CN102752908A - 半导体发光元件的点亮装置及使用了该装置的照明器具 - Google Patents

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Abstract

本发明提供半导体发光元件的点亮装置及使用了该装置的照明器具。在利用以不连续模式进行动作的DC-DC转换器(3)对半导体发光元件(4)实施调光点亮的装置中，具备：通过使开关元件(Q1)的导通截止动作间歇地停止来调整半导体发光元件(4)中流动的电流的突发调光控制部；检测半导体发光元件(4)中流动的电流或者被施加的电压的至少一方的输出检测部(5a、5b)；和向输出检测部(5a、5b)的检测值接近于目标值的方向，调整导通截止动作中的开关元件(Q1)的导通期间或者突发调光期间的反馈控制部(6)。也可以在调光下限附近停止向反馈控制部(6)的供电。

Description

半导体发光元件的点亮装置及使用了该装置的照明器具
技术领域
本发明涉及如发光二极管(LED)那样的半导体发光元件的点亮装置以及使用了该点亮装置的照明器具。
背景技术
根据专利文献1(美国专利第7,071,762号公报)，提出了一种在利用开关电源对输入直流电源进行电力变换而向LED供给直流电流的LED照明装置中，通过以低频使开关电源的高频动作间歇地停止的突发(burst)调光控制，来对LED进行调光的方案。而且，还提出了一种接收LED中流过的电流的检测值，对以低频使开关电源的高频动作间歇地停止的期间进行反馈控制的方案(参照该文献的权利要求20、图11)。
专利文献1：美国专利第7,071,762号公报(权利要求20、图11)
本发明要解决的技术问题
在专利文献1的技术中，将开关电源以连续模式(参照该文献的图12)动作作为前提，为了避免电感器的磁饱和，需要对电感器中流过的电流的峰值进行限制的控制机构。另一方面，如果采用在开关元件截止时电感器中流过的电流变为零之后，经过规定的休止期间使开关元件导通的不连续模式，则不仅能够简化控制电路，而且通过与开关元件的导通期间相比将截止期间设定得极长，能够以非常微弱的光输出稳定地进行调光点亮(特愿2011-000457号)。但是，在不连续模式中，存在着虽然低亮度域的调光点亮比较容易实现，但在高亮度域～中亮度域中，由于因半导体发光元件的发热引起的负载特性的变动，导致输出的变动变大这一问题。
发明内容
本发明鉴于这样的问题而提出，其课题在于，提供一种利用以不连续模式动作的开关电源，能够从非常微弱的光输出到额定点亮为止稳定地进行调光点亮的半导体发光元件的点亮装置。
解决技术问题的手段
为了解决上述课题，如图1所示，本发明提供的半导体发光元件的点亮装置具备：对直流电源Vdc进行电力变换，向半导体发光元件4供给直流电流的DC-DC转换器3；和对DC-DC转换器3进行控制，调整半导体发光元件4中流过的电流的大小的调光控制部；其中，上述DC-DC转换器3至少具备开关元件Q1、电感元件L1和再生二极管D1，以将开关元件Q1导通时从直流电源Vdc蓄积到电感元件L1的能量在开关元件Q1截止时经由再生二极管D1释放，在电感元件L1的能量释放结束后使开关元件Q1导通的不连续模式进行动作，上述调光控制部具备：通过使开关元件Q1的导通截止动作间歇地停止来调整半导体发光元件4中流过的电流的突发调光控制部；检测半导体发光元件4中流过的电流或者被施加于半导体发光元件4的电压的至少一方的输出检测部5a、5b；和向上述输出检测部5a、5b的检测值接近目标值的方向调整导通截止动作中的开关元件Q1的导通期间的反馈控制部6。
在上述半导体发光元件的点亮装置中，优选上述突发调光控制部在调光等级的全部范围使开关元件Q1的导通截止动作间歇地停止。
在上述半导体发光元件的点亮装置中，优选上述突发调光控制部在调光等级比规定值低时，使开关元件Q1的导通截止动作间歇地停止。
在上述半导体发光元件的点亮装置中，优选在调光等级比规定值低时，使向反馈控制部的供电停止。
为了解决上述课题，本发明提供的半导体发光元件的点亮装置如图5所示，具备对直流电源Vdc进行电力变换，向半导体发光元件4供给直流电流的DC-DC转换器3；和对DC-DC转换器3进行控制，调整半导体发光元件4中流过的电流的大小的调光控制部；其中，上述DC-DC转换器3至少具备开关元件Q1、电感元件L1和再生二极管D1，以将开关元件Q1导通时从直流电源Vdc蓄积到电感元件L1的能量在开关元件Q1截止时经由再生二极管D1释放，在电感元件L1的能量释放结束后使开关元件Q1导通的不连续模式进行动作，上述调光控制部具备：通过使开关元件Q1的导通截止动作间歇地停止来调整半导体发光元件4中流过的电流的突发调光控制部(晶体管Tr2)；检测半导体发光元件4中流过的电流或者被施加于半导体发光元件4的电压的至少一方的输出检测部5；和向上述输出检测部5的检测值接近于目标值的方向，调整使开关元件Q1的导通截止动作间歇地停止的期间的反馈控制部(错误放大器EA1)。
在上述的半导体发光元件的点亮装置中，优选根据将由突发调光控制部使上述开关元件Q1的导通截止动作间歇地停止的信号平滑化后得到的直流电压，使开关元件Q1的导通期间或者导通截止周期可变(图3(b)、图5)。
在上述的半导体发光元件的点亮装置中，优选如图2所示，将在调光下限附近流过比半导体发光元件4中流过的电流大的旁通电流的旁通电路(二极管D2+电阻R6)与半导体发光元件4并联连接，上述输出检测部5b检测出半导体发光元件4中流过的电流作为被上述旁通电流提高后的负载电流。
为了解决上述课题，提供一种具备上述的半导体发光元件的点亮装置的照明器具。
根据本发明，由于具备通过使开关元件的导通截止动作间歇地停止来调整半导体发光元件中流过的电流的突发调光控制部，所以能够利用以不连续模式进行动作的开关电源在广阔的范围进行调光点亮，并且由于设有对半导体发光元件中流过的电流或者被施加于半导体发光元件的电压的至少一方进行检测的输出检测部，且设置有向其检测值接近于目标值的方向调整使导通截止动作中的开关元件的导通期间或者开关元件的导通截止动作间歇地停止的期间的反馈控制部，所以能够从非常微弱的光输出直到额定点亮为止稳定地进行调光点亮。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1涉及的半导体发光元件的点亮装置的概略结构的模块电路图。
图2是本发明的实施方式2的电路图。
图3是本发明的实施方式3的主要部分电路图。
图4是本发明的实施方式4的电路图。
图5是本发明的实施方式5的电路图。
图6是本发明的实施方式5的动作波形图。
图7是表示本发明中使用的DC-DC转换器的例子的电路图。
图8是表示本发明的实施方式7的照明器具的概略结构的剖视图。
具体实施方式
(实施方式1)
图1是本发明的实施方式1涉及的半导体发光元件的点亮装置电路图。输入直流电源1由滤波电路1a、整流电路1b、升压斩波电路1c构成，对商用交流电源Vs进行整流平滑，输出近似一定的输入直流电压Vdc。控制用电源电路2例如由使用了IPD元件的降压斩波电路(参照后述的图4)构成，对输入直流电压Vdc进行降压，生成控制电源电压Vcc。
