FR3055505B1

FR3055505B1 - Circuit d'eclairage et phare de vehicule

Info

Publication number: FR3055505B1
Application number: FR1757880A
Authority: FR
Inventors: Takao Muramatsu; Satoshi Kikuchi
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2016-08-25
Filing date: 2017-08-25
Publication date: 2019-11-22
Anticipated expiration: 2037-08-25
Also published as: DE102017214896B4; JP2018032553A; FR3055505A1; JP6830774B2; US20180056853A1; CN107787084A; US10000150B2; CN107787084B; DE102017214896A1

Abstract

Un circuit d'éclairage (400) commande une source lumineuse (310) comportant une pluralité d'éléments émetteurs de lumière (312_1 ; 312_N) et comporte un circuit commutateur de dérivation (450) qui comporte une pluralité de commutateurs de dérivation (452_1 ; 452_N) montés en parallèle avec la pluralité d'éléments émetteurs de lumière, un convertisseur élévateur (410) qui amplifie une tension d'alimentation pour produire une tension continue (VDC) stabilisée à une tension cible variable, un convertisseur abaisseur (430) qui reçoit la tension continue pour fournir un courant d'attaque stabilisé à un courant cible (IREF) à la source lumineuse et qui comporte un régulateur à hystérésis (480) conçu pour stabiliser le courant d'attaque (ILAMP) entre une valeur maximale et une valeur minimale et pour modifier une différence entre la valeur maximale et la valeur minimale de manière qu'une fréquence de commutation du convertisseur abaisseur tende vers une valeur constante, et un circuit de réglage de tension (460) qui est conçu pour modifier de façon dynamique la tension cible du convertisseur élévateur, en fonction d'une tension de sortie du convertisseur abaisseur.

Description

[0001] La présente demande revendique le bénéfice de la priorité de la demande de brevet japonais n° 2016-164836, déposée le 25 août 2016.

DOMAINE TECHNIQUE

[0002] La présente invention se rapporte à un phare destiné à une automobile ou analogue.

ARRIÈRE-PLAN DE L’INVENTION

[0003] Un phare de véhicule peut généralement être commuté entre un feu de croisement et un feu de route. Le feu de croisement permet l’éclairage prédéterminé d’une zone proche et offre une répartition lumineuse destinée à ne pas occasionner l’éblouissement d’un véhicule arrivant en sens inverse ou d’un véhicule précédent. Le feu de croisement est principalement utilisé lors de la conduite dans des zones urbaines. En revanche, le feu de route assure un éclairage intense d’une large zone située à l’avant et sur une longue distance. Le feu de route est principalement utilisé lors de la conduite à grande vitesse sur une route comptant peu de véhicules arrivant en sens inverse ou de véhicules précédents. Par conséquent, bien que le feu de route procure au conducteur une meilleure visibilité que le feu de croisement, le feu de route provoquerait l’éblouissement du conducteur d’un véhicule précédent ou d’un piéton à l’avant du véhicule (voir par exemple, le document JP-A-2015-153657).

[0004] Au cours de ces dernières années, a été proposée la technique du faisceau de route adaptatif (ADB, de l’anglais « adoptive driving beam ») qui régule de façon dynamique et adaptative une courbe de répartition des intensités lumineuses en fonction de conditions environnantes du véhicule. La technique ADB réduit l’éblouissement d’un véhicule ou d’un piéton en détectant la présente d’un véhicule précédent, d’un véhicule arrivant en sens inverse ou d’un piéton à l’avant du véhicule et en réduisant la lumière dans une zone correspondant au véhicule ou au piéton détecté.

[0005] Un phare de véhicule doté d’une fonction ADB est décrit ci-dessous. Les figures IA et IB sont des schémas fonctionnels de phare de véhicule doté de la fonction ADB selon une technique comparative. La technique comparative ne doit pas être reconnue comme un état de la technique.

[0006] En référence à la figure IA, un phare de véhicule IR comporte une source lumineuse 2 et un circuit d’éclairage 20R. Une zone d’éclairage de feu de route du faisceau ADB est divisée en N sous-zones (N est un entier naturel supérieur ou égal à 2). La source lumineuse 2 comporte une pluralité d’éléments émetteurs de lumière 3_1 à 3_N correspondant respectivement aux N sous-zones. Chaque élément émetteur de lumière 3 est un dispositif à semi-conducteur tel qu’une diode électroluminescente (DEL) ou une diode laser (DL), et est disposé pour éclairer la sous-zone correspondante.

[0007] Le circuit d’éclairage 20R reçoit une tension d’alimentation Vbat en provenance d’une batterie 4 et modifie une répartition lumineuse du feu de route en commandant individuellement l’état passant (allumage) et l’état bloqué (extinction) de chacun des éléments émetteurs de lumière 3_1 à 3_N. En outre, le circuit d’éclairage 20R règle une luminance effective en régulant un courant Ilamp circulant dans l’élément émetteur de lumière 3 par modulation de largeur d’impulsions (MLI, de l’anglais PWM pour « puise width modulation ») à haute fréquence.

[0008] Le circuit d’éclairage 20R comporte un convertisseur élévateur-abaisseur 22, un circuit commutateur de dérivation 24 et un dispositif de commande de répartition lumineuse 26. Le convertisseur élévateur-abaisseur 22 est un convertisseur à courant constant qui produit un courant de sortie Ilamp stabilisé à une valeur cible Iref à fournir à la source lumineuse 2.

[0009] Le circuit commutateur de dérivation 24 comporte une pluralité de commutateurs de dérivation 28_1 à 28_N correspondant à la pluralité d’éléments émetteurs de lumière 3_1 à 3_N. Chaque commutateur de dérivation 28_i est monté en parallèle avec l’élément émetteur de lumière correspondant 3. Lorsque le commutateur de dérivation 28_i est à l’état bloqué, le courant d’attaque Ilamp circule dans l’élément émetteur de lumière correspondant 3_i, de manière que l’élément émetteur de lumière 3_i s’allume. Lorsque le commutateur de dérivation 28_i est à l’état passant, le courant d’attaque Ilamp circule dans le commutateur de dérivation 28_i, de manière que l’élément émetteur de lumière correspondant 3_i s’éteigne. [0010] Le dispositif de commande de répartition lumineuse 26 commande l’état passant/bloqué de la pluralité de commutateurs de dérivation 28_1 à 28_N, sur la base d’une courbe de répartition des intensités lumineuses. En outre, le dispositif de commande de répartition lumineuse 26 commande individuellement la pluralité de commutateurs de dérivation 28_1 à 28_N par modulation MLI pour réaliser une gradation de l’intensité lumineuse par modulation MLI de la pluralité d’éléments émetteurs de lumière 3_1 à 3_N. [0011] Partant de l’hypothèse que le courant d’attaque Ilamp circule dans M éléments émetteurs de lumière parmi la pluralité d’éléments émetteurs de lumière 3_1 à 3_N (0 < M < N), une tension entre les deux extrémités de la source lumineuse 2, à savoir une tension de sortie Vout du convertisseur élévateur-abaisseur 22, est égale à M x Vf- Pour une meilleure compréhension, une tension directe VF de l’élément émetteur de lumière 3 est supposée ici uniforme. Par conséquent, la tension de sortie Vout du convertisseur élévateur-abaisseur 22 varie dans le temps en fonction de la combinaison d’états passants et bloqués de la pluralité de commutateurs de dérivation 28_1 à 28_N.

