JP2010080524A

JP2010080524A - 発光素子駆動制御回路

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Publication number: JP2010080524A
Application number: JP2008244589A
Authority: JP
Inventors: Tomoaki Nishi; 智昭西
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Semiconductor Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd; System Solutions Co Ltd
Priority date: 2008-09-24
Filing date: 2008-09-24
Publication date: 2010-04-08
Also published as: KR20100034712A; CN101686592B; KR101096896B1; TW201014468A; CN101686592A; TWI416994B; US8390212B2; US20100079082A1

Abstract

【課題】サブハーモニック発振を抑制できる発行素子駆動制御回路を提供する。
【解決手段】発光素子駆動制御回路は、発光素子及びインダクタと直列に接続され、発光素子の駆動電流の増減を制御するトランジスタを制御信号に基づいてオンオフする制御回路と、駆動電流の最大値を検出する最大値検出回路と、最大値検出回路の検出結果に基づいて、駆動電流が最大値より小さい場合は、駆動電流を電源電圧のレベルに応じた速度で増加させるべくトランジスタをオンさせ、駆動電流が最大値となると、駆動電流を発光素子の順方向電圧のレベルに応じた速度で減少させるべくトランジスタを所定期間オフさせるような制御信号を生成する制御信号生成回路と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、発光素子駆動制御回路に関する。

近年様々な電子機器に用いられるＬＥＤ（Light Emitting Diode：発光素子）を効率よく駆動するために、スイッチング制御方式のＬＥＤ駆動制御回路が用いられることがある（例えば、特許文献１参照）。

図４は、照明用の白色ＬＥＤの駆動を制御するためのＬＥＤ駆動制御回路の一例である。ＬＥＤ駆動制御回路１００は、ＮＭＯＳトランジスタ３００をスイッチングすることにより白色ＬＥＤ３１０〜３１９（以下、ＬＥＤ３１０〜３１９）の駆動電流Ｉｓを制御する回路である。ＬＥＤ駆動制御回路１００は、パルス生成回路２００、コンパレータ２１０、基準電圧回路２２０、及びＳＲフリップフロップ２３０を含んで構成される。

パルス生成回路２００は、所定の周期ＴＡで出力信号Ｖｐをハイレベル（以下、Ｈレベル）のパルス状に変化させる回路である。
コンパレータ２１０は、駆動電流Ｉｓが所定の電流値Ｉ１に達したかどうかを検出するための回路である。具体的には、コンパレータ２１０は、検出抵抗３１０の一端に発生し、駆動電流Ｉｓの電流値に応じた検出電圧Ｖｓと基準電圧回路２２０の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する。そして、検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、駆動電流Ｉｓが所定の電流値Ｉ１に達したとして、コンパレータ２１０は、出力信号Ｖｃをローレベル（以下、Ｌレベル）からＨレベルに変化させる。
ＳＲフリップフロップ２３０は、パルス生成回路２００からの出力信号ＶｐがＨレベルとなるとＱ出力をＨレベルとし、ＮＭＯＳトランジスタ３００をオンする。一方、ＳＲフリップフロップ２３０は、コンパレータ２１０の出力信号ＶｃがＨレベルとなるとＱ出力をＬレベルとし、ＮＭＯＳトランジスタ３００をオフする。

ここで、図５の示すタイミングチャートの上側を参照しつつ、駆動電流Ｉｓの変化について説明する。まず、時刻Ｔ０に出力信号ＶｐがＨレベルとなると、ＳＲフリップフロップ２３０のＱ出力はＨレベルとなるため、ＮＭＯＳトランジスタ３００はオンされる。その結果、駆動電流Ｉｓは、インダクタ３２０のインダクタンスＬ及び電源電圧ＶＤＤのレベルに応じた速度で増加する。また、駆動電流ＩｓはオンされたＮＭＯＳトランジスタ３００を介して検出抵抗３１０に供給されるため、検出電圧Ｖｓも駆動電流Ｉｓの増加に応じて上昇する。そして、時刻Ｔ１に駆動電流Ｉｓの電流値が所定の電流値Ｉ１となると、つまり、検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆとなると、コンパレータ２１０の出力信号ＶｃはＨレベルとなるため、ＳＲフリップフロップ２３０のＱ出力はＬレベルとなる。この結果、ＮＭＯＳトランジスタ３００はオフされ、インダクタ３２０に蓄積されたエネルギーは、ＬＥＤ３１０〜３１９、インダクタ３２０、及びダイオード３３０のループを介して放出される。なお、インダクタ３２０に蓄積されたエネルギーは、インダクタンスＬとＬＥＤ３１０〜３１９及びダイオード３３０の順方向電圧のレベルとに応じた速度の駆動電流Ｉｓで放出される。このように、所定の電流値Ｉ１は駆動電流Ｉｓの最大値となり、ＬＥＤ駆動制御回路１００は、駆動電流Ｉｓが最大値を超えないようにＮＭＯＳトランジスタ３００を制御する。なお、時刻Ｔ１において駆動電流Ｉｓが減少することから、コンパレータ２１０の出力信号ＶｃはＬレベルに変化する。

