CN110430637A - 车辆用灯具及光源的点亮电路 - Google Patents

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Abstract

一种点亮电路，包括：开关转换器，其向半导体光源供给电力，以及转换控制器，其控制上述开关转换器；上述转换控制器被构成为，能够切换滞后控制模式与基于误差放大器的输出的误差放大器控制模式。通过根据车辆用灯具的动作状态，来选择适当的模式，能够在广泛的亮度范围内进行线性的控制。

Description

车辆用灯具及光源的点亮电路
本申请为以申请号为201680045718.X、发明名称为“车辆用灯具及光源的点亮电路”的申请为基础而提出的分案申请。
技术领域
本发明涉及半导体光源的点亮电路。
背景技术
车辆用灯具一般能够切换近光和远光。近光是用预定的照度来照明近处的光，为了不让对向车或前车承受眩光而制定有配光规定，主要被用于在市区行驶的情况。另一方面，远光是用比较高的照度来照明前方的大范围及远处的光，主要被用于在对向车或前车较少的道路上高速行驶的情况。因此，虽然远光与近光相比在司机的可视性上更加优异，但是有让存在于车辆前方的车辆的司机或行人承受眩光这样的问题。
近年来，提出了一种基于车辆周围的状态来动态地、自适应地控制远光的配光图案的ADB(Adaptive Driving Beam：自适应远光)技术。ADB技术为检测车辆前方有无前车、对向车或行人，并对与车辆或行人对应的区域进行减光或熄灭等来降低让车辆或行人承受的眩光的技术。
虽然对于车辆灯具的光源的点亮，利用开关转换器的情况较多，但是在ADB控制中，需要使光源的亮灭或光量高速地发生变化。因此本发明人研究了采用高速响应性优异的滞后控制(也称为砰-砰控制或脉动控制)。图1是本发明人们讨论了的滞后控制的车辆用灯具的框图。另外不得将该比较技术认定为公知技术。
车辆用灯具1r包括半导体光源10及点亮电路20r。半导体光源10包含LED(发光二极管)或LD(激光器二极管)等半导体设备。点亮电路20r包含开关转换器30r、输出滤波器31、以及转换控制器32r。
开关转换器30r从电池2介由开关4来接收电池电压VBAT(也称为输入电压VIN)，并向半导体光源10供给车灯电流(驱动电流)ILAMP。例如开关转换器30r为降压转换器(Buck转换器)，包含输入电容器C1、开关晶体管M1、二极管D1、以及电感器L1。
转换控制器32r检测开关转换器30r的线圈电流IL(即降压转换器的输出电流)，并以与线圈电流IL相应的输出电流ILAMP和对应于半导体光源10的目标光量的目标电流IREF一致的方式调节开关晶体管M1的开关的占空比。转换控制器32r为滞后控制方式的控制器，包括电流检测电路34、迟滞比较器36、以及驱动器38。在开关转换器30r中，线圈电流IL的路径上，插入有电流检测电阻(以下称为感测电阻)RCS。在感测电阻RCS中，发生与线圈电流IL成比例的电压降。电流检测电路34基于感测电阻RCS的电压降来生成表示当前的线圈电流IL的电流检测信号VCS。
迟滞比较器36将电流检测信号VCS与根据基准电压VREF来确定的2个阈值信号VTHL、VTHH进行比较，并生成与比较结果相应的控制脉冲SCNT。具体而言，关于控制脉冲SCNT，若电流检测信号VCS达到相当于线圈电流IL的峰值IPEAK的上侧阈值信号VTHH，则向第1电平转变，若电流检测信号VCS达到相当于线圈电流IL的谷值IBOTTOM的下侧阈值信号VTHL，则向第2电平转变。驱动器38基于控制脉冲SCNT来驱动开关晶体管M1。
线圈电流IL往返于峰值IPEAK与谷值IBOTTOM之间。电容器C2及电感器L2构成了输出滤波器(电流平滑滤波器)31，将对该线圈电流IL进行平滑化而得到的车灯电流ILAMP向半导体光源10供给。
现有技术文献
专利文献
专利文献1:日本特开2014-216600号公报
发明内容
发明要解决的课题
虽然滞后控制的转换器具有高速响应性优异这样的优点，但是在开关频率、或输出的稳定性的方面，存在劣于使用了误差放大器的恒流控制的情况。
本发明鉴于上述问题而完成，其某个方案的例示性的目的之一在于，提供至少改善了一个特性的转换器。
用于解决技术课题的技术方案
1.本发明的某个方案涉及点亮电路。点亮电路包括：开关转换器，其向半导体光源供给电力；以及转换控制器，其控制开关转换器。转换控制器包括：电流检测电路，其生成与从开关转换器向半导体光源供给的驱动电流相应的电流检测信号；迟滞比较器，其将电流检测信号与上侧阈值信号及下侧阈值信号进行比较，并生成与比较结果相应的控制脉冲；以及驱动器，其根据控制脉冲来驱动开关转换器的开关晶体管。上侧阈值信号及下侧阈值信号的电位差变化，使得控制脉冲的频率接近其目标值。
根据该方案，不管输入电压或输出电压、电感的变动如何，都能够将开关频率稳定化。
也可以是，点亮电路进一步包括：频率检测电路，其生成表示控制脉冲的频率的频率检测信号；以及阈值电压调节电路，其使上侧阈值信号及下侧阈值信号的电位差变化，使得频率检测信号接近基准值。
也可以是，阈值电压调节电路包含：误差信号生成电路，其生成与频率检测信号和基准值的误差相应的频率误差信号；以及电压源，其生成上侧电压及下侧电压，并根据频率误差信号来使上侧电压和下侧电压的电位差变化。也可以是，迟滞比较器包含：选择器，其接收上侧电压及下侧电压，并选择与控制脉冲相应的一者；以及第1比较器，其将电流检测信号和与选择器的输出相应的阈值电压进行比较。
也可以是，电压源包含：第1端子，上侧电压产生在该第1端子上；第2端子，下侧电压产生在该第2端子上；第1电阻，其被设置于固定电压线与第1端子之间；第1晶体管，其被设置于第1端子与第2端子之间；第2电阻，其被设置于第2端子与接地线之间；以及运算放大器，其输出端与晶体管的控制端子连接，向其一个输入端子输入频率误差信号，其另一个输入端子与第2端子连接。