[0012] Ainsi qu’il a été décrit ci-dessus, le convertisseur élévateur-abaisseur 22 peut être considéré comme une source de courant constant qui produit le courant d’attaque constant Ilamp· Il est à noter que le convertisseur élévateur-abaisseur 22 ne modifie pas activement la tension de sortie Vout· La tension de sortie Vout varie du fait de la variation dynamique de l’impédance combinée de la source lumineuse 2 et du circuit commutateur de dérivation 24, à savoir l’impédance de charge du convertisseur élévateur-abaisseur 22.

[0013] En référence à la figure IB, un circuit d’éclairage 20S comporte un convertisseur élévateur 30 et un convertisseur abaisseur 32 montés en série, à la place du convertisseur élévateur-abaisseur 22 de la figure 1 A. Lorsque Vf = 5 V et que N = 12, la tension entre les deux extrémités de la source lumineuse 2 varie dynamiquement de 0 à 60 V. Le convertisseur élévateur 30 est un convertisseur à tension constante qui stabilise un courant continu de sortie Vue à un niveau de tension supérieur à la valeur maximale de 60 V de la tension entre les deux extrémités de la source lumineuse 2. Le convertisseur abaisseur 32 a une sortie de courant constant similaire à celle du convertisseur élévateur-abaisseur 22 de la figure IA et stabilise le courant Ilamp de la source lumineuse 2 à une valeur cible prédéterminée.

[0014] Après avoir examiné le circuit d’éclairage 20S de la figure IB, les inventeurs ont identifié les problèmes suivants. Précisément, dès lors que la fréquence de la gradation par modulation MLI effectuée par le circuit commutateur de dérivation 24 est de plusieurs centaines de Hz, l’impédance de charge du convertisseur abaisseur 32 varie également à une fréquence de plusieurs centaines de Hz. Afin d’obtenir une réactivité d’une rapidité aussi élevée, il est nécessaire de réaliser une régulation par hystérésis (régulation par tout ou rien) dans le convertisseur abaisseur 32. La figure 2 est un schéma de principe du convertisseur abaisseur 32 pourvu de la régulation par hystérésis.

[0015] Le convertisseur abaisseur 32 comporte un circuit de sortie 40 et un régulateur à hystérésis 50. Le circuit de sortie 40 comporte un condensateur d’entrée Ci, un transistor de commutation Mi, une diode de redressement Di, une bobine d’inductance Li et une résistance de détection de courant Rcs- [0016] Dans la régulation par hystérésis, une limite supérieure de courant Iupper et une limite inférieure de courant Ibottom sont définies à proximité d’une valeur cible IREf du courant d’attaque Ilamp qui est un objet de régulation. Le transistor de commutation passe à l’état bloqué lorsque le courant d’attaque Ilamp (courant de bobine IL) atteint la limite supérieure de courant Iupper, et le transistor de commutation passe à l’état passant lorsque le courant d’attaque Ilamp chute à la limite inférieure de courant Ibottom, et ce cycle se répète. [0017] Le régulateur à hystérésis 50 comporte un circuit de détection de courant 52, un comparateur à hystérésis 54, et un circuit d’attaque 56. La résistance de détection de courant Rcs est placée sur un trajet du courant d’attaque Ilamp- Une chute de tension proportionnelle au courant d’attaque Ilamp est engendrée entre les deux extrémités de la résistance de détection de courant Rcs- Le circuit de détection de courant 52 produit un signal de détection de courant Vcs correspondant à la chute de tension de la résistance de détection de courant Rcs· Le comparateur à hystérésis 54 compare le signal de détection de courant Vcs avec un seuil supérieur Vthh correspondant à la limite supérieure de courant Iupper et avec un seuil inférieur Vthl correspondant à la limite inférieure de courant Ibottom et produit une impulsion de commande Scnt correspondant aux résultats de comparaison. Le circuit d’attaque 56 attaque le transistor de commutation Mi en fonction de l’impulsion de commande Scnt· [0018] La figure 3 est un schéma de formes d’onde fonctionnelles du convertisseur abaisseur 32 de la figure 2. Dans une section où l’impulsion de commande Scnt est à un niveau passant (par exemple, un haut niveau), le transistor de commutation Mi est à l’état passant, et dans une section où l’impulsion de commande Scnt est à niveau bloqué (par exemple, un bas niveau), le transistor de commutation Mi est à l’état bloqué. Lorsque le transistor de commutation est à l’état passant, une tension entre les deux extrémités de la bobine d’inductance L, est égale à Vin - Vout· Par conséquent, le courant de bobine IL circulant dans la bobine d’inductance Li (à savoir le courant d’attaque Ilamp) s’élève selon une pente de (Vin - VOut)/Li. Lorsque le transistor de commutation Mj est à l’état bloqué, une tension entre les deux extrémités de la bobine d’inductance Li est -Vout· Par conséquent, le courant de bobine II (à savoir le courant d’attaque Ilamp) chute selon une pente égale à -Vout/Li- [0019] Le temps de conduction Ton et le temps de blocage TqFF du transistor de commutation Mi sont donnés par les équations (1) et (2).

Ton = AI/{(V,n-Vout)/L1} ... (1)

Toff = ΔΙ/(Vout/Li) ... (2) ΔΙ est une largeur d’hystérésis (largeur d’ondulation) du courant de bobine IL, c’est-à-dire la différence entre une valeur maximale Iupper et une valeur minimale Ibottom· ΔΙ est proportionnelle à la différence AV entre le signal de seuil supérieur thh et le signal de seuil inférieur VTliL, comme le montre l’équation suivante. ΔΙ = AV/Rcs [0020] Dans le phare de véhicule 1S de la figure IB, bien qu’une tension d’entrée ViN (Vdc) du convertisseur abaisseur 32 demeure constante, la tension de sortie Vout fluctue de façon dynamique avec la commande par modulation MLI du circuit commutateur de dérivation 24. La période de commutation T0N + Toff du transistor de commutation Μχ, à savoir la fréquence de commutation fsw, fluctue avec la tension de sortie Vout, ce qui rend difficile de faire face au bruit électromagnétique. RÉSUMÉ [0021] La présente invention a été conçue compte tenu des circonstances ci-dessus et un aspect de la présente invention porte sur un phare de véhicule apte à supprimer une fluctuation de fréquence de convertisseur de commutation.

[0022] Un aspect de la présente invention a trait à un circuit d’éclairage conçu pour commander une source lumineuse comportant une pluralité d’éléments émetteurs de lumière montés en série. Le circuit d’éclairage comporte un circuit commutateur de dérivation, un convertisseur élévateur, un convertisseur abaisseur et un circuit de réglage de tension. Le circuit commutateur de dérivation comporte une pluralité de commutateurs de dérivation, chacun étant monté en parallèle avec un élément émetteur de lumière correspondant de la pluralité d’éléments émetteurs de lumière. Le convertisseur élévateur est conçu pour amplifier une tension d’alimentation afin de produire une tension continue stabilisée à une tension cible variable. Le convertisseur abaisseur est conçu pour recevoir la tension continue afin de fournir un courant d’attaque stabilisé à un courant cible, à la source lumineuse. Le convertisseur abaisseur comporte un régulateur à hystérésis selon un procédé de régulation par hystérésis. Le régulateur à hystérésis est conçu pour stabiliser le courant d’attaque entre une valeur maximale et une valeur minimale qui sont définies à proximité du courant cible et pour modifier une différence entre la valeur maximale et la valeur minimale de manière qu’une fréquence de commutation du convertisseur abaisseur tende vers une valeur constante. Le circuit de réglage de tension est conçu pour modifier de façon dynamique la tension cible du convertisseur élévateur, en fonction d’une tension de sortie du convertisseur abaisseur.