時刻Ｔ０から出力信号Ｖｐの１周期後の時刻Ｔ３となると、パルス生成回路２００の出力信号ＶｐはＨレベルとなるため、ＮＭＯＳトランジスタ３００はオンされ、駆動電流Ｉｓは時刻Ｔ０の場合と同様に上昇する。このように、時刻Ｔ３以降は、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ３における変化が繰り返される。また、駆動電流Ｉｓは周期ＴＡで変化することから、駆動電流Ｉｓの平均値は所定の値となり、ＬＥＤ３１０〜３１９は定電流で駆動されることとなる。なお、例えば電源電圧ＶＤＤが高くなり駆動電流Ｉｓの増加速度が上昇した場合、ＮＭＯＳトランジスタ３００のオン期間は短くなるが、ＮＭＯＳトランジスタ３００がオンされる周期は変化しない。つまり、ＬＥＤ駆動制御回路１００は、ＮＭＯＳトランジスタ３００を周期ＴＡでオンする際に、オンするパルス幅を変化させるパルス幅変調方式のスイッチング回路である。
特開２００６−２３０１３３号公報

前述の様に、ＬＥＤ駆動制御回路１００は、ＬＥＤ３１０〜３１９が定電流で駆動されるよう、ＮＭＯＳトランジスタ３００を周期ＴＡでスイッチングしている。この結果、駆動電流Ｉｓの周期もスイッチングの周期と同様に周期ＴＡとなる。

しかしながら、図５のタイミングチャートの下側に示すように、例えば電源電圧ＶＤＤ等の過渡的な変動により、時刻Ｔ０以前に周期ＴＡで変化する駆動電流Ｉｓが低下すると、時刻Ｔ０以降において電源電圧ＶＤＤが所望のレベルから変化しない場合であっても、駆動電流Ｉｓの周期は周期ＴＡとならない。具体的には、時刻Ｔ０にＮＭＯＳトランジスタ３００がオンされると、実線で示した実際の駆動電流Ｉｓは、点線で示した周期ＴＡの駆動電流Ｉｓの増加速度と等しい速度、すなわち、インダクタ３２０のインダクタンスＬ及び電源電圧ＶＤＤのレベルに応じた速度で増加する。その結果、前述の時刻Ｔ１より遅い時刻Ｔ２において、実際の駆動電流Ｉｓは電流値Ｉ１に達することとなる。そして、時刻Ｔ２にＮＭＯＳトランジスタ３００がオフすると、実際の駆動電流Ｉｓは、周期ＴＡの駆動電流Ｉｓの減少速度と等しい速度、すなわち、インダクタンスＬとＬＥＤ３１０〜３１９及びダイオード３３０の順方向電圧のレベルとに応じた速度で減少する。出力信号ＶｐがＨレベルとなる時刻Ｔ３となると、ＮＭＯＳトランジスタ３００はオンされるため、実際の駆動電流Ｉｓは増加する。時刻Ｔ３における実際の駆動電流Ｉｓの電流値は、周期ＴＡの駆動電流Ｉｓの電流値よりも大きいため、実際の駆動電流Ｉｓは時刻Ｔ５よりも早い時刻Ｔ４に電流値Ｉ１に達することとなる。時刻Ｔ４においてＮＭＯＳトランジスタ３００はオフされると、実際の駆動電流Ｉｓは時刻Ｔ３から出力信号Ｖｐの１周期後の時刻Ｔ６となるまで減少する。時刻Ｔ６における実際の駆動電流Ｉｓの電流値は、周期ＴＡの駆動電流Ｉｓの電流値よりも大きく低下している。したがって、時刻Ｔ６にＮＭＯＳトランジスタ３００がオンされた場合であっても、実際の駆動電流Ｉｓは、時刻Ｔ６から出力信号Ｖｐの１周期後の時刻Ｔ７までに電流値Ｉ１に達することは無く、時刻Ｔ７から出力信号Ｖｐの１周期後の期間内の時刻Ｔ８に電流値Ｉ１に達する。