也可以是，误差信号生成电路包含：第2比较器，其生成表示频率检测信号与基准值的比较结果的脉冲信号；以及低通滤波器，其将第2比较器的输出信号平滑化。也可以是，误差信号生成电路包含误差放大器。
也可以是，频率检测电路包含F/V转换电路。也可以是，频率检测电路包含：高通滤波器，其接收控制脉冲或者开关晶体管的门脉冲；第1电容器；充电电路，其对第1电容器进行充电；以及第2晶体管，其根据高通滤波器的输出信号来对第1电容器进行放电；该频率检测电路输出与在第1电容器中产生的第1周期信号的振幅相应的频率检测信号。
也可以是，频率检测电路进一步包含峰值保持电路，该峰值保持电路接收第1周期信号，并输出表示其峰值的频率检测信号。也可以是，频率检测电路进一步包含平均电路，该平均电路接收第1周期信号，并输出表示其平均值的频率检测信号。
在某个方案中，也可以是，点亮电路进一步包括调制器，该调制器生成比开关晶体管的开关频率低的频率的调制信号，并根据调制信号来调制上侧阈值信号及下侧阈值信号的差值。
在某个方案中，也可以是，点亮电路进一步包括调制器，该调制器将具有比开关晶体管的开关频率低的频率的调制信号叠加于基准值上。也可以是，调制器包含振荡器，该振荡器生成作为三角波、锯齿波、斜坡波、正弦波、以及梯形波的任何一种的调制信号。
也可以是，某个方案的转换控制器接收被根据半导体光源的目标光量而脉冲调制后的脉冲调光信号，并交替地重复切换开关晶体管的动作期间和停止切换的休止期间。也可以是，阈值电压调节电路在休止期间中将频率检测信号保持为之前相邻的动作期间的电平。在该情况下，在进行脉冲调光时，能够提高频率的稳定性。
也可以是，误差信号生成电路包含：第2比较器，其生成表示频率检测信号与基准值的比较结果的脉冲信号；取样保持用电容器，其一端的电位被固定；以及电阻及开关，其被依次串联地设置于第2比较器的输出端与取样保持用电容器的另一端之间。也可以是，开关根据脉冲调光信号来切换。
由此，能够在休止期间中将频率检测信号保持为之前相邻的动作期间的电平。
本发明的其它方案也为点亮电路。该点亮电路包括：开关转换器，其向半导体光源供给电力；以及转换控制器，其控制开关转换器。转换控制器包括：电流检测电路，其生成与从开关转换器向半导体光源供给的驱动电流相应的电流检测信号；迟滞比较器，其将电流检测信号与上侧阈值信号及下侧阈值信号进行比较，并生成与比较结果相应的控制脉冲；以及驱动器，其根据控制脉冲来驱动开关转换器的开关晶体管。
根据该方案，能够调制开关频率。
也可以是，点亮电路进一步包括调制器，该调制器生成比开关晶体管的开关频率低的频率的调制信号，并根据调制信号来调制上侧阈值信号及下侧阈值信号的差值。
也可以是，调制器包含：振荡器，其生成作为三角波、锯齿波、斜坡波、正弦波、以及梯形波中的任何一种的调制信号；以及电压源，其生成上侧电压及下侧电压，并根据调制信号来使上侧电压与下侧电压的电位差发生变化。也可以是，迟滞比较器包含：选择器，其接收上侧电压及下侧电压，并选择与控制脉冲相应的一者；以及第1比较器，其将电流检测信号和与选择器的输出相应的阈值电压进行比较。
本发明的其它方案涉及车辆用灯具。车辆用灯具包括：半导体光源；以及上述任何一个点亮电路，其使半导体光源点亮。
2.本发明的其它方案涉及点亮电路。点亮电路包括：开关转换器，其向半导体光源供给电力；以及转换控制器，其控制开关转换器。转换控制器包括：误差放大器，其将与开关转换器的线圈电流或输出电流相应的第1电流检测信号和指示流向半导体光源的驱动电流的模拟信号的误差放大，并生成误差信号；迟滞比较器，其将与线圈电流相应的第2电流检测信号和根据误差信号而确定的上侧阈值信号及下侧阈值信号进行比较，并生成与比较结果相应的控制脉冲；以及驱动器，其根据控制脉冲来驱动开关转换器的开关晶体管。
根据该方案，能够使滞后控制的高速响应性和基于误差放大器的反馈控制的高精度的电流控制性并存。由此能够解决上述的至少一个问题。
也可以是，点亮电路进一步包括输出滤波器，该输出滤波器将开关转换器的输出电流平滑化而生成驱动电流。也可以是，第1电流检测信号与驱动电流相对应。由此能够提高流向半导体光源的供给电流的检测精度。
也可以是，转换控制器进一步包括：电流检测电路，其生成与开关转换器的线圈电流相应的第2电流检测信号；以及低通滤波器，其将第2电流检测信号平滑化，并生成第1电流检测信号。在该情况下，因为被插入于电流路径上的感测电阻可以为1个，所以能够减少损耗。
本发明的其它方案也涉及点亮电路。点亮电路包括：开关转换器，其向半导体光源供给电力；以及转换控制器，其控制开关转换器。转换控制器被构成为：能够切换滞后控制模式和基于误差放大器的输出的误差放大器控制模式。
根据该方案，能够根据车辆用灯具的动作状态，例如车灯电流(亮度)、输入电压、输出电压等来选择适当的模式，由此能够解决上述的至少一个问题。
也可以是，半导体光源为半导体激光器。也可以是，在向半导体激光器供给的驱动电流比激光器振荡的阈值大的情况下选择滞后控制模式，在驱动电流比激光器振荡的阈值小的情况下，选择误差放大器控制模式。
也可以是，转换控制器包括：第1误差放大器，其将与开关转换器的线圈电流的直流成分或输出电流的直流成分相应的第3电流检测信号和第1模拟信号的误差放大，并生成第1误差信号；振荡器，其产生作为三角波、锯齿波、以及斜坡波之一的周期信号；滞后电压源，其生成根据第2模拟信号而确定的上侧阈值信号及下侧阈值信号；比较部，(i)在滞后控制模式下，其将与线圈电流相应的第4电流检测信号和上侧阈值信号及下侧阈值信号进行比较，并生成基于比较结果的控制脉冲，(ii)在误差放大器控制模式下，其将第1误差信号和周期信号进行比较，并生成基于比较结果的控制脉冲；以及驱动器，其根据控制脉冲来驱动开关转换器的开关晶体管。
根据该方案，能够将误差放大器控制模式下的比较器和滞后控制模式下的比较器共有，能够削减电路面积。
也可以是，某个方案的点亮电路进一步包括：频率检测电路，其生成表示控制脉冲的频率的频率检测信号；滞后宽度调节器，其使上侧阈值信号及下侧阈值信号的电位差发生变化，使得频率检测信号接近基准值。