[0023] Selon la configuration ci-dessus, la tension de sortie du convertisseur abaisseur peut suivre une variation de charge à grande vitesse en faisant appel à la régulation par hystérésis. En outre, dès lors que la fréquence de commutation peut être stabilisée par réglage de la différence entre la valeur maximale et la valeur minimale, les caractéristiques de bruit peuvent être éliminées.

[0024] Lorsque la tension d’entrée du convertisseur abaisseur demeure constante et que la fréquence de commutation est stabilisée, la différence entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur abaisseur peut devenir importante. Dans ce cas, afin de réduire le courant de bobine et de réduire ainsi une largeur de fluctuation (largeur d’ondulation) du courant d’attaque, il est nécessaire de sélectionner un composant ayant une forte inductance et donc un composant de grande taille, en tant que bobine d’inductance (bobine). Concernant ce problème, la différence entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur abaisseur peut être réduite, la largeur d’ondulation par rapport à la même valeur d’inductance peut donc être réduite et il est possible de sélectionner en conséquence une petite bobine d’inductance dans la configuration ci-dessus.

[0025] Le circuit de réglage de tension peut être conçu pour modifier la tension cible de manière qu’une différence entre la tension cible du convertisseur élévateur et la tension de sortie du convertisseur abaisseur ne dépasse pas une valeur prédéterminée ou tende vers celle-ci. Dès lors, la tension entre les deux extrémités de la bobine d’inductance du convertisseur abaisseur peut être maintenue à une valeur prédéterminée, et la taille de la bobine d’inductance peut être réduite par réduction de la valeur prédéterminée.

[0026] Le circuit de réglage de tension peut être conçu pour modifier plus vite la tension cible lors de l’élévation de la tension de sortie du convertisseur abaisseur que lors de la chute de la tension de sortie du convertisseur abaisseur. Ainsi, il est possible d’éviter que la commande du convertisseur abaisseur ne soit instable.

[0027] Le circuit de réglage de tension peut être conçu pour modifier la tension cible en un temps plus court qu’une période de commande du circuit commutateur de dérivation, lorsque la tension de sortie du convertisseur abaisseur s’élève. Ainsi, l’insuffisance de la tension de sortie (la tension entre les deux extrémités de la source lumineuse) du convertisseur abaisseur, et la baisse de luminance de la source lumineuse peuvent être supprimées.

Le circuit de réglage de tension peut être conçu pour modifier la tension cible en un temps inférieur à la moitié de la période de commande du circuit commutateur de dérivation, lorsque la tension de sortie du convertisseur abaisseur s’élève.

[0028] Le circuit de réglage de tension peut être conçu pour modifier la tension cible en un temps plus long que la période de commande du circuit commutateur de dérivation, lorsque la tension de sortie du convertisseur abaisseur chute. Ainsi, l’oscillation du convertisseur abaisseur peut être supprimée.

[0029] Le circuit de réglage de tension peut être conçu pour modifier la tension cible en un temps supérieur à trois fois la période de commande du circuit commutateur de dérivation, lorsque la tension de sortie du convertisseur abaisseur chute.

[0030] Le circuit de réglage de tension comporte un circuit de maintien de crête qui est conçu pour recevoir une tension de détection de sortie correspondant à la tension de sortie du convertisseur abaisseur. La tension de sortie peut correspondre à la tension de sortie du circuit de maintien de crête. Dès lors, la tension cible peut être réglée par un simple circuit analogique.

[0031] Le circuit de réglage de tension comporte une diode qui est conçue pour recevoir une tension de détection de sortie correspondant à la tension de sortie du convertisseur abaisseur à une anode de celle-ci, une première résistance qui est placée entre une cathode de la diode et une masse, un condensateur qui comporte une extrémité reliée à la masse, et une seconde résistance qui est placée entre l’autre extrémité du condensateur et la cathode de la diode. La tension cible peut être fixée en fonction de la tension du condensateur.

[0032] Le circuit de réglage de tension comporte un convertisseur A/N qui est conçu pour convertir la tension de détection de sortie correspondant à la tension de sortie du convertisseur abaisseur en une valeur numérique, un circuit de détection de crête qui est conçu pour produire un signal de détection de crête représentant une crête de la valeur numérique, un filtre qui est conçu pour recevoir le signal de détection de crête et qui a une réactivité plus rapide dans un sens de montée et une réactivité plus lente dans un sens de descente, et un convertisseur N/A qui est conçu pour convertir un signal de sortie du filtre en une tension analogique. Le circuit de réglage de tension peut fixer la tension cible en fonction de la tension analogique.

[0033] Le circuit d’éclairage peut comporter en outre un dispositif de commande de répartition lumineuse qui est conçu pour commander la pluralité de commutateurs de dérivation en fonction d’une courbe souhaitée de répartition des intensités lumineuses. Le circuit de réglage de tension peut être conçu pour réguler la tension cible sur la base d’une tension entre les deux extrémités de la source lumineuse, estimée d’après les états passants/bloqués de la pluralité de commutateurs de dérivation. Le retard de réponse peut être supprimé par la régulation avec action anticipatrice, fondée sur la valeur estimée de la tension entre les deux extrémités de la source lumineuse.

[0034] Le circuit d’éclairage peut être conçu pour commander une pluralité de sources lumineuses et comporter une pluralité de convertisseurs abaisseurs correspondant à la pluralité de sources lumineuses. Le circuit de réglage de tension peut être conçu pour modifier la tension cible en fonction de la tension la plus élevée parmi des tensions de sortie de la pluralité de convertisseurs abaisseurs. Ainsi, un convertisseur élévateur peut être partagé par la pluralité de convertisseurs abaisseurs, et l’échelle de circuit peut être réduite.

[0035] Un autre aspect de la présente invention porte sur un phare de véhicule. Le phare de véhicule comporte une source lumineuse comportant une pluralité d’éléments émetteurs de lumière montés en série et les circuits d’éclairage décrits ci-dessus, destinés à commander la source lumineuse.

[0036] Une combinaison quelconque des éléments constitutifs ci-dessus et les éléments constitutifs et expressions de substitution dans des procédés, appareils, systèmes ou analogues sont également efficaces en tant qu’aspects de la présente invention.

[0037] Selon un aspect de la présente invention, il est possible de supprimer la fluctuation de fréquence du convertisseur de commutation.

BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS

[0038] Les aspects ci-dessus ainsi que d’autres de la présente invention apparaîtront plus clairement et seront mieux appréciés d’après la description suivante de modes de réalisation illustratifs de la présente invention, lue en liaison avec les dessins annexés, parmi lesquels : les figures IA et IB sont des schémas fonctionnels de phare de véhicule doté d’une fonction ADB selon une technique comparative ; la figure 2 est un schéma de principe de convertisseur abaisseur pourvu de la régulation par hystérésis ; la figure 3 est un schéma de formes d’onde fonctionnelles du convertisseur abaisseur de la figure 2 ; la figure 4 est un schéma fonctionnel de phare de véhicule comportant un circuit d’éclairage selon un mode de réalisation ; la figure 5 est un schéma de principe représentant un exemple de configuration spécifique du circuit d’éclairage ; les figures 6A et 6B sont des schémas de principe représentant des exemples de configuration d’un circuit de stabilisation de fréquence ; la figure 7 est un schéma de formes d’onde représentant un fonctionnement de base du circuit d’éclairage ; la figure 8 est un schéma de formes d’onde fonctionnelles lorsque le circuit d’éclairage de la figure 4 effectue une gradation par modulation MLI ; les figures 9A et 9B sont des schémas illustrant d’autres avantages du circuit d’éclairage ; les figures 10A et 1OB sont des schémas de principe représentant des exemples de configuration d’un circuit de réglage de tension ; les figures 11A et 11B sont des schémas de formes d’onde fonctionnelles du circuit d’éclairage, lorsqu’une courbe de répartition des intensités lumineuses est modifiée ; la figure 12 est un schéma fonctionnel de circuit de réglage de tension selon une première modification ; et les figures 13Aet 13B sont des schémas fonctionnels de circuit d’éclairage selon une seconde modification.

DESCRIPTION DÉTAILLÉE

[0039] Des modes de réalisation de la présente invention sont décrits ci-dessous en référence aux dessins. Les composants, éléments et processus identiques ou équivalents représentés sur chaque dessin portent les mêmes références numériques, et lorsque cela s’avère approprié, les descriptions répétitives sont omises. Les modes de réalisation ne sont pas destinés à limiter la portée de la présente invention, mais sont simplement illustratifs et toutes les caractéristiques décrites dans les modes de réalisation et leurs combinaisons ne sont pas essentielles à la présente invention.

[0040] Dans l’exposé, « un état où un élément A est connecté à un élément B » inclut non seulement un cas où l’élément A et l’élément B sont physiquement et directement connectés, mais aussi un cas où l’élément A et l’élément B sont indirectement connectés par l’intermédiaire d’autres éléments qui n’ont pas d’effets notables sur un état de connexion électrique ou qui n’altèrent pas de fonctions ou d’effets du fait de leur connexion.

[0041] De même, « un état où un élément C est placé entre un élément A et un élément B » inclut non seulement un cas où l’élément A et l’élément C, ou l’élément B et l’élément C sont directement connectés, mais aussi un cas où l’élément A et l’élément C, ou l’élément B et l’élément C sont indirectement connectés par l’intermédiaire d’autres éléments qui n’ont pas d’effets notables sur leur connexion électrique ou qui n’altèrent pas de fonctions ou d’effets du fait de leur connexion.

[0042] Pour une meilleure compréhension, un axe vertical et un axe horizontal de schéma de formes d’onde ou de chronogramme référencé dans le présent mémoire sont agrandis et réduits de façon appropriée, et chaque forme d’onde est également simplifiée, exagérée ou mise en évidence.

[0043] Dans l’exposé, les références numériques attribuées à des signaux électriques tels que des signaux de tension ou des signaux de courant, ou des éléments de circuit tels que des résistances et des condensateurs représentent des valeurs de tension et des valeurs de courant ou des valeurs de résistance et des valeurs de capacité.

[0044] La figure 4 est un schéma fonctionnel de phare de véhicule 300 comportant un circuit d’éclairage 400 selon un mode de réalisation. Le phare de véhicule 300 configure un système de phare 200 conjointement avec une batterie 202 et une unité de commande électronique (UCE) de véhicule 204. La batterie 202 fournit une tension de batterie (une tension d’alimentation) Vbat de 12 V ou de 24 V. Le circuit d’éclairage 400 reçoit la tension de batterie Vbat en tant qu’alimentation électrique pour allumer une source lumineuse 310. Le circuit d’éclairage 400 est connecté à l’UCE de véhicule 204 par l’intermédiaire d’un bus 206 tel que CAN (de l’anglais «Controller Area Network») et LIN (de l’anglais «Local Interconnect Network »). Le phare de véhicule 300 possède une fonction ADB et modifie de façon dynamique une courbe de répartition des intensités lumineuses sur la base d’informations ou d’une valeur de commande provenant de l’UCE de véhicule 204.

[0045] Le phare de véhicule 300 comporte une source lumineuse 310 et le circuit d’éclairage 400. La source lumineuse 310 comporte une pluralité de (N) éléments émetteurs de lumière 312_1 à 312_N montés en série. Les éléments émetteurs de lumière 312 sont des dispositifs émetteurs de lumière à semi-conducteur, tels qu’une diode électroluminescente (DEL), une diode laser (DL), et à électroluminescence organique (EL) qui émettent une lumière d’une luminance correspondant à un courant d’attaque Ilamp· Le nombre de N éléments émetteurs de lumière 312 correspond à une résolution dans la régulation de la courbe de répartition des intensités lumineuses. Le nombre N est par exemple égal à 4, 8,12, 24, sans que cela soit limitatif.

[0046] Le circuit d’éclairage 400 est connecté à la source de lumière 310 au moyen d’un faisceau de fils électriques 320. Le circuit d’éclairage 400 comporte un convertisseur élévateur 410, un convertisseur abaisseur 430, un circuit commutateur de dérivation 450, un circuit de réglage de tension 460 et un dispositif de commande de répartition lumineuse 470. [0047] Le circuit commutateur de dérivation 450 comporte une pluralité de commutateurs de dérivation 452_1 à 452_N, et le i-ième commutateur de dérivation 452_i est monté en parallèle avec son élément émetteur de lumière correspondant 312_i parmi la pluralité d’éléments émetteurs de lumière 312_1 à 312_N. Sur la figure 4, le nombre de commutateurs de dérivation 452 est égal au nombre d’éléments émetteurs de lumière 312, sans que cela soit limitatif.

[0048] Le dispositif de commande de répartition lumineuse 470 commande la pluralité de commutateurs de dérivation 452_1 à 452_N du circuit commutateur de dérivation 450, de manière à obtenir une courbe souhaitée de répartition des intensités lumineuses, sur la base d’informations ou d’une instruction de commande provenant de l’UCE de véhicule 204. Partant de l’hypothèse qu’une tension directe Vp des éléments émetteurs de lumière 312 est égale à 5 V et que N = 12, la tension de sortie Vout peut varier de 0 à 60 V.

[0049] Le convertisseur élévateur 410 comporte une borne de réglage (ADJ) et amplifie la tension d’alimentation Vbat pour produire une tension continue Vdc qui est stabilisée à une tension cible Vdc(ref) correspondant à une tension Vadj de la borne ADJ. En d’autres termes, le convertisseur élévateur 410 stabilise la tension continue Vdc à la tension cible Vdc(ref) qui est proportionnelle à la tension VAdj de la borne ADJ.

[0050] Dans un exemple, la tension de sortie Vdc du convertisseur élévateur 410 est divisée par des résistances R31 et R32 et réinjectée à l’entrée. Le convertisseur élévateur 410 règle un rapport cyclique de commutation, de manière que le signal de rétroaction divisé en tension Vfb concorde avec la tension Vadj de la borne ADJ.

