JP5799229B2 - 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具に関するものである。

特許文献１（特許第４，４２０，７４５号公報）によれば、照明用ＬＥＤの点灯駆動回路において、ＤＣ電流レベルの増減で調光を行い、そのＤＣ電流レベルの増減によるＬＥＤの色温度の変化を防止する為に、調光時のＤＣ電流にピーク電流レベルを一定に設定したパルス電流を重畳させることが提案されている。また、特許文献２（特開２００９−２７７５１４号公報）によれば、ＬＥＤ負荷に第１の電流と第２の電流を交互に供給する点灯回路を備え、第１の電流はＬＥＤ負荷が所定の色を発する定格近傍の電流とし、第２の電流は調光信号部からの調光信号を受けて電流を可変とすることにより、ＬＥＤが発光する色のシフトを少なくしながら調光する技術が開示されている。

特許文献３（特開２００７−２３４４１５号公報）によれば、調光下限付近では、直流電源部から照明用ＬＥＤに一定の直流電流を供給すると共に、前記直流電流の一部を分流する分流回路を照明用ＬＥＤと並列に設けることにより、照明用ＬＥＤを低光束まで安定に調光点灯させる技術が開示されている。

特許第４，４２０，７４５号公報（図２） 特開２００９−２７７５１４号公報（図１） 特開２００７−２３４４１５号公報（図１０−図１２）

特許文献３では、分流回路に間欠電流ではなく、定常電流を流す構成となっていたので、不飽和領域で動作する能動素子やその制御回路が必要であった。これに対して、分流回路に間欠電流を流す構成とすれば、能動素子はオンオフ制御だけで良いから、制御が容易となる。その反面、電流・電圧波形を解析してみると、分流回路に流れる間欠電流によって、浮遊容量や寄生インダクタンスに起因する振動電流が発生する恐れがあることが分かった。

そこで、その振動電流をむしろ有用な電流として活用し、従来のような電流レベルが一定のパルス電流（特許文献１、２参照）に代えて、時間的にレベルが変化する過渡電圧または過渡電流を重畳させるように構成すれば、簡単な構成でＬＥＤの発光強度のばらつきを解消したり、ちらつきを低減できるとの知見を得た。特許文献１、２の技術では、ＬＥＤの色温度の変化を防止する為に、電流レベルが一定のパルス電流を重畳させる必要があるので、回路構成が複雑になるという課題があった。

本発明は、このような知見に基づいてなされたものであり、半導体発光素子の調光下限付近において、間欠的な電流分流制御による過渡現象を利用して時間的にレベルが変化する過渡電圧または過渡電流を半導体発光素子に重畳させることにより、色温度の変化は許容しつつ、発光強度のばらつきやちらつきを低減することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、半導体発光素子２に直流電流を供給する直流電源（コンバータ回路１）と、前記直流電源または前記半導体発光素子２と並列に接続された分流抵抗Ｒ１とスイッチング素子Ｑ２の直列回路（分流回路５）と、前記分流抵抗Ｒ１と並列または直列に接続されたリアクタンス要素（コンデンサＣ２）とを備え、前記スイッチング素子Ｑ２のオン時またはオフ時に前記リアクタンス要素に生じる過渡電圧または過渡電流を前記半導体発光素子２に重畳させることを特徴とするものである。

また、請求項１の発明は、前記リアクタンス要素はコンデンサＣ２を含むことを特徴とする（図１）。

さらに、請求項１の発明は、前記分流抵抗Ｒ１は前記スイッチング素子Ｑ２のオフ時に前記コンデンサＣ２の電荷を放電する放電抵抗を兼ねることを特徴とする（図１）。

本願の別の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、半導体発光素子２に直流電流を供給する直流電源（コンバータ回路１）と、前記直流電源または前記半導体発光素子２と並列に接続された分流抵抗Ｒ１とスイッチング素子Ｑ２の直列回路（分流回路５）と、前記分流抵抗Ｒ１と並列または直列に接続されたリアクタンス要素（コンデンサＣ２）とを備え、前記スイッチング素子Ｑ２のオン時またはオフ時に前記リアクタンス要素に生じる過渡電圧または過渡電流を前記半導体発光素子２に重畳させることを特徴とするものである。また、本願の別の発明は、前記リアクタンス要素はコンデンサＣ２を含むことを特徴とする（図１）。さらに、本願の別の発明は、前記分流抵抗Ｒ１は前記スイッチング素子Ｑ２のオフ時に前記コンデンサＣ２に電荷を充電する充電抵抗を兼ねることを特徴とする（図１１）。