由此，能够抑制在滞后模式下的开关频率的变动。
也可以是，振荡器与频率检测电路及滞后宽度调节器的至少一部分共有电路部件。
例如，也可以是，振荡器通过对在频率检测电路中包含的电容器进行充放电，从而生成周期信号。通过共用该电容器，从而能够进一步减小电路面积。
此外，也可以是，振荡器和滞后宽度调节器共有用于将电容器的电压与阈值电压进行比较的比较器。由此能够进一步减小电路面积。
也可以是，转换控制器进一步包括第2误差放大器，该第2误差放大器将与线圈电流的直流成分或输出电流的直流成分相应的第5电流检测信号和指示第5电流检测信号的目标值的基准信号的误差放大，并生成第2误差信号。也可以是，滞后电压源接收第2误差信号来代替第2模拟信号，并生成根据第2误差信号而确定的上侧阈值信号及下侧阈值信号。
也可以是，点亮电路进一步包括输出滤波器，该输出滤波器将开关转换器的输出电流平滑化来生成流向半导体光源的驱动电流。也可以是，第5电流检测信号与驱动电流相对应。
也可以是，转换控制器进一步包括：电流检测电路，其生成与线圈电流相应的电流检测信号；以及低通滤波器，其将电流检测电路所生成的电流检测信号平滑化，并生成第5电流检测信号。
本发明的又一个其它方案涉及车辆用灯具。也可以是，车辆用灯具包括：半导体光源；以及上述任何一个点亮电路，其使半导体光源点亮。
本发明的又一个其它方案也为车辆用灯具。该车辆用灯具包括：第1半导体光源及第2半导体光源，其一端被共通地连接；第1开关，其被与第1半导体光源串联地设置；第2开关，其被与第2半导体光源串联地设置；以及转换器，其向第1半导体光源及第2半导体光源供给驱动电流。第1开关及第2开关被构成为基于逆逻辑的PWM调光脉冲而切换。
根据该方案，在PWM调光脉冲的占空比为100％时，能够使第1半导体光源和第2半导体光源中的一者点亮，在占空比为0％时，能够使第1半导体光源和第2半导体光源的另一者点亮。此外，通过使占空比发生变化，从而能够无缝地切换第1半导体光源的点亮状态和第2半导体光源的点亮状态。
另外，以上的构成要素的任意组合、或将本发明的构成要素或表现，在方法、装置、以及系统等之间相互置换后的方案，作为本发明的方案也是有效的。
发明效果
根据本发明的某个方案，能够改善开关转换器的至少一个特性。
附图说明
图1是本发明人们所研究的滞后控制的车辆用灯具的框图。
图2是图1的点亮电路的动作波形图。
图3是第1实施方式的车辆用灯具的框图。
图4是表示第1实施方式的转换控制器的构成例的电路图。
图5是表示频率检测电路及阈值电压调节电路的构成例的电路图。
图6是频率检测电路及阈值电压调节电路的更具体的电路图。
图7是表示上侧电压VH及下侧电压VL的图。
图8(a)～(c)是点亮电路的动作波形图。
图9(a)是表示输入电压VIN和开关频率的关系的图，图9(b)是表示输入电压VIN和驱动电流IDRV的平均值的关系的图。
图10(a)、(b)是第1变形例的频率检测电路的电路图。
图11是第2变形例的点亮电路的框图。
图12是表示调制器的构成例的电路图。
图13是表示第2变形例的点亮电路的一部分的其它构成例的电路图。
图14(a)、(b)是变形例的迟滞比较器的电路图。
图15是在第6变形例中的转换控制器的电路图。
图16是表示图15的阈值电压调节电路的具体构成例的电路图。
图17是表示图15的阈值电压调节电路的其它构成例的电路图。
图18是第2实施方式的车辆用灯具的框图。
图19(a)、(b)是表示图18的转换控制器的具体构成例的电路图。
图20是具有ADB功能的阵列方式的车辆用灯具的框图。
图21是示意性地表示具有ADB功能的叶片扫描方式的车辆用灯具的立体图。
图22(a)、(b)是图1的点亮电路的动作波形图。
图23是图1的点亮电路的动作波形图。
图24是第3实施方式的车辆用灯具的框图。
图25(a)是图24的点亮电路的动作波形图，图25(b)是以往的点亮电路的动作波形图。
图26是第4实施方式的点亮电路的框图。
图27是第5实施方式的点亮电路的电路图。
图28是表示图27的点亮电路的构成例的电路图。
图29是第6实施方式的点亮电路的电路图。
图30是第7实施方式的点亮电路的电路图。
图31是第8实施方式的点亮电路的电路图。
图32是表示图31的点亮电路的一部分的构成例的电路图。
图33是第9实施方式的点亮电路的电路图。
图34是第10实施方式的车辆用灯具的框图。
图35是图34的车辆用灯具的动作波形图。
图36是包括车辆用灯具的车灯单元的立体图。
具体实施方式
以下，基于优选的实施方式参照附图说明本发明。对于各附图所示的相同或等同的构成要素、部件、以及处理，标注相同的附图标记，并适当省略重复的说明。此外，实施方式并非限定发明，仅是示例，并非实施方式中所记述的全部特征或其组合都是发明的本质性内容。
在本说明书中，所谓“构件A与构件B连接的状态”，除包含构件A与构件B物理性地直接连接的情况之外，还包含构件A与构件B经由其它构件间接地连接，并对它们的电连接状态没有实质的影响，或者不会损害通过它们的结合而发挥的功能或效果的情况。
同样，所谓“构件C被设置于构件A与构件B之间的状态”，除包含构件A与构件C、或者构件B与构件C直接连接的情况之外，还包含经由其它构件间接地连接，并对它们的电连接状态没有实质的影响，或者不会损害通过它们的结合而发挥的功能或效果的情况。
此外在本说明书中，被标注于电压信号、电流信号等电信号、或电阻、电容器等电路元件的附图标记应根据需要而视为表示各自的电压值、电流值、或电阻值、以及电容值。
(第1问题)
图2是图1的点亮电路20r的动作波形图。在控制脉冲SCNT为高电平的区间，开关晶体管M1导通，在控制脉冲SCNT为低电平的区间，开关晶体管M1截止。在开关晶体管M1导通时，因为在电感器L1的左端施加有VIN，在右端外加有VOUT，所以其两端间电压为VIN－VOUT。因此，流向电感器L1的线圈电流IL(即驱动电流IDRV)按(VIN－VOUT)/L这一斜率增大。L为电感器L1的电感。在开关晶体管M1截止时，因为电感器L1的左端实质为接地电位0V(严密而言－VF)，并在右端施加有VOUT，所以其两端间电压为－VOUT。因此，线圈电流IL(即驱动电流IDRV)按－VOUT/L这一斜率减小。