このように、ＮＭＯＳトランジスタ３００のスイッチング周期ＴＡと、駆動電流Ｉｓの増加速度及び低下速度と、駆動電流Ｉｓの最大値を検出するための電流値Ｉ１とが一定であっても、実際の駆動電流Ｉｓの周期が周期ＴＡとならない場合がある。つまり、前述のようにＮＭＯＳトランジスタ３００を周期ＴＡでオンし、駆動電流Ｉｓの最大値を検出することにより駆動電流Ｉｓを制御する場合は、周期ＴＡよりも長い周期で発振するサブハーモニック発振が生じることがある。

本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、サブハーモニック発振を抑制することが可能な発行素子駆動制御回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の一つの側面に係る発光素子駆動制御回路は、発光素子及びインダクタと直列に接続され、前記発光素子の駆動電流の増減を制御するトランジスタを制御信号に基づいてオンオフする制御回路と、前記駆動電流の最大値を検出する最大値検出回路と、前記最大値検出回路の検出結果に基づいて、前記駆動電流が前記最大値より小さい場合は、前記駆動電流を電源電圧のレベルに応じた速度で増加させるべく前記トランジスタをオンさせ、前記駆動電流が前記最大値となると、前記駆動電流を前記発光素子の順方向電圧のレベルに応じた速度で減少させるべく前記トランジスタを所定期間オフさせるような前記制御信号を生成する制御信号生成回路と、を備えることを特徴とする。

サブハーモニック発振を抑制可能な発光素子駆動制御回路を提供することができる。

本明細書および添付図面の記載の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。

図１は、本発明の一実施形態であるＬＥＤ駆動制御回路１０の構成を示す図である。ＬＥＤ駆動制御回路１０は、例えば、照明用の白色ＬＥＤ２０〜２９（以下、ＬＥＤ２０〜２９）が所望の定電流で駆動されるようＮＭＯＳトランジスタ３０のスイッチングを制御する回路である。

ＬＥＤ２０〜２９は、直列に接続された１０個の白色ＬＥＤであり、ＬＥＤ２０のアノードが電源電圧ＶＤＤに接続され、ＬＥＤ２９のカソードがインダクタ３１の一端に接続されている。なお、本実施形態におけるＬＥＤ２０〜２９の夫々の順方向電圧は、例えば３Ｖであることとする。また、本実施形態の電源電圧ＶＤＤは、１０個のＬＥＤ２０〜２９を駆動できるよう、十分高いレベルであることとする。

ＮＭＯＳトランジスタ３０はインダクタ３１及びダイオード３２とともに、ＬＥＤ２０〜２９を駆動するための駆動電流Ｉｓの増減を制御する。具体的には、ＮＭＯＳトランジスタ３０がオンされると、駆動電流Ｉｓは、インダクタ３１のインダクタンスＬと電源電圧ＶＤＤに応じた速度で増加する。インダクタ３１の両端電圧は、電源電圧ＶＤＤと、ＬＥＤ２０〜２９の夫々順方向電圧の和の３０Ｖとの差に応じて変化するため、駆動電流Ｉｓの増加速度Ｓ１＝ｄＩｓ／ｄｔは（ＶＤＤ−３０）／Ｌに応じて変化することとなる。つまり、本実施形態における駆動電流Ｉｓの増加速度Ｓ１は、電源電圧ＶＤＤのレベルの上昇に応じて増加する。また、ＮＭＯＳトランジスタ３０がオンされると、インダクタ３１には駆動電流Ｉｓの電流値に応じたエネルギーが蓄えられる。したがって、ＮＭＯＳトランジスタ３０がオフされると、インダクタ３１に蓄えられたエネルギーが、ＬＥＤ２０〜２９、インダクタ３１、ダイオード３２のループを介して放出される。この場合に駆動電流Ｉｓは、インダクタンスＬとＬＥＤ２０〜２９及びダイオード３２の順方向電圧の和に応じた速度で減少する。ここで、ダイオード３２の順方向電圧を例えば１Ｖとすると、インダクタ３１の両端電圧は、ＬＥＤ２０〜２９の順方向電圧の和である３０Ｖと、前述の１Ｖとの和で３１Ｖとなる。すなわち、ＮＭＯＳトランジスタ３０がオフされた際の駆動電流Ｉｓの減少速度Ｓ２＝ｄＩｓ／ｄｔは３１／Ｌに応じて変化することとなる。また、本実施形態におけるインダクタ３１のインダクタンスＬの値は一定であるため、駆動電流Ｉｓの減少速度Ｓ２は、電源電圧ＶＤＤのレベルによらず一定となる。