DC-DC转换器3是由开关元件Q1、电感器L1、再生二极管D1、平滑电容器C1构成的降压斩波电路(buck converter)，开关元件Q1以高频进行导通(ON)截止(OFF)，从而对输入直流电压Vdc进行电压变换后将其输出。
降压斩波电路的构成是公知的，输入直流电源1上连接着平滑电容器C1、电感器L1与开关元件Q1的串联电路，平滑电容器C1与电感器L1的串联电路和再生二极管D1并联连接构成闭回路。
降压斩波电路的动作也是公知的，当开关元件Q1导通时，以输入直流电源1→平滑电容器C1→电感器L1→开关元件Q1→输入直流电源1的路径流动渐增电流，在电感器L1中蓄积能量。当开关元件Q1截止时，基于电感器L1的感应电压，以电感器L1→再生二极管D1→平滑电容器C1→电感器L1的路径流过渐减电流，电感器L1的能量被释放出。
将在电感器L1的能量释放结束之前开关元件Q1被导通的动作称为连续模式，将在电感器L1的能量释放结束的定时开关元件Q1被导通的动作称为阈值模式，将在电感器L1的能量释放结束后并经过休止期间使开关元件Q1导通的动作称为不连续模式。在本发明中采用不连续模式，在专利文献1中使用了连续模式(参照该文献的图12)。
DC-DC转换器3的输出经由连接器(connector)CN2向半导体发光元件4供给。半导体发光元件4例如由LED的串联电路构成，其负载电压由电压检测电路5a检测，负载电流由电流检测电路5b检测。各检测电路5a、5b的检测信号被返回给反馈控制电路6，用于开关元件Q1的控制。对检测电路5a、5b而言，可以使用其中的任意一方，也可以同时采用两方。
开关元件Q1基于高频振荡电路7的输出被以高频进行导通截止控制。高频振荡电路7使开关元件Q1导通的时间与使其截止的时间的比率被设定为以不连续模式进行动作，该不连续模式是使在开关元件Q1导通时从输入直流电源1蓄积到电感器L1的能量在开关元件Q1截止时经由再生二极管D1释放出，在电感器L1的能量释放结束后使开关元件Q1导通的模式。在该不连续模式中，通过在低光束点亮时将开关元件Q1的(导通时间/截止时间)的比率设定得极端小，能够以极其微弱的光输出稳定点亮。
但是，在高亮度域～中亮度域中，由于因半导体发光元件4的发热引起的温度上升使得元件本身的V-I特性发生变动，所以若不实施反馈控制，则光输出无稳态。另一方面，在低亮度域中，由于半导体发光元件4的发热少，所以因温度上升使得元件的V-I特性发生变动是有限的。
鉴于此，在本实施方式中，在半导体发光元件4的发热比较大的高亮度域～中亮度域中使反馈控制电路6有效，利用反馈控制电路6的输出对高频振荡电路7使开关元件Q1导通的时间幅度进行反馈控制。另外，在低亮度域中，通过使反馈控制电路6的动作停止，并且可以利用调光控制电路8使开关元件Q1的高频的导通截止动作间歇地停止以便将(导通时间/截止时间)的比率设定得极端小，从而能够稳定地调光点亮成极其微弱的光输出。
调光控制电路8根据来自调光信号电路9的调光电压进行动作，以便为了在高亮度域～中亮度域中使由检测电路5a、5b检测出的信号收敛于目标值而对高频振荡电路7使开关元件Q1导通的时间幅度进行反馈控制。另外，在低亮度域中，将高频振荡电路7使开关元件Q1导通的时间幅度设为固定宽度，或者，根据来自调光信号电路9的调光电压而可变，并且使开关元件Q1的高频的导通截止动作间歇地停止的比例根据来自调光信号电路9的调光电压可变。
调光信号电路9具备无极性化电路9a、绝缘电路9b、直流变换电路9c，用于对经由调光信号线从外部接收到的调光信号进行信号变换，输出调光电压。从外部接收的调光信号例如是振幅为10V、频率为1kHz程度的PWM信号。无极性化电路9a例如由全波整流器构成，使调光信号线的连接极性无极性化。绝缘电路9b例如由光电耦合器构成，使调光信号线与点亮装置绝缘。直流变换电路9c例如由平滑电路构成，输出与作为调光信号的PWM信号的脉冲宽度对应的等级的直流电压作为调光电压。
在本发明中，突发调光控制部构成为含有高频振荡电路7与调光控制电路8，调光控制部构成为含有突发调光控制部、检测电路5a、5b和反馈控制电路6。
以下，参照图2，对将图1的基本构成进一步具体化后的实施方式加以例示说明。
(实施方式2)
图2是本发明的实施方式2的电路图。在本实施方式中，更加具体化表示了图1的电流检测电路5b、反馈控制电路6、高频振荡电路7的构成。
《关于高频振荡电路7》
高频振荡电路7由通用的计时器电路TM1、TM2和其外围电路构成。第1计时器电路TM1是设定开关元件Q1的导通截止频率的无稳态多谐振荡器，第2计时器电路TM2是设定开关元件Q1的导通脉冲宽度的单稳态多谐振荡器。
计时器电路TM1、TM2是具有图3(a)所示的内部构成的公知计时器IC(所谓的555)，例如只要使用瑞萨电子公司(由旧NEC电子所管辖)的μPD5555或者其dual版(μPD5556)或它们的替代品即可。第1管脚是接地端子，第8管脚是电源端子。
第2管脚是触发端子，若该端子比第5管脚的电压的一半(通常为电源电压Vcc的1/3)低，则内部的触发器FF基于第1比较器(comparator)CP1的输出被置位(set)，第3管脚(输出端子)成为High电平，第7管脚(放电端子)成为开路状态(日文：開放状態)。
第4管脚是复位端子，若该端子变为Low电平，则处于动作停止状态，第3管脚(输出端子)被固定为Low电平。第5管脚是控制端子，被内部的泄放(bleeder)电阻(三个电阻R的串联电路)施加通常为电源电压Vcc的2/3的基准电压。
第6管脚是阈值(threshold)端子，若该端子比第5管脚的电压(通常为电源电压Vcc的2/3)高，则内部的触发器FF基于第2比较器CP2的输出被复位，第3管脚(输出端子)变成Low电平，第7管脚(放电端子)成为通过内部的晶体管Tr与第1管脚短路的状态。
第1计时器电路TM1外带有时间常数设定用的电阻R1、R2和电容器C2，作为无稳态多谐振荡器进行动作。电容器C2的电压被输入到第2管脚(触发端子)和第6管脚(阈值端子)，与内部的基准电压(电源电压Vcc的1/3、2/3)进行比较。第5管脚的电压通过电容器C3被稳定化。
在电源接通初期，由于电容器C2的电压比在第2管脚(触发端子)进行比较的基准电压(电源电压Vcc的1/3)低，所以第3管脚(输出端子)成为High电平，第7管脚(放电端子)成为开路状态。由此，电容器C2被从电源电压Vcc经由电阻R2、R1充电。
如果电容器C2的电压变得比在第6管脚(阈值端子)进行比较的基准电压(电源电压Vcc的2/3)高，则第3管脚(输出端子)变为Low电平，第7管脚(放电端子)成为与第1管脚短路的状态。由此，电容器C2经由电阻R1放电。
若电容器C2的电压变得比在第2管脚(触发端子)进行比较的基准电压(电源电压Vcc的1/3)低，则第3管脚(输出端子)成为High电平，第7管脚(放电端子)成为开路状态。由此，电容器C2被从电源电压Vcc经由电阻R2、R1再次充电。以后反复进行相同的动作。