开关晶体管M1的导通时间TON、以及截止时间TOFF用算式(1)、(2)给出。
TON＝ΔI/{(VIN－VOUT)/L}…(1)
TOFF＝ΔI/(VOUT/L)…(2)
ΔI为线圈电流IL的滞后宽度，即峰值IPEAK与谷值IBOTTOM的差值，并如以下的算式所示与上侧阈值信号VTHH和下侧阈值信号VTHL的差值ΔV成比例。
ΔI＝ΔV/RCS
因此，若输入电压VIN(即电池电压VBAT)或输出电压VOUT发生变动，则开关晶体管M1的开关周期TON+TOFF，换言之开关频率会发生变动，电磁噪声变得难以应对。
尤其是在车载设备中，因为预估电源电压VBAT的变动较大，所以会在噪声对策上花费成本。虽然也能够监视输入电压VIN或输出电压VOUT，并基于它们来校正频率，但是至于电感的偏差、以及温度变动就不能够修正了。
(第2问题)
另一方面，因为若开关晶体管M1的开关频率完全固定，则电磁噪声的波谱会集中，所以有时不是优选。例如，即使将开关频率设定得超出广播播放的频带，也存在其高次谐波成为广播的差拍噪声的原因的情况。
以下，说明与第1问题、第2问题的至少一个相关的几个实施方式。
(第1实施方式)
图3是第1实施方式的车辆用灯具1的框图。车辆用灯具1包括半导体光源10及点亮电路20。虽然对于半导体光源10例示有LED或LD、以及有机EL(电致发光)等，但是并无特别限定。点亮电路20包括开关转换器30及转换控制器32。与图1同样，开关转换器30为降压转换器，转换控制器32将从开关转换器30向半导体光源10供给的驱动电流IDRV稳定化成预定的目标电流IREF。
转换控制器32包括电流检测电路34、迟滞比较器36、驱动器38、频率检测电路40、以及阈值电压调节电路42。电流检测电路34生成与从开关转换器30向半导体光源10供给的驱动电流IDRV相应的电流检测信号VCS。与图1同样，也可以将感测电阻RCS插入在驱动电流IDRV的路径上，并利用电流检测电路34将感测电阻RCS的电压降放大来生成电流检测信号VCS。
迟滞比较器36将电流检测信号VCS与上侧阈值信号VTHH及下侧阈值信号VTHL进行比较，并生成与比较结果相应的控制脉冲SCNT。驱动器38根据控制脉冲SCNT来驱动开关转换器30的开关晶体管M1。在本实施方式中，控制脉冲SCNT的高电平与开关晶体管M1的导通对应，低电平与开关晶体管M1的截止对应。
频率检测电路40生成控制脉冲SCNT的频率，即表示开关晶体管M1的开关频率的频率检测信号VFREQ。
阈值电压调节电路42使上侧阈值信号VTHH及下侧阈值信号VTHL的电位差ΔV发生变化，使得频率检测信号VFREQ接近基准值VREF。另外，此时，阈值电压调节电路42优选维持上侧阈值信号VTHH及下侧阈值信号VTHL的中心电平。
以上为点亮电路20的基本构成。本发明的某个方案被理解为图3的框图或电路图，或者为涉及从上述的说明导出的各种装置、电路的方案，并不限于特定的构成。以下，并非为了缩小本发明的保护范围，而是为了帮助理解发明的本质或电路动作，并将其明确化，而说明更具体的构成例。
图4是表示第1实施方式的转换控制器32的构成例的电路图。电流检测电路34为非反相放大器，包含电阻R51～R54、以及运算放大器OA51。检测信号VCS用以下的算式给出。
VCS＝VRCS×R52/(R51+R52)×(R53+R54)/R53
电流检测电路34的构成并无特别限定。例如也可以省略电阻R51、以及R52。此外感测电阻RCS也可以在半导体光源10的阳极侧，被与电感器L1串联地设置，在该情况下，电流检测电路34也可以构成为将用输出电压VOUT基准生成的电压降VRCS转换为接地电压(0V)基准。此外，电流检测电路34也可以为反相放大器，在该情况下，将后级的迟滞比较器36的极性颠倒即可。
阈值电压调节电路42包含误差信号生成电路44、以及电压源46。误差信号生成电路44生成与频率检测信号VFREQ和基准值VREF的误差相应的频率误差信号VERR。电压源46生成上侧电压VH及下侧电压VL的组。电压源46根据频率误差信号VERR，维持2个电压VH和VL的平均电位，并使它们的电位差ΔV(＝VH－VL)发生变化。
迟滞比较器36包含第1比较器COMP1及选择器37。选择器37接受上侧电压VH及下侧电压VL，并选择与控制脉冲SCNT相应的一者。具体而言，选择器37在控制脉冲SCNT为对应于开关晶体管M1的导通的电平(高电平)时，选择上侧电压VH，控制脉冲SCNT为对应于开关晶体管M1的截止的电平(低电平)时，选择下侧电压VL。第1比较器COMP1将电流检测信号VCS和与选择器37的输出相应的阈值电压VTHH/VTHL进行比较。在图4中，通过电阻R61～R63，电源电压VCC和选择器37的输出电压(VH/VL)被相加平均(加权相加)，并生成阈值电压VTHH/VTHL。此外，也可以省略电阻R61～R63，在该情况下，上侧电压VTH成为上侧阈值信号VTHH，下侧电压VL成为下侧阈值信号VTHL。
图5是表示频率检测电路40及阈值电压调节电路42的构成例的电路图。电压源46包含第1端子P1、第2端子P2、第1电阻R21、第2电阻R22、以及电流源48。电流源48被设置在包含第1电阻R21及第2电阻R22的路径上，并产生与频率误差信号VERR相应的电流IC。在第1端子P1上产生用以下的算式给出的上侧电压VH，在第2端子P2上产生用以下的算式给出的下侧电压VL。
VH＝VCC－R21×IC
VL＝R22×IC
2个电压VH、VL的电位差ΔV为
ΔV＝VH－VL＝VCC－IC×(R21+R22)，
若电流IC根据频率误差信号VERR而发生了变化，则电位差ΔV也会发生变化。
