CN102595696A - 半导体发光元件的点灯装置及使用该点灯装置的照明器具 - Google Patents

半导体发光元件的点灯装置及使用该点灯装置的照明器具 Download PDF

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    • H05B45/10Controlling the intensity of the light
    • H05B45/12Controlling the intensity of the light using optical feedback

Abstract

一种半导体发光元件的点灯装置及使用该点灯装置的照明器具,该点灯装置具有开关元件、使开关元件的占空比可变的控制电路、电感性元件(电感)、整流元件(二极管)、平滑电容器、以及与平滑电容器并联连接的阻抗构件(电阻),该点灯装置中通过上述阻抗构件的两端电压驱动半导体发光元件,上述阻抗构件的值被设定为,在开关元件的占空比最大时使流过半导体发光元件的电流比流过上述阻抗构件的电流大,在开元元件的占空比最小时使流过上述阻抗构件的电流比流过半导体发光元件的电流大。

Description

半导体发光元件的点灯装置及使用该点灯装置的照明器具
技术领域
[0001] 本发明涉及使发光二极管(LED)那样的半导体发光元件点亮的半导体发光元件的点灯装置及使用该点灯装置的照明器具。
背景技术
[0002] 以往,在专利文献I中提出了在使用了可从非常微弱的光输出到额定电流的光输出为止进行控制的半导体发光元件的光源装置中设置具有与半导体发光元件并联连接且对流过上述半导体发光元件的驱动电流进行分流的分流机构的电路构成。并且,作为该分流机构的具体例,提出了使用电阻、定电流二极管或热敏电阻的方案。
[0003] 在专利文献2中提出了在可从非常微弱的光输出到额定电流的光输出为止进行控制的半导体发光元件用的开关电源装置中进行恒流控制以使在额定电流附近开关电源的输出电流与电流目标值一致,并进行恒压控制以使对非常微弱的光输出而言开关元件电源的输出电压与电压目标值一致。
[0004] 现有技术文献
[0005] 专利文献
[0006] 专利文献I :日本特开2008-91436号公报
[0007] 专利文献2 :日本特开2009-232623号公报
[0008] 发明要解决的技术问题
[0009] 专利文献I的技术要解决从非常微弱的光输出到额定电流的光输出为止的控制, 但设想了作为固体摄像元件的检查用光源的用途,用于将微小电流以高精度送到LED的驱动电路由D/A变换器及模拟驱动器构成。因此,驱动电路变得高价且低效、不适合于家庭用或办公室用的照明器具。并且,因分流机构而引起的电力损失被忽视。
[0010] 在专利文献2的技术中使用开关电源装置,因此与专利文献I的技术相比,电力损失被减低,但同时需要在额定电流附近使用的恒流控制用的反馈控制系统及在非常微弱的光输出中使用恒压控制用的反馈控制系统,存在电路构成复杂且高价的缺点。
发明内容
[0011] 本发明的目的在于,低价地实现使发光二极管那样的半导体发光元件从额定电流附近开始到非常微弱的光输出为止稳定地调光点亮的半导体发光元件的点灯装置。
[0012] 用于解决技术问题的手段
[0013] 技术方案I的发明是一种点灯装置,为了解决上述技术问题,如图I所示,具有与直流电源串联连接的开关元件Q1、以高频对上述开关元件Ql进行导通截止控制的控制电路(高频振荡电路1+脉冲宽度设定电路2)、经由上述开关元件Ql从上述直流电源断续地通电电流的电感性元件(电感器LI)、通电从上述电感性元件流过的电流的整流元件(二极管Dl)、通过经由上述整流元件而从上述电感性元件流过的电流进行充电的平滑电容器 Cl、以及与上述平滑电容器Cl并联连接的阻抗构件(电阻R1、R2),该点灯装置通过上述阻抗构件(电阻Rl、R2)的两端电压驱动半导体发光元件9,其特征在于,上述控制电路具有使上述开关元件Ql的占空比可变的机构,上述阻抗构件的值被设定为:在上述开关元件Ql 的占空比最大时(明亮时)流过上述半导体发光元件9的电流大于流过上述阻抗构件的电流,在上述开关元件Ql的占空比最小时(较暗时)流过上述阻抗构件的电流大于流过上述半导体发光元件9的电流。
[0014] 技术方案2的发明,在技术方案I所述的半导体发光元件的点灯装置中,还具有向上述控制电路提供控制用电源电压的控制用电源电路3,上述控制用电源电路3是上述阻抗构件的全部或一部分(图6、图7)。
[0015] 技术方案3的发明,在技术方案I或2的任一项所述的半导体发光元件的点灯装置中,上述阻抗构件为可变阻抗构件,上述开关元件Ql的占空比最小时的阻抗值小于上述开关元件Ql的占空比最大时的阻抗值(图4、图5、图6)。
[0016] 技术方案4的发明,在技术方案I〜3中任一项所述的半导体发光元件的点亮装置中,使上述开关元件Ql的占空比可变的机构能够以如下方式控制:使上述开关元件Ql的导通截止频率固定并使导通期间可变,或使上述开关元件Ql的导通期间固定并使导通截止频率可变,或使上述开关元件Ql的导通期间和导通截止频率都可变。