[0051] En régime établi, lorsque les conditions Ki = Vadj/Vout et K2 = Vdc/Vadj sont satisfaites,

Vdc = ΚχχΚ2χ Vout-

Ici, Ki x K2 est dénommé « gain de commande G ». Si G = Ki x K2 > 1, Vdc peut être maintenue à un niveau de tension supérieur à Vout et la différence de potentiel AV entre une tension d’entrée et une tension de sortie du convertisseur abaisseur 430 peut satisfaire Vdc _ Vout = (Κι x K2 - 1) x Vout· Ici, la différence de potentiel AV désigne la différence entre une valeur maximale de la tension de sortie Vout et la tension d’entrée. Si la valeur maximale de la tension de sortie Vout est égale à 60 V, et que Ki x K2 = 1,1, la différence de potentiel AV entre la tension d’entrée et la tension de sortie peut être inférieure à 0,1 x 60 = 6 V. La différence de potentiel AV se situe de préférence dans la plage d’environ 1 àlO V.

[0052] Le convertisseur abaisseur 430 reçoit la tension continue Vdc et fournit le courant d’attaque Ilamp stabilisé au courant cible Iref, à la source lumineuse 310. Ainsi qu’il est décrit ci-dessous, le convertisseur abaisseur 430 comporte un régulateur à hystérésis 480 selon un procédé de régulation par hystérésis. Le régulateur à hystérésis 480 stabilise le courant d’attaque Ilamp entre une valeur maximale Iupper et une valeur minimale Ibottom qui sont définies à proximité du courant cible Iref· Par ailleurs, le régulateur à hystérésis 480 modifie la différence AI entre la valeur maximale Iupper et la valeur minimale Ibottom, de manière que la fréquence de commutation fsw du convertisseur abaisseur 430 tende vers une valeur constante.

[0053] Le circuit de réglage de tension 460 modifie de façon dynamique la tension Vadj de la borne ADJ du convertisseur élévateur 410 en fonction de la tension de sortie Vout du convertisseur abaisseur 430, à savoir la tension entre les deux extrémités de la source lumineuse 310.

[0054] De préférence, le circuit de réglage de tension 460 modifie la tension Vadj de la borne ADJ, de manière que la différence entre la tension cible Vdc(ref) de la tension de sortie Vdc du convertisseur élévateur 410 et la tension de sortie Vout du convertisseur abaisseur 430 (en d’autres tenues, la différence entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur abaisseur 430) ne dépasse pas une valeur prédéterminée ou tende vers celle-ci. Par exemple, le circuit de réglage de tension 460 peut modifier la tension Vadj de la borne ADJ d’après la crête de la tension de sortie Vout du convertisseur abaisseur 430. Par exemple, le circuit de réglage de tension 460 peut également produire la tension Vadj sur la base de la crête de la tension de sortie (tension de détection de sortie) Vouts divisée par les résistances R41 et R42.

[0055] La figure 5 est un schéma de principe représentant un exemple de configuration spécifique du circuit d’éclairage 400. Le convertisseur élévateur 410 comporte un circuit de sortie 412 et un dispositif de commande 414. Le circuit de sortie 412 comporte une bobine d’inductance L2, un transistor de commutation M2, une diode D2, et un condensateur C2. La tension Vadj de la borne ADJ est appliquée à une broche de référence REF du dispositif de commande 414. Une tension de rétroaction Vfb correspondant à la tension de sortie Vdc du convertisseur élévateur 410 est réinjectée à une broche de rétroaction FB du dispositif de commande 414. Le dispositif de commande 414 attaque le transistor de commutation M2 de manière que la tension de rétroaction Vfb concorde avec la tension de référence Vadj· Le dispositif de commande 414 peut utiliser un circuit intégré disponible dans le commerce et dont la configuration n’est pas particulièrement limitée.

[0056] Le convertisseur abaisseur 430 comporte un circuit de sortie 432 et le régulateur à hystérésis 480. La configuration du circuit de sortie 432 est similaire à celle de la figure 1. Lorsqu’un signal de détection de courant VCs atteint un seuil supérieur Vthh correspondant à la valeur maximale Iupper du courant d’attaque Ilamp, le régulateur à hystérésis 480 bloque le transistor de commutation Mi, lorsque le signal de détection de courant Vcs atteint un seuil inférieur Vthl correspondant à la valeur minimale Ibottom du courant d’attaque Ilamp, le régulateur à hystérésis 480 débloque le transistor de commutation Mi et le régulateur à hystérésis 480 effectue l’opération ci-dessus de façon répétée.

[0057] Ainsi qu’il a été décrit ci-dessus, le régulateur à hystérésis 480 stabilise la fréquence de commutation fsw en réglant la différence entre le seuil supérieur Vthh et le seuil inférieur Vthl· Le régulateur à hystérésis 480 comporte une source de tension 482, un comparateur 484, un circuit d’attaque 486 et un circuit de stabilisation de fréquence 488. La source de tension 482 est une source de tension variable qui produit le seuil supérieur Vthh et le seuil inférieur Vthl· La valeur moyenne du seuil supérieur Vthh et du seuil inférieur Vthl correspond à la valeur cible Iref du courant d’attaque Ilamp· [0058] Lorsque l’impulsion de commande Sont, en tant que sortie du comparateur 484, est à un niveau passant (au cours d’une période où le transistor de commutation Mi est à l’état passant), le comparateur 484 compare le signal de détection de courant Vcs avec le seuil supérieur Vthh· Lorsque l’impulsion de commande Scnt est à un niveau bloqué (au cours d’une période où le transistor de commutation Mi est à l’état bloqué), le comparateur 484 compare le signal de détection de courant Vcs avec le seuil inférieur Vthl· Le circuit d’attaque 486 attaque le transistor de commutation Mi en fonction de l’impulsion de commande Scnt· [0059] Le circuit de stabilisation de fréquence 488 règle la différence de potentiel (largeur d’hystérésis) AVhys entre le seuil supérieur Vthh et le seuil inférieur Vthl de manière que la fréquence de commutation fsw du transistor de commutation Mi concorde avec une fréquence cible Îref- En particulier, lorsque la fréquence de commutation fsw est supérieure à la fréquence cible fREF, la largeur d’hystérésis AVhys est augmentée de façon à diminuer la fréquence de commutation fsw· Lorsque la fréquence de commutation fsw est inférieure à la fréquence cible fREF, la largeur d’hystérésis AVhys est diminuée de façon à augmenter la fréquence de commutation fsw· [0060] Les figures 6A et 6B sont des schémas de principe représentant les exemples de configuration spécifique du circuit de stabilisation de fréquence 488. Le circuit de stabilisation de fréquence 488 comporte un circuit de détection de fréquence 490 et un amplificateur d’erreur 492. Le circuit de détection de fréquence 490 reçoit l’impulsion de commande Scnt ou un signal ayant la même fréquence que l’impulsion de commande Scnt et produit un signal de détection de fréquence Vfreq représentant la fréquence de commutation fsw· L’amplificateur d’erreur 492 amplifie l’erreur entre le signal de détection de fréquence Vfreq et un signal de référence Vfreq(ref) qui représente la valeur cible de la fréquence de commutation.