2个电压VH、VL的平均值为
(VH+VL)/2＝(VCC－R21×IC+R22×IC)/2，
如果设R21＝R22，则为VCC/2，并为固定值。
频率检测电路40能够理解为F/V转换电路。频率检测电路40包含高通滤波器52、第1电容器C11、第2晶体管M12、充电电路54、以及峰值保持电路56。高通滤波器52接收控制脉冲SCNT或者开关晶体管M1的门脉冲。高通滤波器52能够理解为微分电路。第1电容器C11的一端接地。充电电路54对第1电容器C11进行充电。充电电路54由电流源或电阻构成。第2晶体管M12与第1电容器C11并联地连接，若高通滤波器52的输出信号超过栅源极间阈值电压，则对第1电容器C11进行放电。
在第1电容器C11中，产生具有斜坡波形的第1周期信号S11。频率检测电路40输出与第1周期信号S11的振幅相应的频率检测信号VFREQ。具体而言峰值保持电路56接收第1周期信号S11，并输出表示其峰值的频率检测信号VFREQ。
图6是频率检测电路40及阈值电压调节电路42的更具体的电路图。峰值保持电路56例如包含晶体管Q71、Q72、电阻R71、R72、以及电容器C71。另外峰值保持电路56的构成不限于此。
误差信号生成电路44包含第2比较器COMP2及低通滤波器50。第2比较器COMP2生成表示频率检测信号VFREQ与基准值VREF的比较结果的脉冲信号S12。低通滤波器50将第2比较器COMP2的输出信号S12平滑化。虽然低通滤波器50包含电阻R81、R82、以及电容器C81，但是其构成并无限定。
误差信号生成电路44也可以为由运算放大器构成的误差放大器。或者误差信号生成电路44也可以为包含如下部分的误差放大器：跨导放大器，其生成与频率检测信号VFREQ和基准值VREF的误差相应的电流；以及电容器，其将跨导放大器的输出电流平滑化，并转换为电压。
电压源46包含：第1电阻R21、第2电阻R22、第1晶体管M21、以及运算放大器OA1。第1晶体管M21被设置于第1端子P1与第2端子P2之间。运算放大器OA1的输出与第1晶体管的控制端子(栅极)连接，向其一个输入端子(非反相输入端子)输入频率误差信号VERR，其另一个输入端子(反相输入端子)与第2端子P2连接。运算放大器OA1、第1晶体管M21及第2电阻R22能够理解为生成与频率误差信号VERR相应的电流IC的电流源，相当于图5的电流源48。在该构成里，上侧电压VH、以及下侧电压VL用以下的算式给出。
VH＝VCC－R21×IC＝VCC－R21×VERR/R22
VL＝VERR
如果设R21＝R22，则
VH＝VCC－VERR
VL＝VERR。
图7是表示上侧电压VH及下侧电压VL的图。
以上是第1实施方式的点亮电路20的构成。接下来说明其动作。
在开关晶体管M1的开关频率比目标频率高的状态下，VFREQ＜VREF，频率误差信号VERR降低。由此，上侧电压VH与下侧电压VL的电位差ΔV即阈值电压VTHH、以及VTHL的电位差变大，在开关频率变低的方向，即接近目标频率的方向上作用反馈。反之，在开关晶体管M1的开关频率比目标频率低的状态下，VFREQ＞VREF，频率误差信号VERR上升。由此，上侧电压VH与下侧电压VL的电位差ΔV变小，在开关频率变高的方向，即接近目标频率的方向上作用反馈。如此，根据点亮电路20，能够使开关频率接近目标频率而稳定化。
此外，通过将上侧阈值信号VTHH与下侧阈值信号VTHL的平均电平保持固定，从而能够将驱动电流IDRV的平均值维持固定，能够防止半导体光源10的闪变。
图8(a)～(c)是点亮电路20的动作波形图。在图8(a)～(c)中表示在不同的输入电压VIN下的动作波形。图9(a)是表示输入电压VIN与开关频率的关系的图，图9(b)是表示输入电压VIN与驱动电流IDRV的平均值的关系的图。
频率的反馈控制不限于输入电压VIN的变动，输出电压VOUT的变动、电感器L1的电感的偏差、以及温度变动等使开关频率变动的所有变动对偏差都是有效的。而且，因为能够抑制开关频率的预料之外的变动，所以能够降低花费于开关噪声对策上的成本。
接下来，说明第1实施方式的变形例。
(第1变形例)
图10(a)、(b)是第1变形例的频率检测电路40的电路图。图10(a)的频率检测电路40的峰值保持电路56的构成与图6的那个构成不同。峰值保持电路56包含电容器C81、电阻R81、以及缓冲器57。缓冲器57虽然能够吐出(日文：ソース)电流，但是不能够吸入(日文：シンク)电流。在电容器C81中产生第1周期信号S11的峰值电压。
图10(b)的频率检测电路40代替峰值保持电路56而具有平均电路58。平均电路58例如包含缓冲器59、电阻R91、以及电容器C91。电阻R91、电容器C91为低通滤波器，将缓冲器59的输出平均化。
(第2变形例)
图11是第2变形例的点亮电路20a的框图。图11的转换控制器32a除了包括图3的转换控制器32之外，进一步包括调制器60。调制器60在给出开关频率的目标值的基准值VREF上，叠加比开关晶体管M1的开关频率更低的频率的调制信号VMOD。
图12是表示调制器60的构成例的电路图。调制器60包含生成与开关频率相比频率足够低的调制信号VMOD的振荡器62，并根据调制信号VMOD而使基准值VREF发生变化。振荡器62包含电阻R91～R94、电容器C91、以及运算放大器OA91。在电容器C91中，产生以根据电阻R91、R92而确定的电压电平为基准的三角波的调制信号VMOD。
另外调制信号VMOD的波形并无特别限定，也可以为锯齿波、斜坡波、正弦波、以及梯形波中的任何一个，从别的观点而言，只要为具有坡度(slope)的周期信号即可。通过电阻R95～R97，调制信号VMOD和电源电压VCC被相加平均(加权相加)，并生成叠加有调制信号VMOD的基准值VREF。
根据该变形例，通过一边使开关频率的目标频率根据调制信号VMOD而缓慢发生变化，一边以使实际的开关频率接近目标频率的方式来进行反馈控制，从而能够一边排除输入电压VIN或输出电压VOUT的变动、电感的偏差、以及温度变动等的影响，又一边使开关频率的频谱扩散。由此，能够抑制差拍噪声等的产生。