[0017] 技术方案5的发明,在技术方案I〜4中任一项所述的半导体发光兀件的点亮装置中,上述直流电源是升压比被设为可变的斩波电路4,上述开关元件Ql的占空比最小时的升压比小于上述开关元件Ql的占空比最大时的升压比(图6)。
[0018] 技术方案6的发明是一种照明器具,具备:技术方案I〜5中任一项所述的半导体发光元件的点灯装置;以及从该点灯装置被提供电流的半导体发光元件(图9)。
[0019] 发明效果
[0020] 根据本发明,在通过开关电源电路使半导体发光元件点亮的点灯装置中,即使在开关元件的占空比的控制范围存在边界,也能在较广的范围稳定地控制流过半导体发光元件的电流,能够从额定电流附近开始到非常微弱的光输出为止稳定地调光点亮。
附图说明
[0021] 图I是表示本发明的实施方式I的概略构成的方块电路图。
[0022] 图2是表示本发明的实施方式I的详细构成的电路图。
[0023] 图3是本发明的实施方式I的动作说明图。
[0024] 图4是本发明的实施方式2的动作说明图。[0025] 图5是表示本发明的实施方式2的主要部分构成的电路图。
[0026] 图6是表示本发明的实施方式3的概略构成的方块电路图。
[0027] 图7是表示本发明的实施方式3的主要部分构成的电路图。
[0028] 图8是能够应用本发明的各种开关电源电路的电路图。
[0029] 图9是表示本发明的实施方式5的照明器具的概略构成的剖面图。
具体实施方式
[0030](实施方式I)
[0031] 图I表示本发明的实施方式I的构成。图2表示图I的详细构成。高频振荡电路I和脉冲宽度设定电路2由通用的定时器用集成电路IC1、IC2及其周边电路构成。高频振荡电路I设定开关元件Ql的导通截止频率,脉冲宽度设定电路2设定开关元件Ql的导通脉冲宽度。也就是说,闻频振荡电路I和脉冲宽度设定电路2作为以闻频对开关兀件Ql进行导通截止控制、可变地控制占空比(才OU ^ )的控制电路而工作。
[0032]《关于 IC1、IC2》
[0033] 定时器用集成电路IC1、IC2是已知的定时器IC(所谓的555),例如只要使用瑞萨电子公司(以前NEC电子管辖)的μΗ)5555或其双核(dual)版(μ TO5555)或它们的兼容品即可。第I管脚是接地端子,第8管脚是电源端子。连接在电源端子与接地端子间的电容器C11、C21是电源设备用的小容量的电容器,除去电源电压Vcc的噪声。
[0034] 第2管脚是触发端子,若该端子变得比第5管脚的电压的一半(通常为电源电压 Vcc的1/3)低,则内部的触发器(flip flop)反转,第3管脚(输出端子)变为高(High) 电平,第7管脚(放电端子)变为开路状态。第4管脚是复位(reset)端子,若该端子变为低(Low)电平,则成为动作停止状态,第3管脚(输出端子)固定为低电平。
[0035] 第5管脚为控制端子,通过内置的分压电阻施加通常为电源电压Vcc的2/3的基准电压。在第5管脚与第I管脚之间连接的电容器C12、C22为除去第5管脚的基准电压的噪声的旁路(by pass)用的小容量的电容器。
[0036] 第6管脚为阈值端子,若该端子变得比第5管脚的电压(通常为电源电压Vcc的 2/3)高,则内部的触发器反转,第3管脚(输出端子)变为低电平,第7管脚(放电端子) 变为与第I管脚短路的状态。
[0037]《关于闻频振汤电路I》
[0038] 构成图I的高频振荡电路I的第I定时器用集成电路ICl外附有时间常数设定用的电阻R6、R9和电容器C6,作为非稳态多谐振荡器动作。电容器C6的电压被输入第2管脚 (触发端子)和第6管脚(阈值端子),并与内部的基准电压(电源电压Vcc的1/3、2/3) 比较。
[0039] 在电源接入初期,电容器C6的电压比第2管脚(触发端子)处被比较的基准电压 (电源电压Vcc的1/3)低,因此第3管脚(输出端子)变为高电平,第7管脚(放电端子) 变为开路状态。由此,电容器C6从电源电压Vcc经由电阻R9、R6充电。
[0040] 若电容器C6的电压比第6管脚(阈值端子)处被比较的基准电压(电源电压Vcc 的2/3)高,则第3管脚(输出端子)变为低电平,第7管脚(放电端子)变为与第I管脚短路的状态。由此,电容器C6经由电阻R6放电。
[0041] 若电容器C6的电压比第2管脚(触发端子)处被比较的基准电压(电源电压Vcc 的1/3)低,则第3管脚(输出端子)变为高电平,第7管脚(放电端子)变为开路状态。由此,电容器C6从电源电压Vcc经由R9、R6而再次充电。下面,重复同样动作。
[0042] 电阻R9、R6和电容器C6的时间常数设定为,第3管脚(输出端子)的振荡频率为几十kHz的高频。并且,电阻R6、R9的电阻值设定为R6 << R9。因此,与经由电阻R6、R9 对电容器C6充电的期间(第3管脚的输出端子为高电平期间)相比,经由电阻R6使电容器C6放电的期间(第3管脚的输出端子为低电平期间)变得极短。由此成为,脉冲宽度较短的低电平的脉冲从构成高频振荡电路I的第I定时器用集成电路ICl的第3管脚(输出端子)以几十kHz的高频反复输出。使用该脉冲宽度的较短的下降脉冲,每I周期仅触发一次第2定时器用集成电路IC2的第2管脚。