請求項２の発明は、請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記分流抵抗Ｒ１は巻線型抵抗器であり、前記リアクタンス要素は前記巻線型抵抗器のインダクタンス成分Ｌ２を含むことを特徴とする（図１２）。

請求項３の発明は、請求項１または請求項２記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記リアクタンス要素はＬＣ共振回路を含むことを特徴とする（図７）。

請求項４の発明は、請求項３記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記分流抵抗Ｒ１は前記ＬＣ共振回路のＱを低下させるダンパー抵抗を兼ねることを特徴とする（図７）。

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記スイッチング素子Ｑ２は調光下限付近でオンオフ駆動され、前記直流電源は、前記スイッチング素子Ｑ２がオンオフ駆動される調光下限付近では、全点灯時に比べて小さい略一定の電流を出力するように制御されることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、第２の分流抵抗と第２のスイッチング素子の直列回路（第２の分流回路６）を前記直流電源と並列に接続したことを特徴とする（図９）。

請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置を備える照明器具である。

本発明によれば、調光下限付近では、間欠的な電流分流制御を利用して時間的にレベルが変化する過渡電圧または過渡電流を半導体発光素子に重畳させることができるから、半導体発光素子の色温度の変化は許容しつつ、発光強度のばらつきやちらつきを低減することができる。また、スイッチング素子のオンオフ周波数を適切に設定することで、ビデオ撮影時においてもフリッカが生じないように制御することができる。さらに、定格点灯時や調光下限付近以外の調光点灯時においては、間欠的な電流分流制御のためのスイッチング素子をオフさせておくことで、自動的に過渡電圧、過渡電流の重畳を停止させることができる。これにより、分流抵抗による電力ロスは発生しないし、余分な過渡電圧、過渡電流によるノイズ等の弊害も発生しない。

本発明の実施形態１の回路図である。 本発明の動作説明図である。 本発明と従来例の調光下限付近の点灯状態の違いを示す説明図である。 本発明の実施形態１の動作波形図である。 本発明の実施形態１の動作波形図である。 本発明の実施形態１の配線長を最短化したときの動作波形図である。 本発明の実施形態１の一変形例の回路図である。 本発明の実施形態１の一変形例の動作波形図である。 本発明の実施形態２の回路図である。 本発明の実施形態２の動作波形図である。 本発明の実施形態３の回路図である。 本発明の実施形態４の回路図である。 本発明の直流電源として用いるコンバータ回路の他の例を示す回路図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の回路図である。図１の点灯装置は、入力直流電源Ｖｄｃを電圧変換して、負荷となる半導体発光素子２に直流電流を供給するコンバータ回路１を備えている。コンバータ回路１は、絶縁型の高周波トランスＴ１と、その１次側巻線ｎ１に直列接続されたスイッチング素子Ｑ１と、２次側巻線ｎ２に直列接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１を介して充電される平滑コンデンサＣ１よりなるフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータ回路である。高周波トランスＴ１の１次側巻線ｎ１にはスナバ回路４を並列接続しておくことが一般的である。入力直流電源Ｖｄｃは、例えば商用交流電源を整流平滑した直流電源であっても良い。

スイッチング素子Ｑ１は制御回路３により数十［ｋＨｚ］の高周波でオンオフ制御される。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、入力直流電源ＶｄｃからトランスＴ１の１次側巻線ｎ１に漸増電流が流れて、トランスＴ１に電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の巻線電圧は反転し、トランスＴ１の２次側巻線ｎ２からダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に充電電流が流れる。平滑コンデンサＣ１は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して半導体発光素子２に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。スイッチング素子Ｑ１のオン幅を調節することにより、平滑コンデンサＣ１に供給されるエネルギーを調節できる。