另外，在该变形例中，调制器60只要根据调制信号VMOD来调制上侧阈值信号VTHH及下侧阈值信号VTHL的差值ΔV即可。例如在阈值电压调节电路42具有图6的构成的情况下，调制器60既可以将调制信号VMOD叠加于作为运算放大器OA1的输入的频率误差信号VERR上，或者也可以叠加于作为其输出的第1晶体管M21的栅极信号上。
图13是表示第2变形例的点亮电路20a的一部分的其它构成例的电路图。在该调制器60中，调制信号VMOD被叠加于被向第2比较器COMP2的输入端子(反相输入端子)供给的基准电压VREF上。
(第3变形例)
在实施方式中，虽然关于频率检测电路40及阈值电压调节电路42，说明了基于模拟电路的安装，但是也可以将它们的至少一部分用数字电路来构成。例如也可以将频率检测电路40用测定控制脉冲SCNT的周期(频率)的数字计数器来构成。在该情况下，频率检测信号为数字值。此外，阈值电压调节电路42也能够用数字电路来构成。例如误差信号生成电路44能够用PI(比例积分)控制或PID(比例积分微分)控制等的补偿器来构成。此外，电压源46能够用D/A转换器等来构成。
进一步而言，也可以将转换控制器32整体以数字电路为基础来构成。在该情况下，追加将电流检测电路34的输出信号转换为数字值的A/D转换器，并将迟滞比较器36设为数字比较器即可。
(第4变形例)
开关转换器30既可以为升压转换器、升降压转换器，也可以为使用了变压器的转换器，也可以为Cuk转换器等其它的转换器。
(第5变形例)
迟滞比较器36的构成不限于图4的那个迟滞比较器。图14(a)、(b)是变形例的迟滞比较器36的电路图。图14(a)、(b)的迟滞比较器36除了包含第1比较器COMP1之外，还包含电阻R1～R3，与图1同样，通过反馈，滞后被导入到阈值电压VTH。在图14(a)中，通过使反馈电阻R3的电阻值发生变化从而使反馈量发生变化，并使阈值电压VTHH、以及VTHL的电位差发生变化。在图14(b)中，在反馈路径上插入有可变电压源VS，通过使其产生电压发生变化，从而使阈值电压VTHH与VTHL的电位差发生变化。
(第6变形例)
图15是在第6变形例中转换控制器32c的电路图。该转换控制器32c具备PWM调光(PWM减光)的功能，该功能如下：接收被脉冲调宽了的PWM调光信号，并根据其占空比，使光源的光量发生变化。PWM调光信号SPWM的频率为几百Hz左右，转换控制器32在PWM调光信号SPWM为第1电平(例如高电平)的期间，基于控制脉冲SCNT来开关开关晶体管M1(动作期间)，在PWM调光信号SPWM为第2电平(例如低电平)的期间，断开开关晶体管M1(停止期间)。另外，也可以使用以脉冲密度调制(PDM)或脉冲频率调制(PFM)为代表的其它的脉冲调制来代替PWM。虽然用于PWM调光的构成并无特别限定，但是例如如图15所示，也可以将向电阻R61供给的电源电压VCC’及/或向电压源46供给的电源电压VCC’，基于PWM调光信号SPWM而在0V与Vcc之间切换。或者也可以将驱动器38的可用(enable)、以及禁用(disable)基于PWM调光信号SPWM来控制。通过该构成，能够根据PWM调光信号SPWM的占空比来调节半导体光源10的光量。
在转换控制器32c中，若进行PWM调光，则在停止期间中，控制脉冲SCNT被固定于低电平(或高电平)，因此，开关频率为零。因此，频率检测电路40所检测的频率检测信号VFREQ为相当于频率为零的电压电平，频率误差信号VERR的电压电平从动作期间内的最佳值脱离。其结果，在PWM调光信号SPWM刚从第2电平(停止期间)向第1电平(动作期间)转变之后，控制脉冲SCNT的开关频率从目标值脱离，并逐渐向目标值接近。
为了解决该问题，阈值电压调节电路42c具有利用PWM调光信号SPWM来对频率误差信号VERR进行取样保持的功能。图16是表示图15的阈值电压调节电路42c的具体构成例的电路图。阈值电压调节电路42c进一步包括取样保持电路90。取样保持电路90除了频率误差信号VERR之外还接收PWM调光信号SPWM，在PWM调光信号SPWM从第1电平(动作期间)向第2电平(停止期间)转变的定时(例如负沿)中，对频率误差信号VERR进行取样，并在停止期间中保持。
图17是表示图15的阈值电压调节电路42d的其它构成例的电路图。在该阈值电压调节电路42d中，图16的取样保持电路90被与误差信号生成电路44d一体地构成。误差信号生成电路44d，如参照图6说明的那样，包括第2比较器COMP2及低通滤波器50d。在低通滤波器50d的电容器C81与电阻R81之间，插入有开关SW1。开关SW1在PWM调光信号SPWM为第1电平的动作期间中为接通状态，在PWM调光信号SPWM为第2电平的停止期间中为断开状态。
根据第6变形例，通过在停止期间中将频率误差信号VERR维持在动作期间中的电压电平，从而能够在刚从停止期间向动作期间转变之后，立即使开关频率接近目标值。
(第2实施方式)
图18是第2实施方式的车辆用灯具1b的框图。图18的转换控制器32b包括：电流检测电路34、迟滞比较器36、驱动器38及调制器70。电流检测电路34生成与从开关转换器30向半导体光源10供给的驱动电流IDRV相应的电流检测信号VCS。
迟滞比较器36将电流检测信号VCS与上侧阈值信号VTHH及下侧阈值信号VTHL进行比较，并生成与比较结果相应的控制脉冲SCNT。驱动器38根据控制脉冲来驱动开关转换器30的开关晶体管M1。调制器70生成比开关晶体管M1的开关频率低的频率的调制信号VMOD，并根据调制信号VMOD来调制上侧阈值信号VTHH和下侧阈值信号VTHL的差值。
图19(a)、(b)是表示图18的转换控制器32b的具体构成例的电路图。参照图19(a)。调制器70包括振荡器72及电压源74。振荡器72生成作为三角波、锯齿波、斜坡波、正弦波、以及梯形波中的任何一个的调制信号VMOD。振荡器72既可以与图12的振荡器62同样地构成，也可以为其它构成。