[0043]《关于脉冲宽度设定电路2》
[0044] 构成图2的脉冲宽度设定电路2的第2定时器用集成电路IC2外附有时间常数设定用的电阻R7、可变电阻VR2和电容器C7,作为单稳态多谐振荡器动作。在时间常数设定用的电阻R7、可变电阻VR2的串联电路中,并联连接有光耦合器(photo-coupler)PC2的受光兀件,由此按照光I禹合器PC2的光信号强度可变控制单稳态多谐振荡器的脉冲宽度。若向第2定时器用集成电路IC2的第2管脚(触发端子)输入脉冲宽度较短的低电平的脉冲, 则在其下降沿,第2定时器用集成电路IC2的第3管脚(输出端子)变成高电平,第7管脚 (放电端子)变成开路状态。因此,电容器C6经由时间常数设定用的电子R7、可变电阻VR2 的串联电路和光耦合器PC2的受光元件进行充电。若其充电电压比第6管脚(阈值端子) 处被比较的基准电压(电源电压Vcc的2/3)高,则第3管脚(输出端子)变为低电平,第 7管脚(放电端子)变成与第I管脚短路的状态。由此,电容器C7被瞬时放电。
[0045] 因此,从第2定时器用集成电路IC2的第3管脚输出的高电平的脉冲信号的脉冲宽度由将电容器C7从接地电位充电到基准电位(电源电压Vcc的2/3)所需的时间决定。 该时间的最大值设定为比构成高频振荡电路I的第I定时器用集成电路ICl的振荡周期短。并且,该时间的最小值设定为比从第I定时器用集成电路ICl的第3管脚输出的低电平的触发脉冲的脉冲宽度长。
[0046] 从第2定时器用集成电路IC2的第3管脚输出的高电平的脉冲信号成为开关元件 Ql的导通驱动信号。当IC2的第3管脚为高电平时,电流经由电阻R21流到电阻R22,电阻 R22的两端电压成为大于等于开关元件Ql的栅极-源极间阈值电压,开关元件Ql变为导通状态。当IC2的第3管脚为低电平时,通过经由二极管D5、电阻R20而使开关元件Ql的栅极-源极间的电荷抽出,开关元件Ql变为截止状态。
[0047]《关于调光电路》
[0048] 接着说明向光I禹合器PC2的受光兀件提供光信号的调光电路的构成。调光电路包含图I的直流变换电路5、绝缘电路6、无极性化电路7而构成。
[0049] 输入调光电路的调光信号是由频率1kHz、振幅IOV的脉冲宽度可变的矩形波电压信号构成的PWM信号,作为荧光灯的转换器点灯装置的调光信号而广泛使用。传送该调光信号的调光信号线与电源线独立地布线在各照明器具上。
[0050] 图I的无极性化电路7由图2的全波整流器DB2实现,全波整流器DB2的交流输入端子与调光信号线连接,以使即使调光信号线的布线连接到相反极性也正常动作。在全波整流器DB2的直流输出端子间,经由电阻R31连接有齐纳二极管ZD2,在齐纳二极管ZD2 的两端经由电阻R32连接有光耦合器PCl的发光元件。
[0051] 图2的光耦合器PCl作为图I的绝缘电路6发挥作用。一般在调光信号线与电源线上并联地连接有多个照明器具。此时,各照明器具的电路接地不限于相同电位,因此调光信号线与各照明器具的电路接地需要事先绝缘。光耦合器PCi的发光元件与调光信号线连接,受光元件与电阻R33串联连接而连接在照明器具的电路接地与电源电压Vcc之间。
[0052] 当调光信号线的PWM信号为高电平时,光耦合器PCl的发光元件产生光信号,光耦合器PCl的受光元件的电阻值下降,因此电阻R33与光耦合器PCl的受光元件的连接点的电压下降。相反,当调光信号的PWM信号为低电平时,光稱合器PCl的发光兀件不产生光信号,光稱合器PCl的受光兀件的电阻值变高,因此电阻R33与光稱合器PCl的受光兀件的接触点的电压上升。该电压变化以调光信号的频率(IkHz)反复,但通过由电阻R5和电容器 C5构成的时间常数电路而进行平滑,从而变换为直流电压。
[0053] 图2的内置有放大器A1、A2的集成电路IC5和由电阻R5、电容器C5构成的电路, 构成图I的直流变换电路5。作为集成电路IC5,例如只要使用瑞萨电子公司(以前NEC电子管辖)的UPC358或其兼容品即可。放大器Al作为缓冲放大器使用,将电阻R33和光耦合器PCl的受光元件的连接点的电压进行低阻抗化而施加到电阻R5和电容器C5的串联电路中。
[0054] 若调光信号的PWM信号为低电平的期间较长,则经由电阻R5充电电容器C5的期间变长,因此电容器C5的电压增加。相反,若调光信号的PWM信号为高电平的期间较长,则经由电阻R5放电电容器C5的期间变长,因此电容器C5的电压减少。将该电容器C5的电压通过由放大器A2构成的缓冲放大器低阻抗化而输出,驱动光耦合器PC2的发光元件。
[0055] 当电容器C5的电压较低时,放大器A2的输出电压也较低,因此从电源电压Vcc经由电阻R3流到光耦合器PC2的发光元件的电流增加,光耦合器PC2的受光元件的电阻值下降。也就是说,若调光信号的PWM信号为高电平的期间较长,则由脉冲宽度设定电路2设定的开关元件Ql的导通脉冲宽度变短,半导体发光元件9的光输出成为减少的方向。