电阻R1、R2与电容器C2的时间常数被设定成第3管脚(输出端子)的振荡频率为数十kHz的高频。另外，电阻R1、R2的电阻值被设定成R1＜＜R2。因此，与经由电阻R2、R1对电容器C2进行充电的期间(第3管脚的输出端子为High电平的期间)相比，经由电阻R1对电容器C2进行放电的期间(第3管脚的输出端子为Low电平的期间)变得极短。由此，从第1计时器电路TM1的第3管脚(输出端子)以数十kHz的高频反复输出脉冲宽度短的Low电平的脉冲。利用该脉冲宽度短的下降脉冲，每个周期对第2计时器电路TM2的第2管脚触发一次。
第2计时器电路TM2外带有时间常数设定用的电阻R3和电容器C4，作为单稳态多谐振荡器进行动作。当第2计时器电路TM2的第2管脚(触发端子)被输入脉冲宽度短的Low电平的脉冲时，在其下降沿中，第2计时器电路TM2的第3管脚(输出端子)成为High电平，第7管脚(放电端子)成为开路状态。因此，电容器C4经由时间常数设定用的电阻R3被充电。若其充电电压比在第6管脚(阈值端子)的第2比较器CP2进行比较的基准电压(第5管脚的电压)高，则第3管脚(输出端子)变为Low电平，第7管脚(放电端子)成为与第1管脚短路的状态。由此，电容器C4瞬时放电。
因此，从第2计时器电路TM2的第3管脚输出的High电平的脉冲信号的脉冲宽度，由将电容器C4从接地电位充电到基准电压(第5管脚的电压)所需要的时间决定。该时间的最大值被设定成比第1计时器电路TM1的振荡周期短。另外，该时间的最小值被设定成比从第1计时器电路TM1的第3管脚输出的Low电平的触发脉冲的脉冲宽度长。
从第2计时器电路TM2的第3管脚输出的High电平的脉冲信号成为开关元件Q1的导通驱动信号。其导通时间幅度能够由第2计时器电路TM2的第5管脚的电压控制，第5管脚的电压越低，其导通时间幅度越短。
《反馈控制电路6》
接下来，说明对第2计时器电路TM2的第5管脚的电压进行控制的反馈控制电路6的构成。反馈控制电路6由运算放大器OP1和其外围电路构成。在运算放大器OP1的反相输入端子与输出端子之间，连接有由电阻R11、R12和电容器C6构成的反馈阻抗(feedback impedance)。运算放大器OP1的正相输入端子被施加基准电压Vref。运算放大器OP1的输出端子的电压变化成运算放大器OP1的反相输入端子的电压与正相输入端子的电压(基准电压Vref)一致。运算放大器OP1的反相输入端子经由第1输入电阻R9被输入电流检测电路5b的检测电压Vdet，并且，经由第2输入电阻R10被输入来自调光控制电路8的调光控制电压Vdim。
由于若调光控制电压Vdim增加，则运算放大器OP1的输出电压降低，经由电阻R13与二极管D4从第5管脚引出的电流增加，所以第5管脚的基准电压降低。由此，开关元件Q1的导通时间幅度变短。相反，由于若调光控制电压Vdim减少，则运算放大器OP1的输出电压上升，经由电阻R13与二极管D4从第5管脚引出的电流减少，所以第5管脚的基准电压上升。由此，开关元件Q1的导通时间幅度变长。
另外，由于当调光控制电压Vdim一定时，在检测电压Vdet发生了变动的情况下，通过与上述同样的动作，若检测电压Vdet增加则开关元件Q1的导通时间幅度变短，相反，若检测电压Vdet减少则开关元件Q1的导通时间幅度变长，所以实施反馈控制以便抑制输出变动。由此，开关元件Q1的导通时间幅度被控制，以便针对调光控制电压Vdim的大小，成为相应的检测电压Vdet。
以上的动作在高亮度域～中亮度域的范围实施，而在低亮度域(例如，相对全部点亮时小于10％的低光束域)中停止基于运算放大器OP1的反馈控制，开关元件Q1的导通时间幅度被固定为最短值，取而代之地，通过使开关元件Q1的高频的导通截止动作间歇地停止，能够实施进一步的调光。
因此，将调光控制电路8的端子a在低亮度域中设为High电平。若调光控制电路8的端子a变为High电平，则经由二极管D3向开关元件Q2的控制电极输入导通驱动信号，开关元件Q2变成导通状态。因此，第2计时器电路TM2的第5管脚的基准电压被固定成由内部的泄放电阻与电阻R13的分压比决定的最低值，开关元件Q1的导通时间幅度被固定成由运算放大器OP1能够控制的范围的最短值。另外，若调光控制电路8的端子a变为High电平(控制电源电压Vcc的电平)，则由于经由电阻R14的晶体管Tr4的基极电流被切断，所以晶体管Tr4为OFF，不对运算放大器OP1供给控制电源电压Vcc。由此，能够节减运算放大器OP1在低亮度域中的多余的消耗电力。
其中，优选预先设计成调光控制电路8的端子a切换为High电平时的运算放大器OP1的输出电压为最低值，即在开关元件Q2导通的前后，二极管D4的阳极电位几乎不变动。
接下来，在从低亮度域的控制返回到中亮度域的控制的情况下，为了使运算放大器OP1再次开始动作，调光控制电路8将端子a切换成Low电平。于是，由于经由电阻R14向晶体管Tr4流动基极电流，所以晶体管Tr4处于ON状态，运算放大器OP1被供给控制电源电压Vcc。另外，由于经由二极管D3供给的导通驱动信号被切断，所以开关元件Q2被OFF，但希望开关元件Q2暂时继续ON状态，直到运算放大器OP1的动作充分稳定。
鉴于此，预先将由电容器C5和电阻R15构成的计时器电路与开关元件Q2的控制电极连接，将其时间常数设定为直到运算放大器OP1的动作充分稳定为止的时间程度。由此，随着电容器C5的电压降低，开关元件Q2缓慢向OFF状态转移。然后，在开关元件Q2完全OFF的时候，运算放大器OP1的动作稳定，通过经由二极管D4向运算放大器OP1的输出端子引入流过电阻R13的电流，开关元件Q1的导通时间幅度成为被运算放大器OP1控制的状态。
此外，如果具有若干的滞后特性，以使调光控制电路8的端子a从Low电平向High电平转移时的调光控制电压Vdim1、与调光控制电路8的端子a从High电平向Low电平转移时的调光控制电压Vdim2的关系成为Vdim1＞Vdim2，则能够避免低亮度域的控制与中亮度域的控制被频繁切换的现象。
接下来，对低亮度域的控制进行说明。如果转移到低亮度域的控制，则由于调光控制电路8将开关元件Q2固定为ON状态，所以开关元件Q1的导通时间幅度被固定为最短值，为了进一步加强调光，需要延长开关元件Q1的截止时间。
因此，通过从调光控制电路8的端子c输出低频的PWM信号，将第2计时器电路TM2的第4管脚的电压以低频切换为High/Low，来使开关元件Q1的高频的导通截止动作间歇地休止。端子c在高亮度域～中亮度域中被固定为High电平，第2计时器电路TM2处于总是能够动作的状态。与此相对，在低亮度域中，端子c以低频切换成High/Low，该Low电平的期间的比例被控制成随着调光加强(随着亮度变低)而变长。即，通过在开关元件Q1的导通时间幅度维持最短值的状态下，基于突发调光使开关元件Q1的截止期间不断增大，将(导通时间/截止时间)的比率控制到极端小的值，从而可以调光点亮成极其微弱的光输出。