試作機では、スイッチング素子Ｑ１の制御は、３０［ｋＨｚ］の固定周波数でオン幅を可変とした。また、コンデンサＣ１は１［μＦ］とし、半導体発光素子２は３２個（１６個×２）のＬＥＤを直列接続したＬＥＤモジュールを接続した。

半導体発光素子２が接続される出力コネクタＣＮ２と並列に分流抵抗Ｒ１とスイッチング素子Ｑ２の直列回路を接続し、分流抵抗Ｒ１と並列にリアクタンス要素としてコンデンサＣ２を接続した。分流抵抗Ｒ１は、２．７［ｋΩ］、３［Ｗ］の抵抗を２個直列接続したものを用いた。コンデンサＣ２は１１００［ｐＦ］とした。

スイッチング素子Ｑ２は全点灯時または調光下限付近以外の調光点灯時においては、オフ状態に維持されており、コンバータ回路１のスイッチング素子Ｑ１のオン幅を調節することにより半導体発光素子２を調光制御する。全点灯時には、半導体発光素子２には数百［ｍＡ］（例えば３００［ｍＡ］）程度の大きな電流が流れる。コンバータ回路１のスイッチング素子Ｑ１のオン幅を下限付近まで調節することにより、８［ｍＡ］程度まで点灯電流を絞ることが出来る。

この状態でスイッチング素子Ｑ２を数［ｋＨｚ］（試作機では５［ｋＨｚ］）の低周波でオンオフさせる。すると、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティ（一周期に占めるオン期間の割合）が大きくなるにつれて、抵抗Ｒ１に分流される電流が増加するので、半導体発光素子２に流れる点灯電流は減少し、調光度合いが深くなる。このとき、分流回路５には、時間的にレベル変化する過渡電圧が発生することを本発明者らは波形観測により確認した（図４参照）。

図４において、上段の波形図は、半導体発光素子２の順電圧Ｖｆ、コンデンサＣ２の電流Ｉｃ２、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖｇ２であり、下段の波形図は、その時間軸を拡大して表示した図である。時間軸を１０等分した１区画は、波形図の下欄に表示のように、上段の波形図では５０［μｓ］、下段の波形図では１００［ｎｓ］である。図中、波形図の左端（縦軸）に、４→、１→、２→のように表示されているのは、それぞれチャネルＣｈ４、Ｃｈ１、Ｃｈ２のゼロ点である。各チャネルＣｈ４、Ｃｈ１、Ｃｈ２の振幅軸の１区画（全８区画中）は、波形図の下欄に表示のように、それぞれ５０［Ｖ］、２［Ａ］、１０［Ｖ］である。以下の波形図においても、振幅スケール、時間スケールは波形図の下欄に表示されている。

図１の回路では、ダイオードＤ２が図示された箇所に挿入されていることにより、分流回路５に発生する過渡電圧は大容量の平滑コンデンサＣ１にクランプされることなく、半導体発光素子２に印加され、半導体発光素子２に過渡電流が流れる（図５参照）。

図５において、上段の波形図は、半導体発光素子２の順電圧Ｖｆ、順電流Ｉｆ、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖｇ２であり、下段の波形図は、その時間軸を拡大して表示した図である。チャネルＣｈ１（順電流Ｉｆ）の振幅軸の１区画は、１００［ｍＡ］としている。

図４、図５から明らかなように、半導体発光素子２の順電圧Ｖｆにはスイッチング素子Ｑ２がオンされるたびに過渡的な振動電圧が重畳される。これにより、図２（ａ）に示すように、ばらつきの大きい動作点Ｐから、ばらつきの小さい動作点Ｑまでの間で時間の経過と共に動作点がスイープする。その結果、ＬＥＤの色温度は変化してしまうが、低光束領域で発生する個々のＬＥＤの明るさのばらつきを解消できることを確認した（図３参照）。