[0056] 相反,当电容器C5电压较高时,放大器A2的输出电压变高,因此从电源电压Vcc 经由电阻R3流到光耦合器PC2的发光元件的电流减少,光耦合器PC2的受光元件的电阻值增加。也就是若调光元件的PWM信号为低电平的期间变长,则由脉冲宽度设定电路2设定的开关元件Ql的导通脉冲宽度变长,半导体发光元件9的光输出成为增加的方向。因此在调光信号线断线那样的情况下,半导体发光元件9的光输出成为最大。
[0057]《关于降压斩波电路8》
[0058] 接着说明将作为直流电源的平滑电容器C2的直流电压降压而向平滑电容器Cl充电的降压斩波电路8的构成。平滑电容器C2的正极与平滑电容器Cl的正极连接。平滑电容器Cl的负极经由电感器LI与由MOSFET构成的开关元件Ql的漏电极和二极管Dl的阳极连接。二极管Dl的阴极与平滑电容器Cl的正极连接。开关元件Ql的源极与平滑电容器C2的负极连接。
[0059] 若开关元件Ql导通,则从作为直流电源的平滑电容C2经由平滑电容器Cl、电感器 LI、开关元件Ql而流过电流。若开关元件Ql截止,则电感器LI的积蓄能量经由二极管Dl 从平滑电容器Cl放出。在平滑电容器Cl的两端并联地连接着电阻R1、R2。电阻R1、R2的两端电压经由输出连接器CN2向半导体发光元件9提供。半导体发光元件9可以是将多个 LED串联或并联或串并联连接后得到的LED模块。
[0060] 对于图2的样机(日语:試作機)而言,作为Rl、R2都使用了 27k Q 3W的电阻。因此,将电阻R1、R2并联连接后的阻抗构件的值成为13. 5k Q。平滑电容器Cl使用了 150 ii F 的电解电容器。半导体发光元件9将32个LED串联连接,全点亮时的电流为300mA,电压为98V。流过半导体发光元件9的电流如图3所示能够在50 ii A〜300mA的范围内控制。 半导体发光元件9的电压在80V〜98V的范围内变化。在电阻R1、R2中始终流过6〜7mA 左右的电流。也就是说,在开关元件Ql的占空比最大时流过半导体发光元件9的电流为 300mA、流过作为阻抗构件的电阻R1、R2的电流为约7mA,在开关元件Ql的占空比最小时流过半导体发光元件9的电流为约50 u A、流过作为阻抗构件的电阻Rl、R2的电流为约6mA。 换言之,在开关元件Ql的占空比最大时流过半导体发光元件9的电流比流过作为阻抗构件的电阻R1、R2的电流大、在开关元件Ql的占空比最小时流过半导体发光元件9的电流比流过作为阻抗构件的电阻Rl、R2的电流小。
[0061] 设定开关元件Ql的导通脉冲宽度的脉冲宽度设定电路2对于最大脉冲宽度和最小脉冲宽度的比率存在控制边界,因此不能直接实现50 ii A〜300mA这样的4位的动态范围的输出,但是通过在电阻Rl、R2始终流过6〜7mA左右的无效电流,能够实现 (6mA+50 ii A)〜(7mA+300mA)这样的2位的动态范围的输出。也就是说,电阻Rl、R2承担了如下作用:使经由输出连接器CN2向负载侧流出的电流的动态范围扩大。
[0062] 另外也可以说电阻Rl、R2承担了如下作用:使经由输出连接器CN2从半导体发光元件9观察电源装置时的电源阻抗降低。若在负载阻抗极高时电源阻抗也保持较高,则负载电压变得不稳定,结果不能抑制光输出的变动。对此,在图2的电路中电阻R1、R2的并联电路稳定地流过6〜7mA左右的无效电流,从而电阻R1、R2的两端始终产生稳定的电压,即使在半导体发光元件9的阻抗为极高的状态下,也能够防止半导体发光元件9的两端电压不稳定。由此,能够从非常微弱的光输出开始到额定电流的光输出为止稳定地进行控制。
[0063] 在本实施方式中,不需要在调光点亮时使降压斩波电路8的振荡动作以低频间歇性地停止,因此具有特别是在调光程度较深时(较暗时)光输出不闪烁的优点。另外,不需要如专利文献I那样进行电压反馈控制和电流反馈控制,因此具有能够简单且低价地实现构成的优点。根据本发明者们的实验确认了,即使直到最小IOuA的电流为止没有电压反馈控制也能够稳定地调光点亮。
[0064]《关于滤波电路10》
[0065] 商用交流电源(AC100V、50/60Hz)与输入连接器CNl连接。输入连接器CNl经由电流熔丝FUSE与线路滤波器Lf的输入端子连接。线路滤波器Lf的输入端子与电涌电压保护元件ZNR和滤波电容器Cf并联连接。线路滤波器Lf的输出端子与全波整流器DBl的交流输入端子连接。
[0066]《关于整流电路11》
[0067] 在全波整流器DBl的直流输出端子间并联连接有电容器C9。该电容器C9是高频旁路用的,没有平滑作用。全波整流器DBl的直流输出端子的负极是电路基板上的接地,经由电容器Ca、Cb的串联电路、高频地接地到底盘(chassis)电位。
[0068]《关于升压斩波电路4》
[0069] 全波整流器DBl的直流输出端子的正极经由电感器L2与由MOSFET构成的开关元件Q2的漏电极及二极管D2的阳极连接。开关元件Q2的源极经由电流检测电阻R4与全波整流器DBl的直流输出端子的负极连接。二极管D2的阴极与平滑电容器C2的正极连接。 平滑电容器C2的负极与全波整流器DBl的直流输出端子的负极连接。
[0070] 电感器L2与开关元件Q2、二极管D2、平滑电容器C2构成升压斩波电路4的主电路。升压斩波电路4的动作已知,开关元件Q2以高频导通截止,从而对从全波整流器DBl输出的脉动电流电压进行升压,生成由平滑电容器C2平滑化后的直流电压(例如:DC410V)。