公知在如此调光点亮成极其微弱的光输出的情况下，优选与半导体发光元件4并列设置流过比点亮电流大的旁通电流的旁通电路(参照特开2011-65922号公报)。鉴于此，在本实施方式中，有效地灵活应用这样的旁通电路，放大了电流检测电路5b的可检测域。
《关于电流检测电路5b》
在图2的电流检测电路5b中，半导体发光元件4上并联连接有二极管D2与电阻R6的串联电路。也可以将电阻R6置换成恒电流电路。优选二极管D2使用具有与晶体管Tr3的基极·发射极间的二极管近似同等的温度特性的二极管。通过二极管D2的正向电压与晶体管Tr3的基极·发射极间电压几乎相抵消，可以取出电流检测电阻R4的两端电压作为基极偏置电阻R5的两端电压。电流检测电阻R4为低电阻，基极偏置电阻R5为高电阻，由于基极偏置电阻R5中流动的电流为其两端电压÷电阻R5，所以可以向晶体管Tr3流动与电流检测电阻R4中流动的电流(点亮电流+旁通电流)对应的基极电流。由于与该基极电流对应的集电极电流流过电阻R7、R8的串联电路，所以能够在电阻R8的两端获得与电流检测电阻R4的两端电压对应的检测电压Vdet。
若假设没有由二极管D2与电阻R6的串联电路构成的旁通电路，则由于作为低电阻的电流检测电阻R4的两端电压随着点亮电流降低而变得微弱，导致晶体管Tr3的基极·发射极间二极管不导通，所以难以进行电流检测。在本实施方式中，通过总向电流检测电阻R4流过由二极管D2与电阻R6的串联电路构成的旁通电路的旁通电流，即使点亮电流变小，也能够提高电流检测电阻R4的两端电压，而且，可以通过二极管D2的正向电压使晶体管Tr3的基极·发射极间二极管导通，因此即使负载电流变小，也能够检测点亮电流。
电流检测电阻R4本来只要检测半导体发光元件4中流动的点亮电流，但在本实施方式中，除了半导体发光元件4中流动的点亮电流之外，还检测被二极管D2以及电阻R6的串联电路中流动的旁通电流提高的电流。但是，由于半导体发光元件4的负载电压比较稳定，所以旁通电流与点亮电流相比其变动范围受限，而且，能够通过将电阻R6置换成恒电流电路等的机构简单地除去旁通电流的影响，因此实质上能够检测点亮电流。
此外，在本实施方式中，如上所述那样，由于在低亮度域(例如，相对全部点亮时小于10％的低光束域)中省略了反馈控制，在点亮电流比旁通电流大的高亮度域～中亮度域的范围中实施了反馈控制，所以检测电压Vdet主要反映了点亮电流，可忽略因旁通电流而提高的量。
《关于调光控制电路8》
图2的调光控制电路8可以由微型计算机构成。例如，从A/D变换输入端口读取由图1的调光信号电路9输出的模拟的调光电压，基于该读取值并参照内部的存储表来决定调光控制电压Vdim，从D/A变换输出端子b输出。为了在在高亮度域～中亮度域的范围中实施与调光控制电压Vdim对应的反馈控制，预先将端子a设为Low电平，将端子c固定为High电平。在低亮度域中，为了使反馈控制停止，将端子a设为High电平，而且，为了使高频的导通截止动作以低频间歇地停止，将端子c以低频切换成High/Low。其Low电平的期间的比例只要基于从A/D变换输入端口读取由图1的调光信号电路9输出的模拟的调光电压而得到的值，并参照内部的存储表来决定即可。
(实施方式3)
图3(b)表示了本发明的实施方式3的主要部分构成。在本实施方式中，通过在图2所示的实施方式2中使第1计时器电路TM1的第5管脚的电压在低亮度域可变，而将开关元件Q1的高频的导通截止动作的频率设为可变。
为了如上述那样调光点亮成极其微弱的光输出，开关元件Q1的高频的导通截止动作的频率随着接近于调光下限而降低的做法是有利的。
在图2的实施方式中，由于第1计时器电路TM1的第5管脚的电压被固定，所以开关元件Q1的高频的导通截止动作的频率固定。与此相对，在图3(b)所示的变形例中，将电阻Ro和开关元件Q3的串联电路与和第1计时器电路TM1的第5管脚连接的电容器C3并联，能够通过低频的PWM信号对开关元件Q3进行导通截止控制。低频的PWM信号只要使用从图2的调光控制电路8的端子c输出的信号即可。
由于在图2的调光控制电路8的端子c总是为High电平的状态(高亮度域～中亮度域)下，开关元件Q3总是处于导通状态，所以第1计时器电路TM1的第5管脚的电压成为由内部的泄放电阻(参照图3(a))与外带的电阻Ro的分压比决定的电压，成为比(2/3)Vcc低的电压。因此，第1计时器电路TM1的振荡频率与第5管脚的电压为(2/3)Vcc的情况相比变高。
接下来，当图2的调光控制电路8的端子c处于以低频切换成High/Low的状态(低亮度域)时，开关元件Q3间歇地成为截止状态。随着开关元件Q3变为截止状态的期间增长、即开关元件Q1的高频的振荡动作停止的期间变长，第1计时器电路TM1的第5管脚的电压朝向(2/3)Vcc不断上升。因此，第1计时器电路TM1的高频的振荡频率不断变低。由此，由于开关元件Q1的导通次数减少，所以能够调光点亮到极其微弱的光输出。
(实施方式4)
图4是本发明的实施方式4的电路图。在本实施方式中，降压斩波电路的开关元件Q1被配置在高电位侧，半导体发光元件4被配置在低电位侧。通过半导体发光元件4被配置在低电位侧，半导体发光元件4中流动的点亮电流的检测比其他实施方式容易。而且，将反馈控制电路6配置到低电位侧，能够将从调光电路80得到的控制目标信号、与从电流检测电阻R4得到的检测信号直接进行比较。
另一方面，由于开关元件Q1被配置在高电位侧，所以需要将一些驱动电路配置到高电位侧。在本实施方式中，将由计时器电路TM1与TM2构成的高频振荡电路7配置到高电位侧。其构成与图2的实施方式2基本相同，不同点在于对第二段的计时器电路TM2附加了光电耦合器PC1、PC2。
在图2的计时器电路TM2中，对第5管脚的基准电压进行可变控制，时间常数设定用的电阻R3为固定值。与此相对，在图4的计时器电路TM2中，第5管脚的基准电压成为被电容器C8稳定化后的固定值，取而代之地，电阻R17和光电耦合器PC1的受光元件的串联电路与时间常数设定用的电阻R3并联。光电耦合器PC1的发光元件通过反馈控制电路6被控制通电量。如果光电耦合器PC1的受光元件的电阻值下降，则由于电容器C4的充电速度上升，所以开关元件Q1的导通时间幅度被向缩短的方向控制。
另外，在计时器电路TM2的第8管脚与第4管脚之间插入能够以低频进行开/关的光电耦合器PC2的受光元件，第4管脚被电阻R18下拉到第1管脚的电位。光电耦合器PC2的发光元件能够通过调光电路80以低频切换通电/切断。当光电耦合器PC2的发光元件被通电时，光电耦合器PC2的受光元件变为导通(ON)。在光电耦合器PC2的发光元件的电流被切断时，光电耦合器PC2的受光元件变为截止(OFF)。
在光电耦合器PC2的受光元件截止时，由于计时器电路TM2的第4管脚被电阻R18下拉而成为Low电平，所以输出端子(第3管脚)的电压被固定为Low电平。在光电耦合器PC2的受光元件导通时，由于计时器电路TM2的第4管脚成为High电平，所以计时器TM2变为能够动作的状态，作为单稳态多谐振荡器进行动作。