図３は、１６個のＬＥＤを直列接続した光源モジュールを正面から撮影した画像であり、（ａ）は時間的に変化する過渡電圧を重畳した場合の点灯状態、（ｂ）は過渡電圧を重畳しない場合の点灯状態を示している。過渡電圧は図２（ｂ）に示すように、数［ｎｓ］〜数百［ｎｓ］という短時間の振動電圧で良く、ビデオ撮影時の干渉を避けるには、数［ｋＨｚ］の周期で印加するのが良い。

《動作原理の解析》
ところで、図１の分流回路５は、ＣＲ回路とスイッチング素子Ｑ２よりなる回路であるから、本来は振動電流は流れないはずである。ところが、図４、図５の波形図を見ると、実際には振動電流が流れていた。これはコンデンサＣ２の容量成分と共振するインダクタンス成分が何処かに存在していることを意味する。

本発明者らは、振動電流の原因を探求するべく、回路構成は図１と同じまま、コンデンサＣ２のリード線の長さを変えて、電流・電圧波形を観測してみた。図４、図５の波形を観測したときには、コンデンサＣ２は約１０［ｃｍ］のリード線を介して接続されていた。このリード線を可能な限り短くして、波形を観測してみると、図６のような結果となり、振動電流が小さくなり、それに伴ない、過渡電圧も小さくなることが分かった。

図５と図６の対比から、コンデンサＣ２と直列のインダクタンス成分が振動電流に寄与しているとの知見を得て、今度は、意図的に振動電流を大きくするべく、図７に示すように、２．２［μＨ］のインダクタＬ２をコンデンサＣ２と直列に接続した。他の回路定数は図１と同じである。図７の回路について、波形を観測してみると、図８のような結果となり、図５、図６の場合に比べて振動電流が大きくなり、それに伴ない、過渡電圧も大きくなることが分かった。

図６、図８において、上段の波形図は、半導体発光素子２の順電圧Ｖｆ、順電流Ｉｆ、スイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖｇ２であり、下段の波形図は、その時間軸を拡大して表示した図である。チャネルＣｈ１（順電流Ｉｆ）の振幅軸の１区画は、図６では１００［ｍＡ］、図８では５００［ｍＡ］としている。順電流Ｉｆの瞬間最大値は、図６では７０［ｍＡ］と小さいのに対して、図８では５００［ｍＡ］と大きく、それに伴ない、順電圧Ｖｆの瞬間最大値は、図６では９０［Ｖ］と小さいのに対して、図８では１５０［Ｖ］と大きくなっている。調光レベルは、いずれも順電流Ｉｆの実効値が６０［μＡ］となる調光下限付近である。図５、図６、図８を対比すると、コンデンサＣ２と直列のインダクタンス成分が大きくなるほど、振動電流が大きくなり、それに伴ない、過渡電圧も大きくなることが分かる。

以上の実験を通じて、コンデンサＣ２と直列のインダクタンス成分が振動電流の原因であるとの確証が得られた。したがって、適切な値のインダクタＬ２をコンデンサＣ２と直列に挿入することにより、所望の大きさの振動電流が流れて、半導体発光素子２の順電圧Ｖｆに所望の大きさの過渡電圧を重畳させることができることになる。

しかしながら、図７の回路において、調光制御のために、分流回路５のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを広範囲に変化させると、それに伴なって過渡電圧が異常昇圧される場合があることが分かった。そこで、過渡電圧が異常昇圧されないように改変した実施形態について、以下に説明する。

（実施形態２）
図９は本発明の実施形態２の回路図である。本実施形態では、過渡現象回路として作用する第１の分流回路５とは別に、調光専用の第２の分流回路６を付加したことを特徴とする。第１の分流回路５のスイッチング素子Ｑ３は、ＬＣ共振回路の振動電流を流すために、逆方向電流を通電可能なスイッチング素子を使用しているが、第２の分流回路６のスイッチング素子Ｑ２は、必ずしも逆方向電流が通電可能である必要は無い。ここでは、各スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３として、いずれも逆方向電流を通電可能なＭＯＳＦＥＴを使用している。