[0071] 平滑电容器C2是由铝电解电容器等构成的大容量的电容器,与高频旁路用的小容量的电容器C20并联连接。电容器C20由薄膜电容器等构成,对流过平滑电容器C2的高频成分进行旁路。
[0072]《关于PFC (功率因数校正,power factor correction)控制电路IC4》
[0073] PFC控制电路IC4是ST微电子公司制的L6562A。该IC以如下方式动作:若第4 管脚检测出的开关元件Q2的电流达到规定的峰值,则使开关元件Q2成为截止状态,若第5 管脚检测出的电感器L2的能量放出消失,则使开关元件Q2再度导通。并且,控制开关元件 Q2的峰值电流的目标值,以使在第3管脚检测出的脉动电流电压较高时开关元件Q2的导通时间变长,相反在脉动电流电压较低时开关元件Q2的导通时间变短。进而,控制开关元件Q2的峰值电流的目标值,以使在第I管脚检测出的平滑电容器C2的输出电压比目标值高时开关元件Q2的导通时间变短,相反在平滑电容器C2的输出电压比目标值低时开关元件Q2的导通时间变长。
[0074] 第I管脚(INV)是内置的误差放大器的反向输入端子,第2管脚(COMP)是误差放大器的输出端子,第3管脚(MULT)是内置的乘法电路的输入端子,第4管脚(CS)是斩波电流检测端子,第5管脚(ZCD)是零交叉检测端子,第6管脚(GND)是接地端子,第7管脚 (GD)是栅极驱动端子,第8管脚(Vcc)是电源端子。
[0075] 作为升压斩波电路4的输入电压的电容器C9的两端电压,成为将交流电源电压全波整流后得到的脉动电流电压。该脉动电流电压由电阻R91〜R93和电阻R94进行分压而输入到PFC控制电路IC4的第3管脚。与第3管脚连接的IC内部的乘法电路(未图示) 用于将经由全波整流器DBl从商用交流电源引入的输入电流的峰值控制为脉动电流电压波形的相似形。
[0076] 平滑电容器C2的直流电压通过电阻Rl I〜R14的串联电路与R15及可变电阻VRl 的串联电路进行分压,而输入到PFC控制电路IC4的第I管脚。第I管脚与第2管脚之间连接的电容器C42、C43与电阻R43是IC内部的误差放大器的反馈阻抗。
[0077] 电流检测电阻R4的两端电压经由噪声滤波电路输入到PFC控制电路IC4的第4 管脚,该噪声滤波电路由电阻R44和电容器C44构成。电感器L2的次级绕组n2的一端与 PFC控制电路IC4的第6管脚连接而连接到电路接地,另一端经由电阻R45而输入到PFC控制电路IC4的第5管脚。
[0078] PFC控制电路IC4的第7管脚是栅极驱动端子。若第7管脚变为高电平,则电流经由电阻R41流向电阻R42,电阻R42的两端电压上升并成为开关元件Q2的栅极-源极间阈值电压以上,从而开关元件Q2导通。若第7管脚变为低电平,则开关元件Q2的栅极-源极间的积蓄电荷经由二极管D6、电阻R40放电,从而开关元件Q2截止。
[0079]《关于控制用电源电路3》
[0080] 平滑电容器C2与控制用电源电路3连接,该控制用电源电路3由IPD(配电智能化元件,intelligent power device)元件IC3及其周边电路构成。IF1D元件IC3是所谓的配电智能化元件,例如由松下制造的MIP2E2D。该元件是具有漏极端子D和源极端子S和控制端子C的3管脚的1C,在内部内置有由功率MOSFET构成的开关元件和用于控制其导通截止动作的控制电路。
[0081] 在IPD元件IC3的漏极端子D和源极端子S间内置的开关元件、电感器L3、平滑电容器C3和二极管D3构成降压斩波电路。并且,齐纳二极管ZDl和二极管D4、平滑电容器 C4、电容器C40构成IPD元件IC3的电源电路。平滑电容器C3向其他集成电路ICl、IC2、IC4、IC5提供控制用电源电压Ncc0因此,在Iro元件IC3开始动作之前其他集成ICl、IC2、 IC4、IC5不动作。
[0082] 若在电源接入初期平滑电容器C2经由二极管D2、电感器L2通过全波整流器DBl 的输出电压进行充电,则电流以Iro元件IC3的漏极端子D —控制端子C —平滑电容器 C4 —电感器L3 —平滑电容器C3的路径流过,平滑电容器C4被充电为图4所示的极性。该平滑电容器C4的电压成为IPD元件IC3的内部的控制电路的动作电源,IPD元件IC3开始动作,漏极端子D与源极端子S间的开关元件开始导通截止。
[0083] 在IPD元件IC3的漏极端子D和源极端子间的开关元件导通时,电流以平滑电容器C2 — IPD元件IC3的漏极端子D —源极端子S —电感器L3 —平滑电容器C3的路径流过,平滑电容器C3被充电。若上述开关元件截止,则电感器L3的积蓄能量经由二极管D3 向平滑电容器C3放出。由此,由Iro元件IC3和电感器L3、二极管D3、平滑电容器C3构成的电路作为降压斩波电路动作,将平滑电容器C2的电压降压后的控制用电源电压Ncc由平滑电容器C3得到。