[0061] La source de tension 482 produit le seuil supérieur Vthh et le seuil inférieur Vthl en fonction d’un signal d’erreur VErr. Par exemple, la source de tension 482 comporte les résistances RH, Rl et une source de courant 494. La source de courant 494 délivre un courantIerr correspondant au signal d’erreur Verr. Une tension analogique Vadim est appliquée à une extrémité de la résistance RH et Vthh est produite à l’autre extrémité de la résistance Rh où Vthh = Vadim ~ Ierr x Rh· Une extrémité de la résistance Rl est reliée à la masse, et Vthl est produite à l’autre extrémité de la résistance RL où Vthl = Ierr x Rl· [0062] Si Rh = Rl = R, la valeur moyenne de Vthh et Vthl est Vadim/2. Par conséquent, la valeur moyenne du courant de bobine IL, à savoir la luminance de la source lumineuse 310, peut faire l’objet d’une gradation en fonction de la tension Vadim· De plus, la différence (largeur d’hystérésis AVhys) entre Vthh et Vthl satisfait AVhys = 2 x IBrr x R.

[0063] L’exemple de configuration spécifique de la source de tension 482 est illustré sur la figure 6B. La source de courant 494 comporte un amplificateur opérationnel OA51, un transistor M51 et une résistance RL. Dans cette configuration, Vthl = Verr et Ierr = Verr/Rl-[0064] En dehors des exemples illustrés sur les figures 6A et 6B, l’homme de l’art peut concevoir le circuit de stabilisation de fréquence 488 ou la source de tension 482 avec des fonctions équivalentes qui sont incluses dans la portée de l’invention.

[0065] La configuration du circuit d’éclairage 400 est telle que décrite ci-dessus. Une description est donnée ensuite du fonctionnement du circuit d’éclairage 400. La figure 7 est un schéma de formes d’onde représentant un fonctionnement de base du circuit d’éclairage 400. Pour une explication plus concise et une meilleure compréhension, le fonctionnement est représenté lorsque le nombre de commutateurs de dérivation 452 qui sont à l’état passant diminue dans le temps, sans que soit réalisée une gradation par modulation MLI dans le circuit commutateur de dérivation 450. Dans ce cas, la tension de sortie Vout s’élève au fil du temps. Le circuit de réglage de tension 460 augmente la tension Vadj de la borne ADJ en fonction de l’élévation de la tension de sortie Vout- Par conséquent, la tension d’entrée Vin (Vdc) du convertisseur abaisseur 430 suit l’élévation de la tension de sortie Vout· Pour simplifier l’explication, il est supposé ici que la différence AV entre la tension d’entrée et la tension de sortie demeure constante.

[0066] Une description est donnée ensuite du fonctionnement du convertisseur abaisseur 430. Lorsque la différence de potentiel AV entre la tension d’entrée et la tension de sortie est sensiblement constante, une pente ascendante (Vin ~~ Vout)/Li du courant de bobine IL (courant de lampe Ilamp) est sensiblement constante. En revanche, une pente descendante -Vout/Li devient raide à mesure que la tension de sortie Vout s’élève. Le convertisseur abaisseur 430 modifie la différence AIhys entre la limite supérieure de courant Iupper et la limite inférieure de courant Ibottom, de manière que la fréquence de commutation fsw (période : 1/fsw) devienne constante.

[0067] Plus précisément, le circuit de stabilisation de fréquence 488 du convertisseur abaisseur 430 règle la différence AIhys entre le seuil supérieur Vthh et le seuil inférieur Vthl, de manière que la fréquence de commutation fsw devienne constante. La largeur d’hystérésis AVhys augmente à mesure que la tension de sortie Vout s’élève.

[0068] Le fonctionnement de base du circuit d’éclairage 400 est tel que décrit ci-dessus. La figure 8 est un schéma de formes d’onde fonctionnelles lorsque le circuit d’éclairage 400 de la figure 4 effectue la gradation par modulation MLI. Lorsque la courbe de répartition des intensités lumineuses est constante, chaque commutateur de dérivation 452 du circuit commutateur de dérivation 450 est commandé de façon répétée selon un même modèle, et la tension de sortie Vout du convertisseur abaisseur 430 répète la même forme d’onde au cours de la période de modulation MLI TPwm· Une période de modulation MLI TPWm est de quelques millisecondes, notamment d’environ 3 à 5 ms.

[0069] Dans cet exemple, la tension de sortie Vout varie de 15 à 40 V au cours de la période de modulation MLI TPwm· Le circuit de réglage de tension 460 produit la tension Vadj correspondant à la crête de la tension de sortie Vout, à savoir 40 V, et la fournit à la borne ADJ. Lorsque le gain de commande G est égal à 1,1, la tension de sortie Vdc du convertisseur élévateur 410 est stabilisée à 44 V, et la différence de potentiel AV entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur abaisseur 430 est de 4 V.

[0070] Le fonctionnement du circuit d’éclairage 400 est tel que décrit ci-dessus. Une description est donnée ensuite des avantages du circuit d’éclairage 400.

[0071] Selon le circuit d’éclairage 400, dès lors que le convertisseur abaisseur 430 fait appel à la régulation par hystérésis, la tension de sortie Vout du convertisseur abaisseur 430 peut suivre une variation de charge à grande vitesse. En outre, puisqu’il est possible de stabiliser la fréquence de commutation fsw en réglant la différence AIhys entre la valeur maximale Iupper et la valeur minimale Ibottom du courant d’attaque Ilamp, les caractéristiques de bruit peuvent être éliminées.

[0072] Les figures 9A et 9B sont des schémas illustrant d’autres avantages du circuit d’éclairage 400. La figure 9A représente le courant de bobine IL du circuit d’éclairage 400 de la figure 4, et la figure 9B représente le courant de bobine II lorsque la sortie Vdc du convertisseur abaisseur 430 est constante. Par exemple, Vout = 20 V et Vdc = 22 V sur la figure 9A, et VOut = 20 V et VDc = 60 V sur la figure 9B. Lorsque l’on compare la figure 9A à la figure 9B, la figure 9B présente les mêmes pentes descendantes que la figure 9A, mais une pente ascendante plus forte que la figure 9A. Dans ce cas, partant de l’hypothèse que les valeurs d’inductance I4 des convertisseurs abaisseurs sont les mêmes, la largeur d’ondulation du courant bobine II sur la figure 9B est plus grande pour obtenir la même fréquence de commutation fsw souhaitée. En particulier, lorsqu’il est fait appel à une commande de stabilisation de fréquence, une largeur d’ondulation devient encore plus grande, à mesure que la tension de sortie Vout s’élève. Par conséquent, afin de maintenir la largeur d’ondulation à l’intérieur de la plage admissible, tout en maintenant la tension continue Vdc à 60 V et à l’intérieur d’une plage de tension de sortie Vout, il est nécessaire d’accroître la valeur d’inductance Li de manière significative et il est donc nécessaire de sélectionner, en tant que bobine d’inductance Li, un composant coûteux et de grande taille.

[0073] À cet égard, selon le circuit d’éclairage 400, la différence de potentiel entre la tension d’entrée et la tension de sortie du convertisseur abaisseur 430 peut être supprimée par le circuit de réglage de tension 460. Par conséquent, il est possible de sélectionner une faible valeur d’inductance Li et une petite dimension, même lorsque la commande de stabilisation de fréquence est utilisée dans le convertisseur abaisseur 430. En outre, il est possible de réduire le coût du dispositif, dès lors que les composants à faible valeur d’inductance sont généralement peu coûteux.