第２の分流回路６において、分流抵抗Ｒ１としては、図１の実施形態１と同様に、２．７［ｋΩ］、３［Ｗ］の抵抗を２個直列接続したものを用いた。平滑コンデンサＣ１の容量は、図１の実施形態１と同様に、１［μＦ］とした。スイッチング素子Ｑ２のオンオフ周波数は５［ｋＨｚ］とし、そのオンデューティを可変とした。

また、過渡現象回路として用いる第１の分流回路５において、抵抗Ｒ２は１００［ｋΩ］とし、抵抗Ｒ１に比べると抵抗値を大きく設定した。このため、第１の分流回路５のスイッチング素子Ｑ３がオンされても、その分流電流は小さく、調光への寄与は小さい。抵抗Ｒ２は、スイッチング素子Ｑ３のオフ期間中にコンデンサＣ２の電荷を放電させるリセット機能と、共振回路のＱを下げて振動電流を早期に減衰させるダンパー抵抗としての役割を有している。試作機では、スイッチング素子Ｑ３のオンオフ周波数は５［ｋＨｚ］とし、そのオンデューティは８０［％］で固定とした。

次に、調光専用の第２の分流回路６の動作を説明する。スイッチング素子Ｑ２がオンすると、分流抵抗Ｒ１を介して電流が分流されるので、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティ（一周期に占めるオン期間の割合）が増加するにつれて、平滑コンデンサＣ１の電圧は低下し、半導体発光素子２の順電圧Ｖｆは低下する。平滑コンデンサＣ１と分流抵抗Ｒ１の時定数は、Ｃ１×Ｒ１＝１０^-6×（２．７＋２．７）×１０³ ＝５．４×１０^-3であり、スイッチング素子Ｑ２のオンオフ周期（０．２×１０^-3［秒］）に比べて十分に大きいから、スイッチング素子Ｑ２のオンオフによる脈動成分は平滑コンデンサＣ１により平滑化されることになる。スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが大きいと平滑コンデンサＣ１の電圧は低くなり、オンデューティが小さいと平滑コンデンサＣ１の電圧は高くなる。

図１０は、半導体発光素子２の順電圧Ｖｆ、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のゲート電圧Ｖｇ２、Ｖｇ３であり、順電圧Ｖｆ（チャネルＣｈ２）の振幅軸の１区画は２０［Ｖ］、ゲート電圧Ｖｇ２，Ｖｇ３（チャネルＣｈ３，Ｃｈ４）の振幅軸の１区画は１０［Ｖ］としている。図中、３→、４→のように表示されているのは、チャネルＣｈ３，Ｃｈ４のゼロ点であり、←２のように反転表示されているのは、チャネルＣｈ２（順電圧Ｖｆ）のゼロ点である。時間軸の１区画は１００［μｓ］としている。

図１０の上段の例では、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが０．３［％］と小さいので、平滑コンデンサＣ１の電圧は高くなり、半導体発光素子２に印加される順電圧Ｖｆは約８０［Ｖ］と高くなっている。このとき、半導体発光素子２に流れる順電流Ｉｆは７．３６［ｍＡ］（実効値）であった。

図１０の下段の例では、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが７０［％］と大きいので、平滑コンデンサＣ１の電圧は低くなり、半導体発光素子２に印加される順電圧Ｖｆは約５２［Ｖ］と低くなっている。このとき、半導体発光素子２に流れる順電流Ｉｆは９［μＡ］（実効値）であった。

図１０の上段、下段のいずれの例においても、スイッチング素子Ｑ３のオンデューティは８０［％］と一定であり、順電圧Ｖｆに重畳される過渡電圧が異常昇圧されることはなかった。なお、順電圧Ｖｆに重畳される過渡電圧の大きさが調光状態に応じて適切な値となるように、スイッチング素子Ｑ３のオンデューティも可変としても良い。