如果像本实施方式这样，将高频振荡电路7配置在高电位侧，则与配置在低电位侧的情况相比，不需要从低电位侧向高频侧传递高频的控制信号。即，由于图4的光电耦合器PC1的传递信号是与开关元件Q1的导通时间幅度的控制有关的模拟信号，而且，光电耦合器PC2的传递信号是突发调光用的低频的开/关信号，所以都可以使用传递速度慢的廉价的元件。若假设将高频振荡电路7配置到低电位侧，则除了无法将第二段的计时器电路TM2的驱动器能力直接灵活运用于高电位侧的开关元件Q1的导通截止控制，而且还需要利用高速的光电耦合器针对在高电位侧另外设置的驱动电路传递控制信号。因此，如图4所示那样将由计时器电路TM1、TM2构成的高频振荡电路7配置到高电位侧的构成是有利的。
不过，为了将高频振荡电路7配置到高电位侧，在高电位侧需要稳定的控制电源电压HVcc。在本实施方式中，与调光状态无关，将能够向低电位侧和高电位侧供给稳定的控制电源电压Vcc、HVcc的控制用电源电路2与半导体发光元件4并联连接。为了生成稳定的控制电源电压Vcc、HVcc，控制用电源电路2需要总是流过相应的消耗电流，通过将该电流有效地活用作旁通电流，来使半导体发光元件4的调光点亮稳定化。以下，对控制用电源电路2的构成进行说明。
《关于控制用电源电路2》
与半导体发光元件4连接的平滑电容器C1上连接着由IPD元件IC1和其外围电路构成的控制用电源电路2。IPD元件IC1是所谓的配电智能化元件(Intelligent Power Device)，例如由松下电器制造的MIP2E2D构成。该元件是具有漏极端子D、源极端子S和控制端子C的3管脚IC，在内部内置有由功率MOSFET构成的开关元件、和用于控制其导通截止动作的控制电路。
由IPD元件IC1的漏极端子D与源极端子S之间内置的开关元件、电感器L2、平滑电容器C13和二极管D7构成了降压斩波电路。另外，由齐纳二极管ZD3和二极管D8、平滑电容器C12、电容器C11构成了IPD元件IC1的电源电路。
在电源接通初期，如果经由起动电路21平滑电容器C1的电压上升，则以IPD元件IC1的漏极端子D→控制端子C→平滑电容器C12→电感器L2→平滑电容器C13的路径流过电流，平滑电容器C12被充电成图示的极性。该平滑电容器C12的电压成为IPD元件IC1的内部的控制电路的动作电源，使得IPD元件IC1开始动作，漏极端子D与源极端子S之间的开关元件开始导通截止。
当IPD元件IC1的漏极端子D与源极端子S之间的开关元件导通时，以平滑电容器C1→IPD元件IC1的漏极端子D→源极端子S→电感器L2→平滑电容器C13的路径流过电流，平滑电容器C13被充电。当上述开关元件截止时，电感器L2的积蓄能量经由二极管D7被释放给平滑电容器C13。由此，由IPD元件IC1与电感器L2、二极管D7、平滑电容器C13构成的电路作为降压斩波电路进行动作，平滑电容器C13获得将平滑电容器C1的电压降压后的控制电源电压Vcc。
另外，当IPD元件IC1的漏极端子D与源极端子S之间的开关元件截止时，经由二极管D7流过再生电流，此时，电感器L2的两端电压被箝位成平滑电容器C13的电压Vc13与二极管D7的正向电压Vd7之和的电压(Vc13+Vd7)。从该电压减去齐纳二极管ZD3的齐纳电压Vz3与二极管D8的正向电压Vd8之和的电压(Vz3+Vd8)而得到的电压成为电容器C12的电压Vc12。内置于IPD元件IC1的控制电路对IPD元件IC1的漏极端子D与源极端子S之间的开关元件进行导通截止控制，以使连接在源极端子S与控制端子C之间的电容器C12的电压Vc12恒定。由此，结果平滑电容器C13的电压被控制为恒定，同时能够对IPD元件IC1赋予动作电源。
如果平滑电容器C13获得控制电源电压Vcc，则调光电路80与反馈控制电路6开始动作。另外，配置在高电位侧的计时器电路TM1、TM2被从高侧(high side)电源电路供给控制电源电压HVcc。高侧电源电路基于配置在低电位侧的控制用电源电路2的电感器L2的2次绕组L2a的输出，经由二极管D5与电阻R19对平滑电容器C9进行充电，通过齐纳二极管ZD1对其充电电压HVcc进行恒电压化。通过计时器电路TM1、TM2开始动作，开关元件Q1以高频导通截止。
接下来，对控制用电源电路2的起动电路21进行说明。在电源接通初期，当平滑电容器C1的充电电压低时，通过经由电阻R20、晶体管Tr5的基极·发射极间、电阻R22向平滑电容器C1流过电流，晶体管Tr5成为导通状态，经由电阻R21、晶体管Tr5的集电极·发射极间、电阻R22对平滑电容器C1进行充电。当平滑电容器C1的充电电压到达控制用电源电路2的IPD元件IC1的能够起动电压时，IPD元件IC1开始振荡动作。由此，平滑电容器C13能够获得低电位侧的控制电源电压Vcc，并且计时器电路TM1、TM2的电源用的平滑电容器C9能够获得高电位侧的控制电源电压HVcc。通过获得这些电源电压Vcc、HVcc，开始开关元件Q1的导通截止动作，平滑电容器C1的充电电压进一步上升。
齐纳二极管ZD2的齐纳电压被设定得比控制用电源电路2的IPD元件IC1的能够起动电压高，并且，被设定得比半导体发光元件4能够发光的电压(例如80V～98V)低。因此，当通过开关元件Q1开始导通截止动作而使得平滑电容器C1的电压达到半导体发光元件4能够发光的电压时，从平滑电容器C1以电阻R22、二极管D6、齐纳二极管ZD2的路径向相反方向流过电流，晶体管Tr5的基极·发射极间被逆偏置。由此，晶体管Tr5的集电极·发射极间被维持成截止状态，经由晶体管Tr5的起动电流被切断。
在图4的电路中，设计成在半导体发光元件4的调光范围(例如50μA～300mA的范围)中，控制用电源电路2的消耗电流、与经由起动电路21的电阻R22、二极管D6、齐纳二极管ZD2的串联电路的消耗电流的合计值，和实施方式2的二极管D2与电阻R6中流动的旁通电流(例如6～7mA)相同程度或者比其大。由此，能够有效活用在实施方式2中作为焦耳热被消耗的旁通电流，具有可较少电力损耗的优点。
《关于反馈控制电路6》
接下来，对反馈控制电路6进行说明。反馈控制电路6由内置有运算放大器A1、A2和输出晶体管Q4的反馈控制用的集成电路IC3(例如新日本无线的NJM2146B)与其外围电路构成。运算放大器A1的正相输入端子(第3管脚)经由输入电阻R61被输入电流检测电阻R4的检测电压，反相输入端子(第2管脚)被输入由调光电路80输出的控制目标电压。连接在输出端子(第1管脚)与+输入端子(第3管脚)之间的电阻R62和电容器C62的串联电路是反馈阻抗。在本实施方式中没有使用另一个运算放大器A2，但如果需要，也可以在加强调光时将其用于使半导体发光元件4的施加电压恒定化为目标电压的电压反馈控制(参照日本特开2009-232623号公报)。