[0084] 另外,在IPD元件IC3的漏极端子D和源极端子S间的开关元件截止时,再生电流经由二极管D3流过,但此时电感器L3的两端电压被箝位(clamp)到平滑电容器C3的电压 Vc3和二极管D3的正向电压Vd3之和的电压(Vc3+Vd3)。从该电压减去齐纳二极管ZDl的齐纳电压VzI和二极管D4的正向电压Vd4之和的电压(Vzl+Vd4)后得到的电压成为电容器C4的电压Vc4。内置在Iro元件IC3中的控制电路对Iro元件IC3的漏极端子D和源极端子S间的开关元件进行导通截止控制,以使连接在源极端子S和控制端子C间的电容器C4的电压Vc4成为一定。由此,结果能够以平滑电容器C3的电压成为一定的方式进行控制,同时向Iro元件IC3提供动作电源。
[0085] 若在平滑电容器C3得到控制用电源电压Vcc,则PFC控制电路IC4开始动作、升压斩波电路4动作,并且定时器用集成电路IC1、IC2开始动作,从而开关元件Ql以高频进行导通截止。并且,缓冲用放大器IC5开始动作,从而调光动作成为可能。
[0086]《关于电源断路检测电路12》
[0087] 在全波整流器DBl的交流输入端子连接有二极管D8、D9的阳极端子。二极管D8、 D9的阴极端子经由电阻R81、R82的并联电路与晶体管Q3的基极电极连接。在晶体管Q3的基极电极与发射极电极间连接有由电容器CS和电阻R8的并联电路构成的时间常数电路。 晶体管Q3的发射极电极与全波整流器DBl的直流输出端子的负极连接。
[0088] 在商用交流电源被通电时,电容器C8经由二极管D8或D9、电阻R81、R82充电,从而晶体管Q3成为导通状态。因此,经由电阻R83的晶体管Q4的偏置电流被旁路到晶体管 Q3,晶体管Q4维持截止状态。另一方面,若商用交流电源被切断,则电容器CS的充电路径消失,从而电容器C8的充电电荷经由电阻R8放电。通过恰当地设定电容器C8和电阻R8的时间常数,在商用交流电源横跨多个周期而被切断的情况下,晶体管Q3成为截止状态。若晶体管Q3成为截止状态,则在平滑电容器C2的电荷残留期间,平滑电容器C3也被维持在稳定的控制用电源电压Vcc,因此电流经由电阻R83流向电阻R84,晶体管Q4被正向偏置成为导通状态。
[0089] 电阻R85、R86的串联电路在晶体管Q4为截止状态时,分压电源电压Vcc而向第2 定时器用集成电路IC2的第4管脚提供使能(enable)信号。与电阻R86并联连接的电容器C81是噪声除去用的小容量的电容器。
[0090] 若晶体管Q4导通,则上述使能信号被旁路到晶体管Q4,从而第2定时器用集成电路IC2的第4管脚(复位端子)成为低电平,IC2的动作停止,因此开关元件Ql被固定为截止状态。由此构成图I的电源断路检测电路12。
[0091](实施方式2)
[0092] 图4是本发明的实施方式2的动作说明图。在本实施方式中以如下方式动作:随着调光程度加深,流过与半导体发光元件并联连接的阻抗构件的电流增加。
[0093] 在图5中表示用于实现本实施方式的动作的具体电路构成的一例。取代图I或图 2的电阻R1、R2的并联电路而连接有可变阻抗电路,该可变阻抗电路由电阻R51、R52、光耦合器PC3的受光兀件和晶体管Q5构成。其他的构成可以与实施方式I相同。光稱合器PC3 的发光元件(未图示)可以与图2的光耦合器PC2的发光元件串联连接,也可以兼用。
[0094] 若调光程度变深而流过发光二极管(LED)侧的电流减少,则光耦合器PC3的受光元件的电阻值降低,因此经由电阻R52流过晶体管Q5的基极电流增加,晶体管Q5的电阻值下降,从而经由电阻R51流过的无效(idling)电流增加。由此调光程度较深时的动作稳定。
[0095] 与此相反,若调光程度变浅而流过发光二极管(LED)侧的电流增加,则光耦合器 PC3的受光元件的电阻值增加,因此经由电阻R52流过晶体管Q5的基极电流减少,晶体管 Q5的电阻值变高,从而经由电阻R51流过的无效电流减少。由此能够降低调光程度较浅时 (明亮时)的电力损失。
[0096] 也就是说,与开关元件Ql的占空比最大时相比,可变阻抗电路在开关元件Ql的占空比最小时的阻抗值变小。
[0097](实施方式3)
[0098] 图6表示本发明的实施方式3的构成。在本实施方式中,开关元件Ql配置于高电位侧,半导体发光元件9配置于低电位侧。控制用电源电路3及可变阻抗元件VR与半导体发光元件9并联连接。也就是说,控制用电源电路3与可变阻抗元件VR —起构成从半导体发光元件9经由输出连接器CN2观察电源装置时的阻抗要素的一部分。控制用电源电路3 向高频振荡电路I、脉冲宽度设定电路2、升压斩波电路4的控制电路、直流变换电路5等提供动作电源。
[0099] 直流变换电路5的输出与设定高频振荡电路I的振荡频率的频率设定电路51、设定升压斩波电路4的升压比的升压比设定电路52、设定可变阻抗元件VR的阻抗值的阻抗设定电路53连接。
[0100] 频率设定电路51控制为在调光程度较深时高频振荡电路I的振荡频率变低。例如只要控制为使图2的定时器用集成电路ICl的第5管脚(控制端子)的电压上升、或使用于对电容器C6充电的电阻R9的电阻值增加即可。
