恒流驱动系统的原理图。参考图9所示，恒流驱动系统300包括一个输入整流器310、一个降压(Buck)恒流驱动级320及输出负载330。输入整流器310包括二极管D1、D2、D3和D4以及电容Cin。降压恒流驱动级320由一个恒流控制器321、一个供电电阻R1、一个供电电容C1、一个电流采样电阻R_CS、一个功率开关M1、一个续流二极管D5、一个功率电感L_S以及一个输出电容C2构成。与恒流驱动系统200相同，恒流驱动系统300省去了补偿电容。如图9所示，交流输入信号Vac经过输入整流器310整流后输入降压型恒流驱动级320。恒流控制器321控制功率开关M1导通及关断，使能量传递到输出负载330，并使流过LED负载的电流保持恒定。

进一步，恒流控制器321具有第一电源端HV、第二电源端VSS、采样端CS和驱动端DRA。供电电阻R1的第一端连接输入整流器310的高压输出端，第二端连接第一电源端HV。供电电容C1的第一端连接第一电源端HV，第二端连接第二电源端VSS。第二电源端VSS接地。驱动端DRA连接功率开关M1的控制端。续流二极管D6的第一端连接第二电源端VSS，第二端连接功率开关M1的第一端(如漏端)。电流采样电阻R_CS的第一端连接续流二极管D6的第一端，第二端连接第二电源端VSS。采样端CS连接电流采样电阻R_CS的第一端。功率电感Ls的第一端连接功率开关M1的第一端，第二端与输出负载330连接。功率电感Ls与输出负载230串联。输出电阻C2的一端连接功率电感Ls的第二端，另一端连接第二电源端VSS。功率开关M1的第二端(如源端)连接至输入整流器310的高压输出端。

恒流控制器321包括电源发生器3211、参考电源发生器3212、数字误差生成器3213、数字积分器3214、PWM发生器3215、PWM驱动器3216和采样电压生成器3220。在一些实施例中，恒流控制器321还可以包括初始值设定器3217、积分步进控制器3218和保护模块中3219中的一者或多者。电源发生器3211、参考电源发生器3212、数字误差生成器3213、数字积分器3214、PWM发生器3215、PWM驱动器3216、初始值设定器3217、积分步进控制器3218和保护模块中3219与电源发生器2211、参考电源发生器2212、数字误差生成器2213、数字积分器2214、PWM发生器2215、PWM驱动器2216、初始值设定器2217、积分步进控制器2218和保护模块中2219基本相同，因此在此不再对这些部件展开描述。

与恒流控制器221相比，恒流控制器321主要还包括采样电压生成器3220。采样电压生成器3220在功率电感Ls退磁阶段生成电感电流采样电压。如此，避免了在功率电感Ls退磁阶段，电流采样电阻R_CS上不存在电压，无法进行恒流控制的发生。在一些实施例中，采样电压生成器3220可以取在功率电感Ls的一个励磁阶段，电流采样电阻R_CS上的电压值的平均值。在一些实施例中，在一些实施例中，采样电压生成器3220可以取在功率电感Ls的一个励磁阶段，电流采样电阻R_CS上的电压值的峰值。

在一些实施例中，恒流控制器可以单独构成一个芯片。在一些实施例中，恒流控制器可以与功率开关组成一个芯片，其中恒流控制器的控制端连接功率开关的控制端。

图10是本发明一些实施例的恒流驱动控制方法的流程图。参考图10所示，恒流驱动控制方法400可以包括：

步骤410：产生参考电压；

步骤420：根据一电感电流采样电压和参考电压生成数字误差信号；

步骤430：对数字误差信号进行积分，以生成数字积分误差信号；

步骤440：根据数字积分误差信号生成PWM信号；

步骤450：根据PWM信号产生适于控制功率开关管通断的驱动信号。

虽然本发明已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可作出各种等效的变化或替换，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。

Claims (10)

1.一种恒流控制器，具有第一电源端、第二电源端、采样端和驱动端，并且该恒流控制器包括：

电源发生器，与该第一电源端和该第二电源端分别连接，该电源发生器适于提供供电电源；

参考电压发生器，适于产生参考电压；

数字误差生成器，连接该采样端，该数字误差生成器适于根据该采样端上的电感电流采样电压和该参考电压生成数字误差信号；

数字积分器，适于对该数字误差信号进行积分，以生成数字积分误差信号；

PWM发生器，适于根据该数字积分误差信号生成PWM信号；以及

PWM驱动器，适于根据该PWM信号产生驱动信号并提供至该驱动端。

2.根据权利要求1所述的恒流控制器，其特征在于，该数字误差生成器包括：

误差放大器，适于根据该电感电流采样电压和该参考电压生成误差电流信号；以及

模数转换器，适于根据该误差电流信号生成该数字误差信号。

3.根据权利要求1所述的恒流控制器，其特征在于，该数字误差生成器包括：

误差放大器，适于根据该电感电流采样电压和该参考电压生成误差电压信号；以及

压控振荡器，适于根据该误差电压信号生成脉冲信号，该脉冲信号作为该数字误差信号。

4.根据权利要求1所述的恒流控制器，其特征在于，该PWM发生器包括：

数字采样器，适于采样所述数字积分误差信号，以生成第一时钟信号；以及

模数转换器，适于根据该第一时钟信号生成该PWM信号。

5.根据权利要求4所述的恒流控制器，其特征在于，该PWM发生器还包括振荡器，适于产生第二时钟信号并提供至该数字采样器。

6.根据权利要求1所述的恒流控制器，其特征在于，该恒流控制器还包括初始值设定器，适于设定该数字积分器的初始值。

7.根据权利要求1所述的恒流控制器，其特征在于，该恒流控制器还包括积分步进控制器，适于控制该数字积分器的积分步进。

8.根据权利要求1所述的恒流控制器，其特征在于，该恒流控制器还包括采样电压生成器，适于在电感退磁阶段生成该电感电流采样电压。

9.根据权利要求1所述的恒流控制器，其特征在于，该恒流控制器还包括保护模块，适于在温度超过阈值、短路和开路中的至少一者发生时控制该PWM驱动器停止产生该驱动信号。

10.一种恒流控制方法，该方法包括：

产生参考电压；

根据一电感电流采样电压和该参考电压生成数字误差信号；

对该数字误差信号进行积分，以生成数字积分误差信号；

根据该数字积分误差信号生成PWM信号；以及

根据该PWM信号产生适于控制功率开关管通断的驱动信号。

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