集成电路IC3的电源端子(第8管脚)与接地端子(第4管脚)之间被从平滑电容器C13供给控制电源电压Vcc。集成电路IC3的电源端子(第8管脚)与输出端子(第1管脚)之间经由电阻R63连接着光电耦合器PC1的发光元件。若由电流检测电阻R4检测出的点亮电流高于由调光电路80设定的目标电流，则由于晶体管Q4的电阻值降低，光电耦合器PC1的发光元件中流动的电流增加，所以光电耦合器PC1的受光元件的电阻值降低。由此，由于开关元件Q1的导通时间幅度被向变短的方向控制，所以平滑电容器C1的电压降低，由电流检测电阻R4检测出的点亮电流减少。
如果由电流检测电阻R4检测出的点亮电流低于由调光电路80设定的目标电流，则由于晶体管Q4的电阻值变高，光电耦合器PC1的发光元件中流动的电流减少，所以光电耦合器PC1的受光元件的电阻值增加。由此，由于开关元件Q1的导通时间幅度被向变长的方向控制，所以平滑电容器C1的电压上升，由电流检测电阻R4检测出的点亮电流增加。结果，由电流检测电阻R4检测出的点亮电流被控制成成为与由调光电路80设定的目标电流对应的恒定值。
其中，虽然没有图示，但与图2所示的实施方式2同样，可以构成为在低亮度域中停止集成电路IC3向第8管脚的供电，并且通过将第1管脚短路成接地电平，来停止反馈控制。
《关于调光电路80》
接下来，对调光电路80的构成以及动作进行说明。调光电路80由下述部件构成：对由低频的PWM信号构成的调光信号进行受光的光电耦合器PC3、用于对该光电耦合器PC3的受光输出进行波形整形的施密特反相器(Schmitt inverter)IC2和其外围电路。
施密特反相器IC2例如由东芝制造的TC7SH14F构成，如果输入电压高于上侧阈值，则输出电压成为Low电平，如果输入电压低于下侧阈值，则输出电压成为High电平。在上侧阈值与下侧阈值之间具有电源电压Vcc的20～30％程度的滞后特性，即使输入电压的波形迟钝，输出电压也成为被波形整形后的矩形波电压。
施密特反相器IC2的输入端子经由拉升用的电阻R85与控制电源电压Vcc的线路连接，并且经由电阻R84与晶体管Q5的串联电路和接地连接。和电阻R84与晶体管Q5的串联电路并联的电容器C82是噪声除去用的小容量的电容器，不具有平滑作用。
晶体管Q5的基极·发射极间被供给由电阻R82与R83的电阻分压电路将控制电源电压Vcc分压后的偏置电压。电阻R83上并联有电容器C81，并且经由电阻R81并联着光电耦合器PC3的受光元件。电容器C81是噪声除去用的小容量的电容器，不具有平滑作用。
光电耦合器PC3的发光元件经由电阻(未图示)被输入由低频的PWM信号(例如1kHz、10V的矩形波电压信号)构成的调光信号。这种调光信号在荧光灯的变频点亮装置的领域中被广泛使用。
当调光信号为High电平时，由于光电耦合器PC3的受光元件基于光电耦合器PC3的发光元件的光信号而导通，晶体管Q5的基极偏置被旁通，所以晶体管Q5成为高电阻状态。由此，当施密特反相器IC2的输入电压高于上侧阈值时，施密特反相器IC2的输出电压变为Low电平。
当调光信号为Low电平时，由于基于光电耦合器PC3的发光元件的光信号消失，光电耦合器PC3的受光元件变为截止，晶体管Q5经由电阻R82被供给基极偏置，所以晶体管Q5变成低电阻状态。由此，当施密特反相器IC2的输入电压低于下侧阈值时，施密特反相器IC2的输出电压变成High电平。
当施密特反相器IC2的输出电压为High电平时，电容器C83经由二极管D9、电阻R87被充电，电容器C83的电压上升。电容器C83上预先并联有放电用的电阻R88，当施密特反相器IC2的输出电压为Low电平时，电容器C83的电压降低。其充放电的时间常数与调光信号的周期相比被设定得较大，电容器C83具有实际的平滑作用。由此，电容器C83的电压成为与施密特反相器IC2的输出电压为High电平的期间对应的电压，光电耦合器PC3被输入的调光信号为Low电平的期间越长，电容器C83的电压越高。
施密特反相器IC2的输出经由电阻R86与光电耦合器PC2的发光元件连接。当施密特反相器IC2的输出电压为High电平时，经由电阻R86向光电耦合器PC2的发光元件流动电流。此时，由于光电耦合器PC2的受光元件处于导通状态，计时器电路TM2的第4管脚变为High电平，所以计时器电路TM2成为能够动作的状态。另外，当施密特反相器IC2的输出电压为Low电平时，由于光电耦合器PC2的发光元件中不流过电流，所以光电耦合器PC2的受光元件成为截止状态。此时，由于计时器电路TM2的第4管脚变为Low电平，所以计时器电路TM2成为动作禁止状态。
因此，当施密特反相器IC2的输出电压为High电平时、即由调光电路80的光电耦合器PC3接收到的低频的PWM信号为Low电平时，开关元件Q1的高频的导通截止动作被许可，相反，当施密特反相器IC2的输出电压为Low电平时、即由调光电路80的光电耦合器PC3接收到的低频的PWM信号为High电平时，开关元件Q1被维持为截止状态。由此，根据由光电耦合器PC3接收到的低频的PWM信号来进行突发调光。
在开关元件Q1的高频的导通截止动作被许可的突发ON的状态下，开关元件Q1的导通脉冲宽度被反馈控制电路6反馈控制。即，开关元件Q1的导通脉冲宽度被控制成使得用电流检测电阻R4对从平滑电容器C1流向半导体发光元件4的平滑化后的直流电流进行检测而得到的检测值与调光电路80的电容器C83的电压一致。
其中，在图4中，电容器C10是用于绕过平滑电容器C1的高频脉动的小容量薄膜电容器。
另外，作为输入直流电源的电容器C7是图1所示那样的升压斩波电路1c的输出电容器，其电压Vdc被控制为恒定。由控制电源电路2生成的控制电源电压Vcc也可以向控制升压斩波电路的PFC控制电路供给。
(实施方式5)
图5是本发明的实施方式5的电路图。在本实施方式中，由一个计时器电路TM构成了高频振荡电路7。而且，由PWM控制电路IC4实施了使其高频的振荡动作以低频间歇地停止的控制、和高频的导通时间幅度与截止时间幅度的控制。PWM控制电路IC4在许可计时器电路TM动作时，将计时器电路TM的第4管脚设定为High电平。
计时器电路TM可以使用图3(a)所示的通用的计时器IC(所谓的555)。计时器电路TM作为无稳态多谐振荡器进行动作，如果第2管脚比第5管脚的电压的一半低，则由于内部的触发器发生反转，第3管脚变为High电平，第7管脚变为开路状态，所以电容器C4经由充电电阻Rc和二极管D10被充电。如果第6管脚被施加的电容器C4的充电电压高于第5管脚的电压，则内部的触发器发生反转，第3管脚(输出端子)变为Low电平，第7管脚(放电端子)成为与第1管脚短路的状态。由此，电容器C4经由放电电阻Rd进行放电，电压不断下降。如果第2管脚被施加的电容器C4的充电电压低于第5管脚的电压的一半，则由于内部的触发器发生反转，第3管脚变为High电平，第7管脚处于开路状态，所以电容器C4经由充电电阻Rc和二极管D10被充电。以后重复相同的动作。