[0101] 高频振荡电路I的振荡频率可以与脉冲振幅设定电路2的脉冲宽度同时变化,也可以控制为在脉冲振幅设定电路2的脉冲振幅达到下限后使闻频振汤电路I的振汤频率降低。也就是说,高频振荡电路I和脉冲宽度设定电路2能够控制为:使开关元件Ql的导通截止频率固定而使导通期间可变、或使开关元件Ql的导通期间固定而使导通截止频率可变、或使开关元件Ql的导通期间和导通截止频率都可变。
[0102] 升压比设定电路52控制为在调光程度较深时升压斩波电路4的升压比变低。例如只要控制为使图2的由电阻Rll〜R15和可变电阻VRl构成分压电路的分压比上升即可。
[0103] 升压比设定电路52的升压比可以与脉冲宽度设定电路2的脉冲宽度同时变化,也可以控制为在脉冲宽度设定电路2的脉冲宽度达到下限后使升压比设定电路52的升压比降低。也就是,升压比设定电路52控制与开关元件Ql连接的作为直流电源的升压斩波电路4,使开关元件Ql的占空比最小时的升压比小于开关元件Ql的占空比最大时的升压比。
[0104] 阻抗设定电路53控制为在调光程度较深时可变阻抗元件VR的阻抗值变低。可变阻抗元件VR的阻抗值可以与脉冲宽度设定电路2的脉冲宽度同时变化,也可以控制为在脉冲宽度设定电路2的脉冲宽度达到下限后使阻抗值降低,也可以控制为在脉冲宽度设定电路2的脉冲宽度到达下限前使阻抗值提前降低。也就是说,与开关元件Ql的占空比最大时相比,可变阻抗元件VR在开关元件Ql的占空比最小时的阻抗值变小。
[0105] 开关元件Ql的驱动电路21通过脉冲宽度设定电路2的输出信号对开关元件Ql 进行导通截止控制。在图7中表示驱动电路21的一例。
[0106] 驱动电路21由用于驱动开关元件Ql导通截止的反相输出电路IC6、和向反相输出电路IC6提供动作电源的高电平侧(high-side)电源电路构成。高电平侧电源电路通过配置于低电位侧的控制用电源电路3的电感器L3的次级绕组L3a的输出,经由二极管D61和电阻R61对平滑电容器C61进行充电,通过齐纳二极管ZD6将该充电电压HVcc恒压化。平滑电容器C61的电压作为电源电压向反相输出电路IC6提供,并且向光I禹合器PC4的受光元件和电阻R62的串联电路施加。光耦合器PC4的发光元件经由电阻R63而输出到低电位侧的定时器用集成电路IC2的第3管脚(输出端子)。
[0107] 若作为脉冲宽度设定电路2的定时器用集成电路IC2的第3管脚变为高电平,则电流经由电阻R63流过光稱合器PC4的发光兀件,产生光信号。若接受该光信号而光I禹合器PC4的受光兀件的电阻值降低,贝U反相输出电路IC6的输入电压变为低电平,反相输出电路IC6的输出电压变为高电平,开关元件Ql成为导通状态。
[0108] 若作为脉冲宽度设定电路2的定时器用集成电路IC2的第3管脚变为低电平,则光率禹合器PC4的光信号消失,光I禹合器PC4的受光兀件的电阻值上升。由此,反相输出电路 IC6的输入电压变为高电平,反相输出电路IC6的输出电压变为低电平,开关兀件Ql成为截止状态。
[0109] 反相输出电路IC6可以是通用逻辑IC的变换器(inverter),也可以是施密特变换器。
[0110] 接着说明配置于低电位侧的控制用电源电路3的启动电路31。在电源接入初期平滑电容器Cl的充电电压较低时,电流经由电阻R72、晶体管Q7的基极-发射极之间、电阻R73而流过平滑电容器Cl,从而晶体管Q7成为导通状态,经由电阻R71、晶体管Q7的集电极-发射极之间、电阻R73而充电平滑电容器Cl。若平滑电容器Cl的充电电压达到控制用电源电路3的Iro元件IC3的可启动电压,则Iro元件IC3开始振荡动作。由此在平滑电容器C3得到低电位侧的控制用电源电压Vcc,并且在驱动电路21的电源用的平滑电容器 C61得到高电位侧的控制用电源电压HVcc。通过得到这些的电源电压VCC、HVCC,开关元件 Ql的导通截止动作开始,平滑电容器Cl的充电电压进一步上升。
[0111] 齐纳二极管ZD7的齐纳电压设定得比控制用电源电路3的Iro元件IC3的可启动电压高,另外,设定得比半导体发光元件9的可发光电压(图3的80V〜98V)低。因此,若开关元件Ql开始导通截止动作从而平滑电容器Cl的电压达到半导体发光元件9的可发光电压,则电流从平滑电容器Cl通过电阻R73、二极管D7、齐纳二极管ZD7的路径向逆方向流过,晶体管Q7的基极-发射极间被反向偏置。由此,晶体管Q7的集电极-发射极间被维持在截止状态,经由晶体管Q7的启动电流被切断。
[0112] 对图7的电路而言,在半导体发光元件9的调光范围(图3的50 PA〜300mA的范围)内,经由控制用电源电路3的消耗电流(日语:消費電流)、启动电路31的电阻R73、二极管D7、齐纳二级管ZD7的串联电路的消耗电流的总和被设计为与实施方式I的电阻R1、 R2中所流过的无效电流(6〜7mA)程度相同或在其之上。也就是说,对图7的电路而言,在从半导体发光元件9经由输出连接器CN2观察电源装置时,控制用电源电路3作为与平滑电容器Cl并联连接的阻抗构件进行动作。由此,具有能够有效利用在实施方式I中白白被浪费的无效电流、能够降低电力损失的优点。
[0113](实施方式4)