以上の実施形態では、リアクタンス要素として、コンデンサとインダクタによるＬＣ共振回路を用いたが、以下の実施形態３、４で例示するように、リアクタンス要素はコンデンサ単独またはインダクタ単独であっても良い。

（実施形態３）
図１１は本発明の実施形態３の回路図である。本実施形態では、分流抵抗Ｒ１と直列に接続されるリアクタンス要素としてコンデンサＣ２を使用している。コンデンサＣ２の容量は、スイッチング素子Ｑ２のオン時に半導体発光素子２に過渡電圧を印加できる程度の小容量（［ｐＦ］オーダー）のもので良い。

スイッチング素子Ｑ２は、制御回路３により数［ｋＨｚ］（例えば５［ｋＨｚ］）の低周波でオンオフ制御され、そのオンデューティ（一周期に占めるオン期間の割合）が大きくなるにつれて、半導体発光素子２の調光度合いが深くなるように制御される。スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ２がオフされている期間中に、短時間オンされるように制御される。スイッチング素子Ｑ３のオン時間を可変とすることにより、コンデンサＣ２に充電される電圧の大きさを制御することができる。すなわち、スイッチング素子Ｑ３のオン時間が長いと、コンデンサＣ２に充電される電圧は高くなり、スイッチング素子Ｑ３のオン時間が短いと、コンデンサＣ２に充電される電圧は低くなる。

このコンデンサＣ２に充電された電圧は、次にスイッチング素子Ｑ２がオンされたときに、コンデンサＣ１の電圧と重畳されて、スイッチング素子Ｑ３に内蔵された逆並列ダイオードを介して、半導体発光素子２に印加される。したがって、半導体発光素子２の順電圧Ｖｆは、図２（ｂ）に示すように、調光点灯時の電圧（コンデンサＣ１の電圧）に対して、周期的にコンデンサＣ２の放電による過渡電圧を重畳したような波形となる。これにより、図２（ａ）に示すように、ばらつきの大きい動作点Ｐからばらつきの小さい動作点Ｑに瞬間的に移行させた後、指数関数的に減衰するコンデンサＣ２の過渡電圧に応じて、ばらつきの大きい元の動作点Ｐまで時間の経過とともにスイープさせることができる。

なお、コンデンサＣ２の充電電圧を制御するために、スイッチング素子Ｑ３を不飽和領域で動作させても良い。例えば、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間が短いときは、スイッチング素子Ｑ３のオン抵抗が小さくなるように制御し、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間が長いときには、スイッチング素子Ｑ３のオン抵抗が大きくなるように制御すれば、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティにかかわらず、コンデンサＣ２の充電電圧が略一定となるように制御できる。

（実施形態４）
図１２は本発明の実施形態４の回路図である。本実施形態では、分流抵抗Ｒ１と直列に接続されるリアクタンス要素としてインダクタＬ２を使用している。インダクタＬ２のインダクタンス成分は、スイッチング素子Ｑ２のオフ時に半導体発光素子２に過渡電圧を印加できる程度の比較的小さな値（［μＨ］オーダー）のもので良い。例えば、抵抗Ｒ１が巻線型抵抗器で構成されている場合、その巻線コイルのインダクタンス成分を利用しても構わない。もちろん、個別素子としてインダクタＬ２を抵抗Ｒ１と直列に接続しても良い。

スイッチング素子Ｑ２がオンのとき、分流抵抗Ｒ１、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ２を介して電流が流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティ（一周期に占めるオン期間の割合）が大きくなるにつれて、半導体発光素子２の調光度合いが深くなるように制御される。

また、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、その瞬間にインダクタＬ２に逆方向電圧が誘起されるから、昇圧チョッパと同様の原理により、コンデンサＣ１の正極→抵抗Ｒ１→インダクタＬ２→ダイオードＤ３→半導体発光素子２→コンデンサＣ１の負極の経路で過渡電流が流れる。このとき、インダクタＬ２に誘起される電圧は、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティに応じて変化する場合もあるが、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧を越えると、ツェナーダイオードＺＤ２によりクランプされるから、過渡電圧が異常昇圧されることは防止できる。