这样，计时器电路TM作为一般的无稳态多谐振荡器进行动作，开关元件Q1的导通时间幅度成为由充电电阻Rc、电容器C4的时间常数和第5管脚的电压决定的可变宽度。另外，开关元件Q1的截止时间幅度成为由放电电阻Rd、电容器C4的时间常数和第5管脚的电压决定的可变宽度。因此，开关元件Q1被以与计时器电路TM的第5管脚的电压对应的导通时间幅度和截止时间幅度驱动。如果第5管脚的电压降低，则由于振荡用的电容器C4的电压的变化幅度变小，所以导通时间幅度和截止时间幅度都变短，相对于经由电阻Rc的充电电流增加，由于经由电阻Rd的放电电流减少，所以导通时间幅度的缩短率比截止时间幅度的缩短率大。
这适合于负载电压大致恒定的发光二极管的驱动，当第5管脚的电压最大时，如图6(a)所示，如果按照电感器L1中流动的电流成为接近于阈值模式的不连续模式的方式，来设计导通时间幅度与截止时间幅度的比率，则即使第5管脚的电压发生变化，也能够总是以不连续模式动作。具体而言，只要按照导通时间幅度比“导通时间幅度×(电源电压-负载电压)≈截止时间幅度×负载电压”这一阈值条件稍短的方式，设计电阻Rc、Rd与电容器C4的值即可。
在如此设计的情况下，如果第5管脚的电压降低，则由于如图6(b)那样，开关元件Q1的导通时间幅度、截止时间幅度都缩短，但导通时间幅度的缩短率比截止时间幅度的缩短率大，所以电感器L1中流动的电流的休止期间不断增大。
因此，由于通过利用PWM控制电路IC4使计时器电路TM的第5管脚的电压降低，如图6(b)那样，不仅能使电感器L1中流动的电流的峰值减少，并且电流的休止期间也变长，所以可以使突发ON的期间电感器L1中流动的平均电流减少。
通过与该控制组合，利用PWM控制电路IC4以低频(例如1kHz)将计时器电路TM的第4管脚切换为High/Low，使突发ON的期间可变，能够从长时间流过高的平均电流的状态，控制到短时间流过低的平均电流的状态，从而可以在广阔的范围实现稳定的调光。
作为PWM控制电路IC4，例如可以使用德州仪器公司的TL494或其等同品。该IC内置有锯齿波振荡器OSC、比较器CP和错误放大器EA1、EA2、输出晶体管Tr1、Tr2、基准电压源等，以由第5、第6管脚外带的电容器Ct和电阻Rt决定的固定频率进行振荡，能够以与第3管脚的电压对应的脉冲宽度生成PWM信号。振荡频率例如还能够设为1kHz那样的低频。第4管脚是死区(dead time)设定端子，在本实施方式中与接地连接。
与第1-2管脚连接的错误放大器EA1、与第15-16管脚连接的错误放大器EA2被二极管OR连接，任意一方高的输出成为比较器CP的基准电压。这里与图4的实施方式同样，不使用第2错误放大器EA2。
第13管脚是用于选择单端(single end)动作和推挽(push pull)动作的端子，在本实施方式中通过与接地连接，成为单端动作。该情况下，通过内部的逻辑电路，使得晶体管Tr1与Tr2的动作相同。
当第11-10管脚的晶体管Tr2导通时，由于计时器电路TM的第4管脚为Low电平，所以高频振荡电路7的高频振荡动作停止，开关元件Q1被维持为截止状态。另外，当晶体管Tr2截止时，计时器电路TM的第4管脚被电阻R33拉升到控制电源电压Vcc的电位，开始高频振荡电路7的高频振荡动作。
当第8-9管脚的晶体管Tr1导通时，经由电阻Ro释放电容器C3的电荷。另外，当晶体管Tr1截止时，电容器C3基于计时器电路TM中内置的泄放电阻的分压输出被充电。通过晶体管Tr1以低频进行导通/截止，其1个周期中的导通期间的比率越增加，电容器C3的电压越降低。由此，开关元件Q1的导通时间幅度变短。
对于晶体管Tr1、Tr2的1个周期中的导通期间的比率而言，由于接收输出检测电路5的检测输出被反馈控制，所以结果开关元件Q1的导通时间幅度与开关元件Q1的突发ON的期间一同也被反馈控制。
反馈控制电路由错误放大器EA1和外带的CR电路构成。在错误放大器EA1的反相输入端子与输出端子之间连接着由电阻R11、R12与电容器C6构成的反馈阻抗。错误放大器EA1的正相输入端子被施加由电阻R31、R32对第14管脚的基准电压Vref分压后的恒定电压。错误放大器EA1的输出端子的电压按照错误放大器EA1的反相输入端子的电压与正相输入端子的电压一致的方式发生变化。错误放大器EA1的反相输入端子经由第1输入电阻R9被输入输出检测电路5的检测电压Vdet，并且经由第2输入电阻R10被输入调光控制电压Vdim。
如果调光控制电压Vdim增加，则由于错误放大器EA1的输出电压降低，晶体管Tr1、Tr2的导通期间变长，所以开关元件Q1的导通截止动作停止的期间变长。另外，由于计时器电路TM的第5管脚的基准电压降低，所以开关元件Q1的导通时间幅度变短。相反，如果调光控制电压Vdim减少，则由于错误放大器EA1的输出电压上升，晶体管Tr1、Tr2的导通期间变短，所以开关元件Q1的导通截止动作停止的期间变短。另外，由于计时器电路TM的第5管脚的基准电压上升，所以开关元件Q1的导通时间幅度变长。
另外，当调光控制电压Vdim恒定时，即使在检测电压Vdet发生了变动的情况下，也按照通过与上述同样的动作抑制输出变动的方式实施反馈控制。即，如果检测电压Vdet增加，则开关元件Q1的导通截止动作停止的期间变长，并且，开关元件Q1的高频的导通时间幅度变短。相反，如果检测电压Vdet减少，则开关元件Q1的导通截止动作停止的期间变短，并且，开关元件Q1的高频的导通时间幅度变长。由此，按照抑制输出变动的方式实施反馈控制，被控制成相对于调光控制电压Vdim的大小，成为相应的检测电压Vdet。
接下来，对输出检测电路5进行说明。半导体发光元件4上串联连接有电流检测电阻R4，并且并联着由分压电阻R16、R6与齐纳二极管ZD4的串联电路构成的旁通电路。该旁通电路按照在调光下限附近流过比半导体发光元件4中流动的点亮电流大的旁通电流的方式来设定常量。由此，在调光下限附近能够进行稳定的调光点亮。
如果半导体发光元件4中流动的点亮电流增减，则电阻R4的两端电压增减。另外，如果半导体发光元件4的施加电压增减，则电阻R16的两端电压增减。因此，如果半导体发光元件4的点亮电流或者施加电压增减，则电阻R4与R16的串联电路的两端电压增减。
由于电阻R5被施加从电阻R4与R16的串联电路的两端电压减去了晶体管Tr3的基极·发射极间电压而得到的电压，所以晶体管Tr3中流过与电阻R4和R16的串联电路的两端电压对应的基极电流。由于与该基极电流对应的集电极电流流过电阻R7、R8的串联电路，所以检测电压Vdet成为反映了半导体发光元件4的点亮电流与施加电压两方的电压。
其中，在电阻R4为零的情况下，输出检测电路5作为电压检测电路5a发挥功能，在电阻R16为零的情况下，输出检测电路5作为电流检测电路5b发挥功能。另外，如果恰当设定电阻R4、R16的值，则输出检测电路5作为模拟检测负载电力的电路发挥功能。
电阻R4中流过与半导体发光元件4中流动的点亮电流和旁通电路中流动的旁通电流之和相当的电流。因此，即便是半导体发光元件4中流动的点亮电流接近于零的状态，电阻R4中也会产生由旁通电路中流动的旁通电流形成的电压(提高电压)，晶体管Tr3不成为切断状态。
另外，齐纳二极管ZD4的齐纳电压被预先设定为比半导体发光元件4能够点亮的电压低的电压。由此，在半导体发光元件4点亮的状态下，电阻R16中必然会产生电压，使得晶体管Tr3不成为切断状态。