検出抵抗３３は、ＮＭＯＳトランジスタ３０がオンされた際の駆動電流Ｉｓの電流値を検出するための抵抗であり、ＮＭＯＳトランジスタ３０のソースとグランドＧＮＤとの間に設けられている。なお、本実施形態では、検出抵抗３３の一端に駆動電流Ｉｓの電流値に応じて発生する電圧を検出電圧Ｖｓとする。したがって、検出電圧Ｖｓの増加速度は、前述の駆動電流Ｉｓの増加速度Ｓ１と等しくなる。なお、ＮＭＯＳトランジスタ３０がオフされると、駆動電流Ｉｓは検出抵抗３３に流れなくなるため、検出電圧ＶｓはグランドＧＮＤレベルとなる。

ここで、ＬＥＤ駆動制御回路１０を構成する回路の概要について説明する。ＬＥＤ駆動制御回路１０は、フィルタ４０、コンパレータ４１、ワンショットパルス回路４２、ＡＮＤ回路４３、及びバッファ回路４４を含んで構成される。また、本実施形態のＬＥＤ駆動制御回路１０は集積化されていることとする。なお、フィルタ４０、コンパレータ４１が本発明の最大値検出回路に相当し、ＡＮＤ回路４３、バッファ回路４４が本発明の制御回路にする。

フィルタ４０は、検出抵抗３３の一端に発生する検出電圧Ｖｓのノイズを抑制し、出力電圧Ｖｆとして出力する回路である。本実施形態のインダクタ３１には寄生容量（不図示）が存在するため、ＮＭＯＳトランジスタ３０がオンされると、インダクタ３１の寄生容量に充電された電荷がＮＭＯＳトランジスタ３０を介して検出抵抗３３に放電される。このため、検出抵抗３３には寄生容量の容量値に応じたサージ電流が過渡的に流れ、検出抵抗３３にはサージ電圧がノイズとして発生する。本実施形態のフィルタ４０は、サージ電圧を抑制し、増加速度Ｓ１で変化する検出電圧Ｖｓが出力電圧Ｖｆとして出力されるような時定数が設定された低域通過フィルタであることとする。

コンパレータ４１は、駆動電流Ｉｓが所定の電流値Ｉ１に達したかどうかを検出するための回路である。具体的には、コンパレータ４１は、フィルタ４０からの出力電圧Ｖｆと、例えばマイコン（不図示）からの基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する。そして、出力電圧Ｖｆが基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、駆動電流Ｉｓが所定の電流値Ｉ１に達したとして、コンパレータ４１の出力信号ＶｃをＨレベルからＬレベルに変化させる。

ワンショットパルス回路４２は、コンパレータ４１の出力信号ＶｃがＬレベルとなると、抵抗５０の抵抗値及びコンデンサ５１の容量値に応じた所定の期間Ｔｘだけ出力信号Ｖｐ（制御信号）をＬレベルに変化させる回路である。つまり、ワンショットパルス回路４２は、出力信号ＶｃがＬレベルとなると、所定の期間ＴｘだけＬレベルのパルスを生成する。

ＡＮＤ回路４３は、例えばマイコン（不図示）から出力されるイネーブル信号ＥＮＢがＨレベルの場合、ＮＭＯＳトランジスタ３０をスイッチングさせるために、出力信号Ｖｐに基づいて出力を変化させ、イネーブル信号ＥＮＢがＬレベルの場合、ＮＭＯＳトランジスタのスイッチングを停止させるための信号を出力する回路である。具体的には、イネーブル信号ＥＮＢがＨレベルの場合、出力信号ＶｐがＡＮＤ回路４３の出力として出力され、イネーブル信号がＬレベルの場合、Ｌレベルの信号が出力される。