[0074] En particulier, le circuit de réglage de tension 460 modifie la tension Vadj de la borne ADJ, de manière que la différence AV entre la tension cible Vdc(ref) du convertisseur élévateur 410 et la tension de sortie VOut du convertisseur abaisseur 430 ne dépasse pas une valeur prédéterminée ou tende vers celle-ci. En outre, il est possible de réduire la taille de la bobine d’inductance en diminuant cette valeur prédéterminée.

[0075] Une description est donnée ensuite de la commande lorsque la courbe de répartition des intensités lumineuses est modifiée de façon dynamique. Lorsque la courbe de répartition des intensités lumineuses est constante, la tension de sortie Vout varie au cours d’une période de modulation MLI, mais la crête de la tension de sortie VOut est constante. En revanche, la valeur de crête de la tension de sortie VOut varie lorsque la courbe de répartition des intensités lumineuses change.

[0076] Le circuit de réglage de tension 460 modifie plus vite la tension Vadj de la borne ADJ lors de l’élévation de la tension de sortie VOut du convertisseur abaisseur 430 que lors de la chute de la tension de sortie Vout· L’élévation et la chute désignent ici celles s’inscrivant dans l’échelle de temps au moins égale à la période de modulation MLI et supérieure à la période de modulation MLIL. Plus précisément, la tension Vadj de la borne ADJ varie de préférence en un temps plus court que la période de commande (période de modulation MLI) TPWm du circuit commutateur de dérivation 450, au cours de l’élévation de la tension de sortie Vout du convertisseur abaisseur 430. Par exemple, la tension Vadj de la borne ADJ suit la tension de sortie Vout à l’intérieur d’une échelle de temps inférieure à la moitié de la période de modulation MLI TPwm· Par conséquent, il est possible de supprimer l’insuffisance de la tension de sortie Vout et la baisse de luminance de la source lumineuse 310.

[0077] Au contraire, la tension Vadj de la borne ADJ varie de préférence en un temps plus long que la période de commande TPwm du circuit commutateur de dérivation 450, au cours de la chute de la tension de sortie Vout du convertisseur abaisseur 430. Par exemple, la tension Vadj de la borne ADJ suit la tension de sortie Vout à l’intérieur d’une échelle de temps supérieure à trois ou cinq fois la période de commande TPwm· [0078] Les figures 10A et 10B sont des schémas de principe représentant des exemples de configuration du circuit de réglage de tension 460. Un circuit de réglage de tension 460a de la figure 10A comporte une diode D2i, une première résistance R2i, une seconde résistance R22 et un condensateur C2i· Le circuit de réglage de tension 460a peut être considéré comme un circuit de maintien de crête 461, et la tension Vadj de la borne ADJ correspond à la tension de sortie Vc2i du circuit de maintien de crête 461.

[0079] Un circuit de réglage de tension 460b de la figure 10B est configuré par un circuit numérique. Un convertisseur A/N 462 convertit la tension de détection de sortie Vouts en une valeur numérique S4i. Un circuit de détection de crête 463 est utilisé pour produire un signal de détection de crête S42 représentant une crête de la valeur numérique S4j. Un filtre 464 reçoit le signal de détection de crête S42 et a une réactivité plus rapide dans le sens de la montée et une réactivité plus lente dans le sens de la descente. Un convertisseur N/A 465 convertit une tension de sortie S43 du filtre 464 en une tension analogique Vadj· [0080] Les figures 11A et 11B sont des schémas de formes d’onde fonctionnelles du circuit d’éclairage 400, lorsque la courbe de répartition des intensités lumineuses est modifiée. La figure 11A représente le fonctionnement lorsqu’une courbe de répartition des intensités lumineuses faibles PATI est transformée en une courbe de répartition des intensités lumineuses élevées PAT2. À ce stade, la valeur moyenne et la valeur de crête de la tension de sortie Vout s’élèvent, et la forme d’onde de la tension de sortie Vout change. La tension Vadj de la borne ADJ suit rapidement l’élévation de la valeur de crête de la tension de sortie Vout sur une échelle de temps plus courte qu’une période de modulation MLI TPwm (de préférence, une échelle de temps inférieure à TPwm/2). Par conséquent, il est possible d’éviter la baisse de luminance de la source lumineuse 310, provoquée par l’insuffisance de la tension de sortie Vout· [0081] La figure 11B représente le fonctionnement lorsque la courbe de répartition des intensités lumineuses élevées PAT2 est transformée en courbe de répartition des intensités lumineuses faibles PATI. À ce stade, la valeur moyenne et la valeur de crête de la tension de sortie Vout chutent, et la forme d’onde de la tension de sortie Vout change. La tension Vadj de la borne ADJ suit lentement la chute de la valeur de crête de la tension de sortie Vout sur une échelle de temps supérieure à plusieurs fois la période de modulation MLI TPwm (de préférence, une échelle de temps supérieure à 3 x TPwm)· Par conséquent, il est possible d’éviter une oscillation ou une instabilité du système comportant le convertisseur élévateur 410 et le convertisseur abaisseur 430.

[0082] Bien que la présente invention ait été décrite sur la base des modes de réalisation, les modes de réalisation illustrent simplement le principe et l’application de la présente invention. Diverses variantes de modifications et de configurations peuvent être apportées aux modes de réalisation, sans s’écarter du concept inventif tel que défini dans les revendications.

[0083] (Première modification)

Dans le mode de réalisation décrit ci-dessus, la tension Vadj de la borne ADJ est modifiée en fonction de la tension de sortie Vout· Toutefois, la présente invention ne se limite pas à cela. Des modèles de commutation de la pluralité de commutateurs de dérivation 452 correspondant à chaque courbe de répartition des intensités lumineuses sont connus. Par conséquent, une forme d’onde de la tension de sortie Vout sur chaque courbe de répartition des intensités lumineuses peut être estimée par calcul.

[0084] La figure 12 est un schéma fonctionnel de circuit de réglage de tension 460c selon une première modification. Le circuit de réglage de tension 460c estime une valeur de crête de tension entre les deux extrémités de la source lumineuse 310 (à savoir une valeur de crête de la tension de sortie VOut du convertisseur abaisseur 430) sur une période de modulation MLI, sur la base d’un modèle des états passants/bloqués de la pluralité de commutateurs de dérivation 452_1 à 452_N, et régule la tension Vadj de la borne ADJ sur la base de la valeur estimée. Par exemple, un estimateur de tension de sortie 466 reçoit des informations S51 de la courbe de répartition des intensités lumineuses et détermine une valeur de crête S52 de la tension de sortie Vout, à l’intérieur de la période de modulation MLI, sur la base des informations S51. Par exemple, une table indiquant une relation entre la courbe de répartition des intensités lumineuses et la valeur de crête peut être conservée dans l’estimateur de tension de sortie 466. Un convertisseur N/A 467 convertit la valeur de crête S52 en un signal analogique et le délivre à la borne ADJ. Des fonctions de l’estimateur de tension de sortie 466 et du convertisseur N/A 467 peuvent être mises en œuvre dans le dispositif de commande de répartition lumineuse 470 ou dans l’UCE de phare en commun avec le dispositif de commande de répartition lumineuse 470.