电压源74生成上侧电压VH及下侧电压VL，并根据调制信号VMOD，使上侧电压VH与下侧电压VL的电位差ΔV发生变化。电压源74能够与图5的电压源46同样地构成。
迟滞比较器36与图4同样，包含选择器37及第1比较器COMP1。另外，在图19(a)中，虽然选择器37的输出VTH被直接输入到第1比较器COMP1，上侧电压VH和下侧电压VL成为了阈值电压VTHH、以及VTHL，但是也可以如图4所示追加电阻R61～R63。
参照图19(b)。电压源74包含：电阻R101～R103、运算放大器OA1、第1电阻R21、第2电阻R22、以及第1晶体管M21。通过电阻R101～R103，调制信号VMOD和电源电压VCC被加权相加。运算放大器OA1、第1晶体管M21、以及第2电阻R22相当于图19(a)的电流源48。如果设R21＝R22，则能够基于调制信号VMOD来调制上侧电压VH与下侧电压VL的差值，此外，能够将它们的平均电压保持固定。
根据第2实施方式，能够使开关频率的频谱扩散，由此，能够抑制差拍噪声等的发生。
即使在第2实施方式中，用第1实施方式说明了的几个变形例也能够应用，那样的变形例也被包含在本发明的范围内。
(用途)
图20是具有ADB功能的阵列方式的车辆用灯具1的框图。在ADB中，远光照射区域被分割成多个即N个(N为2以上的自然数)子区域。半导体光源10包含与N个子区域对应的多个发光元件12_1～12_N。各发光元件12为LED(发光二极管)或LD(激光器二极管)等半导体设备，分别被以照射对应的子区域的方式配置。点亮电路20通过控制多个发光元件12＿1～12＿N各自的接通(点亮)、断开(熄灭)，从而使远光的配光发生变化。或者点亮电路20通过用高频率来对发光元件12进行PWM(脉宽调制)控制，从而调节实际有效的亮度。
点亮电路20除了开关转换器30及未图示的转换控制器32之外，还包括多个旁路电路80_1～80_N、以及控制器82。多个旁路电路80_1～80_N对应于多个发光元件12
_1～12_N。旁路电路80被构成为能够切换接通、断开。若第i号旁路电路80_i为接通状态，则驱动电流IDRV流向旁路电路80＿i而非发光元件12＿i，发光元件12＿i熄灭，若旁路电路80＿i为断开状态，则驱动电流IDRV流向发光元件12＿i而将其点亮。
控制车辆用灯具1的上游的处理器(例如电子控制单元ECU)6基于车辆前方的状态来判定应该利用远光照射的子区域，并对点亮电路20的控制器82进行指示。控制器82基于来自处理器6的控制指令来控制旁路电路80＿1～80＿N的状态。具体而言，选择与应该照射的子区域对应的发光元件12，并将与被选择的发光元件12并联的旁路电路80设为断开状态，将与剩下的发光元件12并联的旁路电路80设为接通状态。
图21是示意性地表示具有ADB功能的叶片扫描方式的车辆用灯具1的立体图。车辆用灯具1主要包括：叶片(反射镜)100、光源10、投影透镜120及点亮电路20。虽然光源10也可以设置多个，但是为了容易理解、简化说明，在此说明1个光源10的情况。
光源10为利用了LED(发光二极管)或激光器二极管的半导体光源。叶片400通过接收光源10的出射光L1，并重复预定的周期运动，从而将其反射光L2在车辆前方在横向(图中Y方向)上进行扫描。在本实施方式中，叶片400被安装在未图示的马达的转子上，并进行旋转运动。在某个时刻，叶片400的出射光L1按与叶片400的位置(转子的旋转角)相应的反射角反射，并形成照射区域402。
通过叶片400进行旋转，从而反射角发生变化，照射区域402在Y方向上被扫描。通过高速地例如以50Hz以上的频率重复该动作，从而在车辆前方形成配光图案410。为了能得到所期望的配光图案，点亮电路20与叶片400的周期运动同步地控制光源10的光量(亮度)。将照射有照射区域402的范围(区域)称为点亮区域RON，将未照射有照射区域402的范围(区域)称为熄灭区域ROFF。配光图案410为点亮区域RON和熄灭区域ROFF的组合。
另外，用于在车辆前方使光扫描的构成不限于图21的那种构成。例如也可以使用多面反射镜或振镜(日文：ガルバノミラー)来代替叶片400。或者也可以使用液晶扫描器来扫描光。或者，也可以通过使透镜周期性地移动/位移，从而扫描光。或者，也可以在光源10上安装驱动器，使光源10自身移动/位移。或者也可以通过使用能够控制光的相位的光学元件(电光学元件)的阵列，并控制光的波阵面，从而控制光的前进方向来进行扫描。
接下来，说明在开关转换器中的进一步的问题。
(第3问题)
图22(a)、(b)是图1的点亮电路20r的动作波形图。图22(a)表示车灯电流ILAMP较大时的动作，图22(b)表示车灯电流ILAMP较小时的动作。如图22(a)所示，车灯电流ILAMP较大时，具体而言在谷值电流IBOTTOM比零大时，车灯电流ILAMP与峰值和谷值的平均值一致。因此，能够基于基准电压VADIM来线性地控制车灯电流ILAMP的平均水平，即亮度。
可是，如图22(b)所示，若车灯电流ILAMP变小，则变为电流不连续模式。在电流不连续模式中，车灯电流ILAMP从线圈电流IL的峰值IPEAK和谷值IBOTTOM的平均值脱离。因此，变得不能针对基准电压VADIM进行线性的亮度控制。另外，同样的问题也可能在省略了输出滤波器31的情况下产生。
(第4问题)
图23是图1的点亮电路20r的动作波形图。由于迟滞比较器36的延迟时间、或驱动器38的延迟时间、以及开关晶体管M1的延迟时间等的影响，导致在从检测电压VCS与阈值信号VTHH(VTHL)交叉之后到开关晶体管M1截止(导通)为止的期间存在延迟时间τOFF(τON)。
在延迟时间τOFF、τON的影响下，线圈电流IL的峰值IPEAK变得比与阈值信号VTHH相应的值ITHH高，此外，线圈电流IL的谷值IBOTTOM变得比与阈值信号VTHL相应的值ITHL低。