这样，在图5的输出检测电路5中，利用旁通电路中流动的旁通电流作为用于预先使输出检测用晶体管Tr3的基极·发射极间二极管导通的偏置电流。由此，即使在半导体发光元件4的点亮电流或者施加电压低的状态下，输出检测用的晶体管Tr3也不成为切断状态，能够偏置成总是在能动区域进行动作。
此外，也可以如图4的实施方式中叙述那样，分别独立地检测出半导体发光元件4的点亮电流和施加电压，由第1错误放大器EA1实施与点亮电流对应的反馈控制，并且，由第2错误放大器EA2实施与施加电压对应的反馈控制。公知可以将前者的控制在高亮度～中亮度域中实施，将后者的控制在低亮度域中实施(参照日本特开2009-232623号公报)。
(实施方式6)
在上述的各实施方式中，使用了降压斩波电路作为DC-DC转换器3，但也可以使用图7(a)～(c)中例示那样的各种开关电源电路作为本发明的DC-DC转换器。图7(a)是升压斩波电路3a的例子，图7(b)是回扫转换器(flyback convertor)电路3b的例子，图7(c)是升降压斩波电路3c的例子。
在使用了任意电路的情况下，DC-DC转换器都至少具备开关元件Q1、电感元件(电感器L1或者变压器T1)和再生二极管D1，以将在开关元件Q1导通时从直流电源蓄积到电感元件中的能量在开关元件Q1截止时经由再生二极管D1释放出，在电感元件的能量释放结束后使开关元件Q1导通的不连续模式进行动作。
(实施方式7)
图8表示了本发明的半导体发光元件的点亮装置、例如使用了LED点亮装置的电源另置型LED照明器具的概略结构。在该电源另置型LED照明器具中，与LED模块40的框体42不同的壳体中内置有电源单元的点亮装置30。由此，能够使LED模块40轻薄化，作为另置型的电源单元的点亮装置30能够不受场所限制进行设置。
器具框体42由下端开放的金属制的圆筒体构成，下端开放部被光漫射板43覆盖。按照与该光漫射板43对置的方式配置了LED模块40。41是LED安装基板，安装有LED模块40的LED4a、4b、4c、...。器具框体42被嵌入到顶板100，从配置在顶板里的作为电源单元的点亮装置30经由连接器45来布线导线44。
在作为电源单元的点亮装置30的内部收纳有上述的各实施方式中说明的电路。LED4a、4b、4c、...的串联电路(LED模块40)对应于上述的半导体发光元件4。
在本实施方式中，例示了作为电源单元的点亮装置30被收纳在与LED模块40不同的框体的电源另置型LED照明器具，但也可以对在与LED模块40相同的框体中收纳了电源单元的电源一体型LED照明器具使用本发明的点亮装置。
另外，本发明的点亮装置并不局限于照明器具，也可以作为各种光源，例如液晶显示器的背光灯、复写机、扫描仪、投影仪等的光源进行利用。
在上述各实施方式的说明中例示了发光二极管作为半导体发光元件4，但并不限定于此，例如也可以是有机EL元件或半导体激光元件等。另外，例示了MOSFET作为开关元件Q1，但也可以使用其他的半导体开关元件、例如IGBT等。

Claims (11)

1.一种半导体发光元件的点亮装置，具备：对直流电源进行电力变换，向半导体发光元件供给直流电流的DC-DC转换器；和对上述DC-DC转换器进行控制，对上述半导体发光元件中流过的电流的大小进行调整的调光控制部，该点亮装置的特征在于，
上述DC-DC转换器至少具备开关元件、电感元件和再生二极管，并以不连续模式进行动作，该不连续模式是将上述开关元件导通时从上述直流电源蓄积到上述电感元件的能量在上述开关元件截止时经由上述再生二极管释放，在上述电感元件的能量释放结束之后使上述开关元件导通的模式，
上述调光控制部具备：
突发调光控制部，通过使上述开关元件的导通截止动作间歇地停止来调整上述半导体发光元件中流过的电流；
检测部，检测上述半导体发光元件中流过的电流或者被施加于上述半导体发光元件的电压的至少一方；和
反馈控制部，向上述检测部的检测值接近目标值的方向调整导通截止动作中的上述开关元件的导通期间。
2.根据权利要求1所述的半导体发光元件的点亮装置，其特征在于，
上述突发调光控制部在调光等级的全部范围使上述开关元件的导通截止动作间歇地停止。
3.根据权利要求1所述的半导体发光元件的点亮装置，其特征在于，
上述突发调光控制部在调光等级比规定值低时，使上述开关元件的导通截止动作间歇地停止。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的半导体发光元件的点亮装置，其特征在于，
在调光等级比规定值低时，使向上述反馈控制部的供电停止。
5.根据权利要求1～3中任一项所述的半导体发光元件的点亮装置，其特征在于，
根据将信号平滑化后得到的直流电压，使上述开关元件的导通期间或者导通截止周期可变，所述信号是通过上述突发调光控制部使上述开关元件的导通截止动作间歇地停止的信号。
6.根据权利要求1～3中任一项所述的半导体发光元件的点亮装置，其特征在于，
将在调光下限附近流过比上述半导体发光元件中流过的电流大的旁通电流的旁通电路与上述半导体发光元件并联连接，上述检测部检测出上述半导体发光元件中流过的电流作为被上述旁通电流提高后的负载电流。
7.一种照明器具，其特征在于，具备权利要求1～3中任一项所述的半导体发光元件的点亮装置。
8.一种半导体发光元件的点亮装置，具备：对直流电源进行电力变换，向半导体发光元件供给直流电流的DC-DC转换器；和对上述DC-DC转换器进行控制，对上述半导体发光元件中流过的电流的大小进行调整的调光控制部；其特征在于，
上述DC-DC转换器至少具备开关元件、电感元件和再生二极管，并以不连续模式进行动作，该不连续模式是将上述开关元件导通时从上述直流电源蓄积到上述电感元件的能量在上述开关元件截止时经由上述再生二极管释放，在上述电感元件的能量释放结束之后使上述开关元件导通的模式，
上述调光控制部具备：
突发调光控制部，通过使上述开关元件的导通截止动作间歇地停止来调整上述半导体发光元件中流过的电流；
检测部，检测上述半导体发光元件中流过的电流或者被施加于上述半导体发光元件的电压的至少一方；和
反馈控制部，向上述检测部的检测值接近于目标值的方向调整使上述开关元件的导通截止动作间歇地停止的期间。
9.根据权利要求8所述的半导体发光元件的点亮装置，其特征在于，
根据将信号平滑化后得到的直流电压，使上述开关元件的导通期间或者导通截止周期可变，所述信号是通过上述突发调光控制部使上述开关元件的导通截止动作间歇地停止的信号。
10.根据权利要求8或9所述的半导体发光元件的点亮装置，其特征在于，
将在调光下限附近流过比上述半导体发光元件中流过的电流大的旁通电流的旁通电路与上述半导体发光元件并联连接，上述检测部检测出上述半导体发光元件中流过的电流作为被上述旁通电流提高后的负载电流。
11.一种照明器具，其特征在于，具备权利要求8或9所述的半导体发光元件的点亮装置。
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