[0114] 在上述的实施方式I〜3中使用降压斩波电路作为开关电源电路,但也能够将本发明应用于图8(a)〜(d)所示那样的各种开关电源电路中。图8(a)是升压斩波电路81、 图8(b)是升降压斩波电路82、图8 (c)是反激变换器(flyback converter)电路83、图8(d) 是正激变换器(forward converter)电路84的示例。任意一种电路都具有与连接在输入端子A-B间的直流电源串联地以高频进行导通截止控制的开关元件Q1,具有经由上述开关元件Ql从上述直流电源断续地被通电电流的电感性元件(电感器LI或变压器Tl)、通电从上述电感性元件(电感器LI或变压器Tl)流过的电流的整流元件(二极管Dl)、以及通过经由上述整流元件(二极管Dl)从上述电感性元件(电感器LI或变压器Tl)流出的电流进行充电的平滑电容器Cl,该任意一种电路都是驱动经由输出端子C-D间而连接于上述平滑电容器Cl的半导体发光元件的点灯装置。在输出端子C-D间并联地连接着阻抗构件 (例如图I的电阻Rl、R2),以便即使在开关元件Ql的占空比最小时,也稳定地产生点亮半导体发光元件所需要的最低动作电压(例如图3的80V的电压)。
[0115](实施方式5)
[0116] 图9表示使用了本发明的LED点灯装置的电源另置型LED照明器具的概略构成。 在该电源另置型LED照明装置中,在相对于LED模块90的框体92而独立的外壳中内置有作为电源单元的点灯装置80。通过这样设置,LED模块90能够进行薄型化,作为另置型的电源单元的点灯装置80在设置时能够不受场所的限制。
[0117] 器具框体92由下端开放的金属制的圆筒体构成,下端开放部由光扩散板93覆盖。 以与该光扩散板93对置的方式配置LED模块90。91为LED安装基板,安装有LED模块90 的LED9a、9b、9c、…。器具框体92埋入顶棚100,从配置于顶棚里的电源单元即点灯装置 80开始经由引线94和连接器95被布线。
[0118] 在作为电源单元的点灯装置80的内部收纳有实施方式I〜4中说明的电路。 LED9a、9b、9c、…的串联电路(LED模块90)对应于上述的半导体发光元件9。
[0119] 在本实施方式中例示了作为电源单元的点灯装置80被收纳于相对于LED模块90 而独立的框体中的电源另置型LED照明器具,但也可以在与LED模块90相同的框体中收纳电源单元的电源一体型LED照明器具中使用本发明的点灯装置。
[0120] 并且,本发明的点灯装置不限于照明装置,也可以作为各种光源例如液晶显示器的背光灯或复印机、扫描仪、投影仪等的光源使用。
[0121] 在上述各实施方式的说明中,作为半导体发光元件9例示了发光二极管,但不限于此,例如也可以是有机EL元件或半导体激光元件等。
[0122] 另外上述实施方式I至5可以进行组合。例如在实施方式I的点灯装置中应用实施方式2的可变阻抗电路或实施方式3的可变阻抗元件VR等,或者可以应用实施方式4的升压斩波电路81、升降压斩波电路82、反激变换器电路83、正激变换器电路84。
[0123] 以上说明了本发明优选的实施方式,但本发明不限于这些特定实施方式,能够在后续的权利要求书得范畴内进行多种变更及修改,不用说这也属于本发明的范畴。

Claims (6)

1. 一种半导体发光元件的点灯装置,具有与直流电源串联连接的开关元件、以高频对上述开关元件进行导通截止控制的控制电路、经由上述开关元件从上述直流电源断续地通电电流的电感性元件、通电从上述电感性元件流过的电流的整流元件、通过经由上述整流元件从上述电感性元件流过的电流进行充电的平滑电容器、以及与上述平滑电容器并联连接的阻抗构件,该点灯装置中通过上述阻抗构件的两端电压驱动半导体发光元件,其特征在于,上述控制电路具有使上述开关元件的占空比可变的机构,上述阻抗构件的值被设定为:在上述开关元件的占空比最大时,流过上述半导体发光元件的电流大于流过上述阻抗构件的电流,在上述开关元件的占空比最小时,流过上述阻抗构件的电流大于流过上述半导体发光元件的电流。
2.根据权利要求I所述的半导体发光元件的点灯装置,其特征在于,还具有向上述控制电路提供控制用电源电压的控制用电源电路,上述控制用电源电路是上述阻抗构件的全部或一部分。
3.根据权利要求I或2所述的半导体发光元件的点灯装置,其特征在于,上述阻抗构件为可变阻抗构件,上述开关元件的占空比最小时的阻抗值小于上述开关元件的占空比最大时的阻抗值。
4.根据权利要求I或2所述的半导体发光元件的点灯装置,其特征在于,使上述开关元件的占空比可变的机构能够以如下方式控制:使上述开关元件的导通截止频率固定并使导通期间可变,或使上述开关元件的导通期间固定并使导通截止频率可变,或使上述开关元件的导通期间和导通截止频率都可变。
5.根据权利要求I或2所述的半导体发光元件的点灯装置,其特征在于,上述直流电源是升压比被设为可变的斩波电路,上述开关元件的占空比最小时的升压比小于上述开关元件的占空比最大时的升压比。
6. 一种照明器具,其特征在于,具备:权利要求I或2中任一项所述的半导体发光元件的点灯装置;以及从该点灯装置被提供电流的半导体发光元件。
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