バッファ回路４４は、ＡＮＤ回路４３からの出力に基づいて、ＮＭＯＳトランジスタ３０を直接駆動する回路である。具体的には、ＡＮＤ回路４３からの出力がＨレベルの場合、ＮＭＯＳトランジスタ３０をオンすべくＨレベルの駆動信号Ｖｄｒを出力する。一方、ＡＮＤ回路４３からの出力がＬレベルの場合、ＮＭＯＳトランジスタ３０をオンすべくＬレベルの駆動信号Ｖｄｒを出力する。

ここで、ＬＥＤ２０〜２９が定電流で駆動されている際のＬＥＤ駆動制御回路１０の動作の一例を、図２に示すタイミングチャートを参照しつつ説明する。なお、ここでは、時刻Ｔ０にワンショットパルス回路４２のパルスの生成が終了し、出力信号ＶｐがＬレベルからＨレベルに変化されることとする。また、以下、マイコン（不図示）から出力されるイネーブル信号ＥＮＢはＨレベルであることとし、電源電圧ＶＤＤは３３Ｖであることとする。したがって、ＮＭＯＳトランジスタ３０がオンされる際に駆動電流Ｉｓの増加速度Ｓ１＝ｄＩｓ／ｄｔは、（３３−３０）／Ｌ＝３／Ｌに応じて変化する。一方、ＮＭＯＳトランジスタ３０がオフされる際の駆動電流Ｉｓの減少速度Ｓ２＝ｄＩｓ／ｄｔは、前述のように３１／Ｌに応じて変化する。このため、本実施形態においては、駆動電流Ｉｓの減少速度Ｓ２は増加速度Ｓ１よりも速くなる。

まず、時刻Ｔ０に、ワンショットパルス回路４２が出力信号ＶｐをＨレベルに変化させると、ＡＮＤ回路４３の出力はＨレベルに変化するため、結果的に駆動信号ＶｄｒもＨレベルとなる。このため、ＮＭＯＳトランジスタ３０はオンされる。ＮＭＯＳトランジスタ３０がオンされると、インダクタ３１の寄生容量の影響により、駆動電流Ｉｓにはサージ電流が重畳される。その結果、検出抵抗３３の一端の検出電圧Ｖｓには、サージ電圧がノイズとして発生する。前述のようにフィルタ４０は、検出電圧Ｖｓにおけるサージ電圧を抑制しつつ、検出電圧Ｖｓの増加速度Ｓ１と同じ速度で出力電圧Ｖｆを増加させる。そして、駆動電流Ｉｓが増加して時刻Ｔ１に電流値Ｉ１に達すると、すなわち、フィルタ４０の出力電圧Ｖｆが基準電圧Ｖｒｅｆとなると、コンパレータ４１は出力信号ＶｃをＬレベルに変化させる。出力信号ＶｃがＬレベルとなると、ワンショットパルス回路４２は出力信号ＶｐをＬレベルに変化させるため、ＡＮＤ回路４３の出力はＬレベルとなり、バッファ回路４４の駆動信号ＶｄｒもＬレベルとなる。その結果、時刻Ｔ１において、ＮＭＯＳトランジスタ３０はオフされることとなる。ＮＭＯＳトランジスタ３０がオフされると、インダクタ３１は、駆動電流Ｉｓにより蓄積されたエネルギーをＬＥＤ２０〜２９、インダクタ３１、ダイオード３２のループを介して放出するため、駆動電流Ｉｓは減少速度Ｓ２で減少する。なお、時刻Ｔ１において検出抵抗３３を流れる電流はゼロとなり、検出電圧ＶｓはグランドＧＮＤレベルとなる。ワンショットパルス回路４２は、時刻Ｔ１から所定の期間Ｔｘが経過した時刻Ｔ２となるとパルスの生成を停止するため、出力信号ＶｐはＨレベルとなる。ＡＮＤ回路４３の出力は、Ｈレベルの出力信号Ｖｐに基づいてＨレベルとなるため、バッファ回路４４の駆動信号ＶｄｒもＨレベルとなる。このため、時刻Ｔ２では、ＮＭＯＳトランジスタ３０はオンされ、駆動電流Ｉｓは増加速度Ｓ１で増加することとなる。時刻Ｔ２以降は、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ２までの動作が繰り返される。