例えば、ツェナーダイオードＺＤ２としてツェナー電圧Ｖｚｄ２が４０［Ｖ］の素子を接続しておけば、過渡電圧が４０［Ｖ］以上に昇圧されることは防止できる。

なお、図１２のようなツェナーダイオードＺＤ２を用いた異常昇圧防止回路は、図７の回路においても適用できる。すなわち、図７の回路において、ダイオードＤ２と並列に異常昇圧防止用のツェナーダイオードＺＤ２を接続するか、あるいは、図７のダイオードＤ２を図１２のようなツェナーダイオードＺＤ２に置き換える。その場合、半導体発光素子２の順電圧ＶｆがコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１とツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧Ｖｚｄ２の和の電圧を越えるような場合には、ツェナーダイオードＺＤ２が導通することにより、過渡電圧が異常昇圧されることは防止できる。

（実施形態５）
上述の各実施形態では、コンバータ回路１としてフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いたが、フォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に置き換えても構わない。また、絶縁型のコンバータ回路に限定されるものではなく、図１３（ａ）〜（ｄ）に例示するような各種の非絶縁型のコンバータ回路に置き換えても構わない。同図（ａ），（ｂ）は降圧チョッパ回路１ａ，１ｂ、同図（ｃ）は昇圧チョッパ回路１ｃ、同図（ｄ）は昇降圧チョッパ回路１ｄの例である。いずれの回路においても、スイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフすることにより、入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧を電圧変換して出力端子Ｃ−Ｄ間に出力するものである。平滑コンデンサＣ１以降の回路構成については、実施形態１〜４で述べたいずれかの構成を用いれば良い。

以上の各実施形態において、半導体発光素子２はＬＥＤの直列回路を例示したが、並列回路であっても良いし、直並列回路であっても良い。また、発光ダイオードに限定されるものではなく、例えば有機ＥＬ素子等であっても良い。また、スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限定されるものではなく、例えばダイオードを逆並列接続したバイポーラトランジスタなどであっても良い。

本発明の点灯装置は、光源モジュールと共に照明器具の筐体内に収納しても良いし、照明器具の筐体内には光源モジュールのみを収納し、点灯装置は器具本体とは別に外付けとしても良い。

１ コンバータ回路
２ 半導体発光素子
５ 分流回路
Ｑ２ スイッチング素子
Ｒ１ 分流抵抗
Ｃ２ コンデンサ（リアクタンス要素）

Claims (7)

1. 半導体発光素子に直流電流を供給する直流電源と、前記直流電源または前記半導体発光素子と並列に接続された分流抵抗とスイッチング素子の直列回路と、前記分流抵抗と並列または直列に接続されたリアクタンス要素とを備え、前記スイッチング素子のオン時またはオフ時に前記リアクタンス要素に生じる過渡電圧または過渡電流を前記半導体発光素子に重畳させ、前記リアクタンス要素はコンデンサを含み、前記分流抵抗は前記スイッチング素子のオフ時に前記コンデンサの電荷を放電する放電抵抗を兼ねることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
2. 前記分流抵抗は巻線型抵抗器であり、前記リアクタンス要素は前記巻線型抵抗器のインダクタンス成分を含むことを特徴とする請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置。
3. 前記リアクタンス要素はＬＣ共振回路を含むことを特徴とする請求項１または請求項２記載の半導体発光素子の点灯装置。
4. 前記分流抵抗は前記ＬＣ共振回路のＱを低下させるダンパー抵抗を兼ねることを特徴とする請求項３記載の半導体発光素子の点灯装置。
5. 前記スイッチング素子は調光下限付近でオンオフ駆動され、前記直流電源は、前記スイッチング素子がオンオフ駆動される調光下限付近では、全点灯時に比べて小さい略一定の電流を出力するように制御されることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
6. 第２の分流抵抗と第２のスイッチング素子の直列回路を前記直流電源と並列に接続したことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
7. 請求項１〜６のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置を備える照明器具。

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