[0085] Selon cette modification, la tension d’entrée VDc du convertisseur abaisseur 430 peut être réglée à un niveau de tension approprié par la régulation avec action anticipatrice, sans détection de la tension de sortie Vout· [0086] (Seconde modification)

Les figures 13A et 13B sont des schémas fonctionnels de circuit d’éclairage 400b selon une seconde modification. Le circuit d’éclairage 400b attaque une pluralité (deux canaux ici) de sources lumineuses 310_l et 310_2. Le circuit d’éclairage 400b comporte une pluralité de convertisseurs abaisseurs 430_l et 430_2 correspondant respectivement à la pluralité de sources lumineuses 310_l et 310_2. La pluralité de convertisseurs abaisseurs 430_l et 430_2 reçoit une tension de sortie Vdc de convertisseur élévateur 410. Un circuit de réglage de tension 460b modifie la tension Vadj de la borne ADJ en fonction de la tension la plus élevée parmi les tensions de sortie Vouti et Vout2 de la pluralité de convertisseurs abaisseurs 430_l et 430_2.

[0087] La figure 13B représente un exemple de configuration du circuit de réglage de tension 460b. La configuration du circuit de réglage de tension 460b est la même que celle de la figure 10A. Une pluralité de diodes D2i correspondant à la pluralité de canaux a une cathode partagée. La pluralité de diodes D2i fonctionne comme un circuit à valeur maximale, et une tension correspondant à la tension maximale parmi la pluralité de tensions de détection de sortie Vqutsi et Vquts2 est produite au niveau de la cathode.

Claims

REVENDICATIONS

1. Circuit d’éclairage (400) configuré pour commander une source lumineuse comportant une pluralité d’éléments émetteurs de lumière (312_1 ; 312_N) montés en série, le circuit d’éclairage comprenant : un circuit commutateur de dérivation (450) qui comporte une pluralité de commutateurs de dérivation (452_1 ; 452_N), chacun étant monté en parallèle avec un élément émetteur de lumière correspondant de la pluralité d’éléments émetteurs de lumière ; un convertisseur élévateur (410) qui est configuré pour amplifier une tension d’alimentation afin de produire une tension continue (Vdc) stabilisée à une tension cible (Vdc(ref)) variable ; un convertisseur abaisseur (430) qui est configuré pour recevoir la tension continue afin de fournir un courant d’attaque (Ilamp) stabilisé à un courant cible (Iref) à la source lumineuse (310), et qui comporte un régulateur à hystérésis (480) selon un procédé de régulation par hystérésis, dans lequel le régulateur à hystérésis (480) est configuré pour stabiliser le courant d’attaque (Ilamp) entre une valeur maximale (Iupper) et une valeur minimale (Ibottom) qui sont définies à proximité du courant cible, et pour modifier une différence entre la valeur maximale et la valeur minimale, de manière qu’une fréquence de commutation (fsw) du convertisseur abaisseur (430) tende vers une valeur constante ; et un circuit de réglage de tension (460) qui est configuré pour modifier de façon dynamique la tension cible du convertisseur élévateur, en fonction d’une tension de sortie du convertisseur abaisseur (430).
2. Circuit d’éclairage (400) selon la revendication 1, dans lequel le circuit de réglage de tension (460) est configuré pour modifier la tension cible de manière qu’une différence entre la tension cible du convertisseur élévateur (410) et la tension de sortie du convertisseur abaisseur (430) ne dépasse pas une valeur prédéterminée ou tende vers celle-ci.
3. Circuit d’éclairage (400) selon la revendication 1 ou 2, dans lequel le circuit de réglage de tension (460) est configuré pour modifier plus vite la tension cible lors de l’élévation de la tension de sortie (Vout) du convertisseur abaisseur (430) que lors de la chute de la tension de sortie (Vout) du convertisseur abaisseur (430).
4. Circuit d’éclairage (400) selon l’une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel le circuit de réglage de tension (460) est configuré pour modifier la tension cible en un temps plus court qu’une période de commande du circuit commutateur de dérivation (450), lorsque la tension de sortie du convertisseur abaisseur (430) s’élève.
5. Circuit d’éclairage (400) selon l’une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel le circuit de réglage de tension (460) est configuré pour modifier la tension cible en un temps plus long qu’une période de commande du circuit commutateur de dérivation (450), lorsque la tension de sortie du convertisseur abaisseur chute.
6. Circuit d’éclairage (400) selon la revendication 5, dans lequel le circuit de réglage de tension (460) est configuré pour modifier la tension cible (Vdc(ref)) en un temps supérieur à trois fois la période de commande du circuit commutateur de dérivation (450), lorsque la tension de sortie du convertisseur abaisseur chute.
7. Circuit d’éclairage (400) selon l’une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel le circuit de réglage de tension (460) comporte un circuit de maintien de crête (461) qui est configuré pour recevoir une tension de détection de sortie correspondant à la tension de sortie du convertisseur abaisseur (430), et la tension cible correspond à une tension de sortie du circuit de maintien de crête (461).
8. Circuit d’éclairage (400) selon l’une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel le circuit de réglage de tension (460) comporte : une diode (D2i) qui est configurée pour recevoir une tension de détection de sortie correspondant à la tension de sortie du convertisseur abaisseur, à une anode de celle-ci ; une première résistance (R2i) qui est placée entre une cathode de la diode et une masse ; un condensateur (C21) qui comporte une extrémité reliée à la masse ; et une seconde résistance (R22) qui est placée entre l’autre extrémité du condensateur et la cathode de la diode, et dans lequel la tension cible est fixée en fonction d’une tension du condensateur.
9. Circuit d’éclairage (400) selon l’une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel le circuit de réglage de tension (460) comporte : un convertisseur A/N (462) qui est configuré pour convertir une tension de détection de sortie correspondant à la tension de sortie du convertisseur abaisseur (430) en une valeur numérique (S41) ; un circuit de détection de crête (463) qui est configuré pour produire un signal de détection de crête (S42) représentant une crête de la valeur numérique (S41) ; un filtre (464) qui est configuré pour recevoir le signal de détection de crête et qui a une réactivité plus rapide dans un sens de montée et une réactivité plus lente dans un sens de descente ; et un convertisseur N/A (465) qui est configuré pour convertir un signal de sortie du filtre en une tension analogique (Vadj), et dans lequel la tension cible est fixée en fonction de la tension analogique.
10. Circuit d’éclairage (400) selon l’une quelconque des revendications 1 à 6, comprenant en outre : un dispositif de commande de répartition lumineuse (470) qui est configuré pour commander la pluralité de commutateurs de dérivation en fonction d’une courbe souhaitée de répartition des intensités lumineuses, dans lequel le circuit de réglage de tension (460) est configuré pour régler la tension cible sur la base d’une tension entre les deux extrémités de la source lumineuse, estimée d’après les états passants/bloqués de la pluralité de commutateurs de dérivation.
11. Circuit d’éclairage (400) selon l’une quelconque des revendications 1 à 10, dans lequel le circuit d’éclairage est configuré pour commander une pluralité de sources lumineuses (310_l ; 310_2) et comporte une pluralité de convertisseurs abaisseurs (430_l ; 430_2) correspondant respectivement à la pluralité de sources lumineuses, et dans lequel le circuit de réglage de tension (460b) est configuré pour modifier la tension cible en fonction de la tension la plus élevée parmi des tensions de sortie de la pluralité de convertisseurs abaisseurs.
12. Phare de véhicule (300) comprenant : une source lumineuse (310) comportant une pluralité d’éléments émetteurs de lumière (312_1 ; 312_N) montés en série ; et le circuit d’éclairage (400) selon l’une quelconque des revendications 1 à 11, configuré pour commander la source lumineuse.