前述のように、ＮＭＯＳトランジスタ３０がオフされて駆動電流Ｉｓが減少する期間Ｔｘ及び減少速度Ｓ２は一定である。したがって、期間Ｔｘだけ減少速度Ｓ２で減少した際の駆動電流Ｉｓの変化量ΔＩＡも一定となる。また、電源電圧ＶＤＤのレベルが一定の場合、駆動電流Ｉｓの増加速度Ｓ１は一定であるため、増加速度Ｓ１で駆動電流ＩｓをΔＩＡだけ変化させる期間も一定となる。したがって、本実施形態のＬＥＤ駆動制御回路１０は、増加速度Ｓ１、減少速度Ｓ２、及び期間Ｔｘに基づく所定の周期で駆動電流Ｉｓを変化させることが可能である。なお、本実施形態では、電源電圧ＶＤＤが３３Ｖの際、増加速度Ｓ１で駆動電流ＩｓをΔＩＡだけ変化させる期間を期間Ｔｙ、駆動電流Ｉｓの周期を周期Ｔｚとする。このように、駆動電流Ｉｓは所定の周期Ｔｚで変化されるため、駆動電流Ｉｓの平均値は所定の値となり、ＬＥＤ２０〜２９は定電流で駆動されることとなる。

ここで、例えば電源電圧ＶＤＤが過渡的に変動し、周期Ｔｚで変化する駆動電流Ｉｓの電流値が変化した場合のＬＥＤ駆動制御回路１０の動作の一例を、図３に示すタイミングチャートを参照しつつ説明する。なお、ここでは、時刻Ｔ１０にワンショットパルス回路４２のパルスの生成が終了し、出力信号ＶｐがＬレベルからＨレベルに変化することする。また、図３の上段において破線で示す波形は、周期Ｔｚで変化する駆動電流Ｉｓ１であり、実線で示す波形は、例えば電源電圧ＶＤＤの過渡的な変動によって、時刻Ｔ１０より前に、駆動電流Ｉｓ１より電流値が低下された駆動電流Ｉｓ２であることとする。また、時刻Ｔ１０以降において、電源電圧ＶＤＤは３３Ｖで一定であることとする。つまり、時刻Ｔ１０以降では、駆動電流Ｉｓ１，Ｉｓ２の増加速度Ｓ１、減少速度Ｓ２は変化しないこととする。

時刻Ｔ１０に、ワンショットパルス回路４２が出力信号ＶｐをＨレベルに変化させると駆動信号ＶｄｒもＨレベルとなるため、ＮＭＯＳトランジスタ３０はオンされる。その結果、サージ電流が重畳された駆動電流Ｉｓ２が検出抵抗３３に流れる。そして、フィルタ４０は検出電圧Ｖｓのサージ電圧を抑制し、出力電圧Ｖｆを増加速度Ｓ１で増加させる。時刻Ｔ１０における駆動電流Ｉｓ２の電流値は、電源電圧ＶＤＤの過渡的な変動が無い場合の駆動電流Ｉｓ１と比較すると小さい。したがって、駆動電流Ｉｓ１が電流値Ｉ１に達する時刻Ｔ１１よりも遅い時刻Ｔ１２に、駆動電流Ｉｓ２は電流値Ｉ１となる。駆動電流Ｉｓ２が電流値Ｉ１となると、コンパレータ４１は出力信号ＶｃをＬレベルに変化させるため、ワンショットパルス回路４２は、ＮＭＯＳトランジスタ３０をオフすべく所定の期間Ｔｘだけ出力信号ＶｐをＬレベルとする。したがって、時刻Ｔ１２から期間Ｔｘ経過した時刻Ｔ１３まで駆動電流Ｉｓ２は減少速度Ｓ２で減少することとなる。なお、時刻Ｔ１２から時刻Ｔ１３までの駆動電流Ｉｓ２の減少量は、減少速度Ｓ２及び期間Ｔｘが一定であるため、前述の変化量ΔＩＡと等しい。時刻Ｔ１３では、ワンショットパルス回路４２はパルスの生成を停止し、出力信号ＶｐをＨレベルに変化させる。したがって、ＮＭＯＳトランジスタ３０はオンされ、増加速度Ｓ１で駆動電流Ｉｓ２の増加が開始される。駆動電流Ｉｓ２が再び電流値Ｉ１に達するまでの期間は、前述の変化量ΔＩＡと増加速度Ｓ１とに応じて決まる。時刻Ｔ１０以降においては、電源電圧ＶＤＤは一定であることとしているため、駆動電流Ｉｓ２が再び電流値Ｉ１に達するまでの期間は、前述の期間Ｔｙとなる。そして、時刻Ｔ１３から期間Ｔｙ経過後の時刻Ｔ１４となると、駆動電流Ｉｓ２は電流値Ｉ１となるため、ワンショットパルス回路４２は出力信号ＶｐをＬレベルに変化させる。なお、時刻Ｔ１４から期間Ｔｘ経過する時刻Ｔ１５までのＬＥＤ駆動制御回路１０の動作は、時刻Ｔ１２から時刻Ｔ１３までの動作と同じである。また、時刻Ｔ１５以降は時刻Ｔ１３から時刻Ｔ１５までの動作が繰り返される。したがって、例えば電源電圧ＶＤＤが過渡的に変動し、駆動電流Ｉｓ１よりも電流値の低い駆動電流Ｉｓ２が生じた場合であっても、ＬＥＤ駆動制御回路１０は、駆動電流Ｉｓ２を周期Ｔｚで変化させ続けることが可能である。なお、例えば、時刻Ｔ１０より前に駆動電流Ｉ２が駆動電流Ｉ１より増加した場合であっても、駆動電流Ｉｓ２の変化量ΔＩＡ及び駆動電流Ｉｓ２の増加速度Ｓ１は一定であるため、ＬＥＤ駆動制御回路１０は、駆動電流Ｉｓ２を周期Ｔｚで変化させ続けることが可能である。

以上に説明した構成からなる本実施形態のＬＥＤ駆動制御回路１０では、コンパレータ４１は、駆動電流Ｉｓが所定の最大値である電流値Ｉ１に達することを検出する。そしてワンショットパルス回路４２は、コンパレータ４１の出力信号Ｖｐに基づいて、駆動電流Ｉｓが電流値Ｉ１より小さい場合はＮＭＯＳトランジスタ３０をオンすべくＨレベルの出力信号Ｖｐを出力する。また、駆動電流Ｉｓが電流値Ｉ１となると、ＮＭＯＳトランジスタ３０をオフすべくＬレベルの出力信号Ｖｐを期間Ｔｘだけ出力する。ＮＭＯＳトランジスタ３０がオフされた際の駆動電流Ｉｓの減少速度Ｓ２及び期間Ｔｘは一定であるため、駆動電流Ｉｓの変化量ΔＩＡは一定となる。また、電源電圧ＶＤＤのレベルが一定の場合、駆動電流Ｉｓの増加速度Ｓ１は一定であるため、増加速度Ｓ１で駆動電流ＩｓをΔＩＡだけ変化させる期間も一定となる。このため、本実施形態のＬＥＤ駆動制御回路１０は、駆動電流Ｉｓを一定の周期Ｔｚで変化させることができ、サブハーモニック発振を抑制することができる。なお、一般的に、ＬＥＤ等の負荷の駆動電流の最大値を検出し、駆動電流の増減をトランジスタのスイッチングで制御する回路においては、サブハーモニック発振を抑制するために、駆動電流の最大値に所定の傾斜を与えるスロープ補償が実行されることがある。本実施形態では、サブハーモニック発振を抑制するために、前述のようなスロープを補償する回路を用いる必要はないため、ＬＥＤ駆動制御回路１０の構成が複雑化されることを防ぐことができる。

また、本実施形態では、出力信号Ｖｐを期間ＴｘだけＬレベルとするために、ワンショットパルス回路４２を用いている。このため、コンパレータ４１が、駆動電流Ｉｓが電流Ｉ１に達したことを検出すると、確実に期間Ｔｘだけ出力信号ＶｐをＬレベルとすることが可能である。つまり、本実施形態では、駆動電流Ｉｓが電流値Ｉ１に達する度に、駆動電流Ｉｓの電流量をΔＩＡだけ確実に減少させることができる。したがって、駆動電流Ｉｓの増加速度Ｓ１が一定の場合は駆動電流Ｉｓの周期を一定とすることができる。

また、本実施形態では、検出電圧Ｖｓがフィルタ４０で処理され、出力電圧Ｖｆとしてコンパレータ４１に出力されている。フィルタ４０が無い構成では、サージ電圧が大きいと、検出電圧Ｖｓが基準電圧Ｖｒｅｆのレベルを超え、駆動電流Ｉｓが最大値に達していない場合であっても出力信号ＶｃがＬレベルとなる誤動作が起きることがある。本実施形態は、駆動電流Ｉｓの最大値を検出する際に、検出電圧Ｖｓのサージ電圧によるノイズをフィルタ４０で抑制しているため、誤動作を防ぐことが可能となる。

なお、上記実施例は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。

本実施形態では、駆動電流Ｉｓの増減を制御するためにＮＭＯＳトランジスタ３０を用いたが、例えば、ＮＰＮトランジスタを用いても良い。

また、本実施形態では、ＬＥＤ２９のカソードとＮＭＯＳトランジスタ３０のドレインとの間にインダクタ３１を設けたが、電源電圧ＶＤＤとＬＥＤ２０のアノードとの間にインダクタを設けることとしても良い。

また、本実施形態では、ＮＭＯＳトランジスタ３０がオフされた際に駆動電流Ｉｓを回生するためのダイオード３２を設けたがこれに限られるものではない。例えば、ダイオード３２の代わりに、ＮＭＯＳトランジスタ３０と相補的にオンオフするスイッチ回路を入れても本実施形態と同様の効果を得ることができる。

本発明の一実施形態であるＬＥＤ駆動制御回路１０の構成を示す図である。ＬＥＤ駆動制御回路１０の動作の一例を説明するためのタイミングチャートである。ＬＥＤ駆動制御回路１０の動作の一例を説明するためのタイミングチャートである。ＬＥＤ駆動制御回路１００の構成を示す図である。ＬＥＤ駆動制御回路１００の動作の一例を説明するためのタイミングチャートである。

符号の説明

１０ＬＥＤ駆動制御回路
２０〜２９ＬＥＤ
３０ＮＭＯＳトランジスタ
３１インダクタ
３２ダイオード
３３検出抵抗
４０フィルタ
４１コンパレータ
４２ワンショットパルス回路
４３ＡＮＤ回路
４４バッファ回路
５０抵抗
５１コンデンサ

Claims

直列に接続された発光素子及びインダクタに対し直列に接続され、前記発光素子の駆動電流の増減を制御するトランジスタを、入力される制御信号に基づいてオンオフする制御回路と、
前記駆動電流の最大値を検出する最大値検出回路と、
前記最大値検出回路の検出結果に基づいて、前記駆動電流が前記最大値より小さい場合は、前記駆動電流を電源電圧のレベルに応じた速度で増加させるべく前記トランジスタをオンさせ、前記駆動電流が前記最大値となると、前記駆動電流を前記発光素子の順方向電圧のレベルに応じた速度で減少させるべく前記トランジスタを所定期間オフさせるような前記制御信号を生成する制御信号生成回路と、
を備えることを特徴とする発光素子駆動制御回路。
請求項１に記載の発光素子駆動制御回路であって、
前記制御回路は、
前記制御信号が一方の論理レベルとなると前記トランジスタをオンし、前記制御信号が他方の論理レベルとなると前記トランジスタをオフし、
前記制御信号生成回路は、
前記最大値検出回路の前記検出結果に基づいて、前記駆動電流が前記最大値より小さい場合は一方の論理レベルの前記制御信号を出力し、前記駆動電流が前記最大値となると前記制御信号を前記所定期間他方の論理レベルに変化させること、
を特徴とする発光素子駆動制御回路。
請求項１または請求項２に記載の発光素子駆動制御回路であって、
前記最大値検出回路は、
前記駆動電流の電流値に応じた検出電圧を一端に生成する抵抗の前記検出電圧におけるノイズを抑制するフィルタと、
前記ノイズが抑制された前記検出電圧と前記最大値に応じた基準電圧との比較結果を前記最大値検出回路の前記検出結果として出力する比較回路と、
を含むことを特徴とする発光素子駆動制御回路。