因为线圈电流IL的上坡的斜率为(VIN－VOUT)/L1，所以峰值电流IPEAK用算式(1)给出。
IPEAK＝ITHH+τOFF×(VIN－VOUT)/L1…(1)
此外，因为线圈电流IL的下坡的斜率为－VOUT/L1，所以谷值电流IBOTTOM用算式(2)给出。
IBOTTOM＝ITHL－τON×VOUT/L1…(2)
因此，若输出电压VOUT或输入电压VIN发生变动，则线圈电流IL的平均值，即车灯电流ILAMP会发生变动，车灯的光量会发生变动。
以下，说明与第3问题、第4问题的至少一个相关的几个实施方式。
(第3实施方式)
图24是第3实施方式的车辆用灯具1a的框图。车辆用灯具1a包括：电池2、开关4、半导体光源10及点亮电路20a。
虽然对于半导体光源10例示了LED或LD、以及有机EL(电致发光)等，但是并无特别限定。点亮电路20a包括：开关转换器30、输出滤波器31及转换控制器32a。与图1同样，开关转换器30为降压转换器，转换控制器32a将从开关转换器30经由输出滤波器31而被向半导体光源10供给的车灯电流ILAMP稳定化为预定的目标电流IREF。
另外，开关转换器30也可以为升压转换器、升降压转换器，也可以为使用了变压器的转换器，也可以为Cuk转换器等其它的转换器。
转换控制器32a包括：电流检测电路34、脉冲调制器100及驱动器38。电流检测电路34生成与开关转换器30的线圈电流(输出电流)IL相应的电流检测信号(称为第2电流检测信号)VCS2。在第2电流检测信号VCS2上叠加有与开关晶体管M1的开关同步了的波纹(ripple)成分。与图1同样，也可以将感测电阻RCS与电感器L1串联地插入在半导体光源10的阳极侧，并利用电流检测电路34将感测电阻RCS的电压降放大来生成第2电流检测信号VCS。电流检测电路34的构成并无特别限定。
脉冲调制器100基于第2电流检测信号VCS2来生成控制脉冲SCNT。在本实施方式中脉冲调制器100为滞后控制(砰-砰控制)方式的控制器。
脉冲调制器100除了迟滞比较器36之外，还包括误差放大器102及低通滤波器104。
误差放大器102将第1电流检测信号VCS1和模拟信号(以下称为模拟调光信号)VADIM的误差放大，并生成误差信号VERR，其中，该第1电流检测信号VCS1是线圈电流IL的直流成分，换言之与流向半导体光源10的车灯电流ILAMP的直流成分相应，该模拟信号VADIM指示车灯电流ILAMP(进而是亮度)。第1电流检测信号VCS1表示从线圈电流IL中除去了波纹成分的电流成分。更具体而言，低通滤波器104通过被设置于误差放大器102的前级，并将第2电流检测信号VCS2平滑化，从而生成第1电流检测信号VCS1。例如低通滤波器104能够用RC滤波器构成。误差放大器102将作为低通滤波器104的输出的第1电流检测信号VCS1和模拟调光信号VADIM的误差放大。
迟滞比较器36将第2电流检测信号VCS2与根据误差信号VERR而确定的上侧阈值信号VTHH及下侧阈值信号VTHL进行比较，并生成与比较结果相应的控制脉冲SCNT。
驱动器38根据控制脉冲SCNT来驱动开关转换器30的开关晶体管M1。在本实施方式中，控制脉冲SCNT的高电平与开关晶体管M1的导通对应，低电平与开关晶体管M1的截止对应。开关晶体管M1为P沟道MOSFET，驱动器38在控制脉冲SCNT为高电平时，对开关晶体管M1的栅极施加低电平电压(例如接地电压)，在控制脉冲SCNT为低电平时，对开关晶体管M1的栅极施加高电平电压(例如输入电压VIN)。
以上为车辆用灯具1a的构成。接下来说明其动作。
图25(a)是图24的点亮电路20a的动作波形图，图25(b)是以往的点亮电路的动作波形图。在图25的前半部分中表示输入电压VIN较小时的波形，在图25的后半部分中表示输入电压VIN较大时的波形。为了容易理解，假设τON为零。
首先参照图25(b)，说明以往的电路动作。如与第4问题关联地说明了的那样，峰值电流IPEAK用算式(1)给出。
IPEAK＝ITHH+τOFF×(VIN－VOUT)/L1…(1)
因此，如果VTHH固定，则ITHH也固定，若输入电压VIN发生变化，则峰值电流IPEAK也发生变化。因此，线圈电流IL的平均值，即车灯电流ILAMP发生变化。具体而言，若输入电压VIN变大，则在线圈电流IL増加期间中的VCS的斜率变大，峰值电流IPEAK也变大，反之，若输入电压VIN变小，则峰值电流IPEAK也变小。因此，IPEAK2＞IPEAK1、ILAMP2＞ILAMP1。
接下来，参照图25(a)，说明图24的点亮电路20a的动作。在点亮电路20a中，利用误差放大器102调节误差信号VERR，由此调节阈值信号VTHH、以及VTHL，使得电流检测信号VCS的平均值(即线圈电流IL的平均值)接近模拟调光电压VADIM。在此，为了容易理解，假设固定下侧阈值信号VTHL，仅上侧阈值信号VTHH发生变化。
在将谷值电流IBOTTOM设为固定的情况下，通过由误差放大器102进行的反馈控制来调节算式(1)中的ITHH，使得峰值电流IPEAK达到固定。其结果，车灯电流ILAMP也被保持固定。在实际的动作中，调节ITHH及ITHL，使得(IPEAK+IBOTTOM)/2达到固定。
以上为点亮电路20a的动作。
根据点亮电路20a，即使输入电压VIN或输出电压VOUT等发生了变化，且车灯电流ILAMP的坡度的斜率发生了变化，也以其平均电流达到固定的方式来对阈值电流ITHH、以及ITHL进行反馈控制。由此能够解决第4问题。
此外，在转换器在电流不连续模式下动作的区域内被使用的应用中，在电流不连续模式下的动作中，调节阈值信号VTHH，使得线圈电流IL的平均值，即车灯电流ILAMP的平均值基于模拟调光电压VADIM。由此，能够提高在光量较小的区域中的控制性，能够解决第3问题。
如此，根据点亮电路20a，能够解决第3问题、以及第4问题中的至少一者。
此外，因为图24的点亮电路20a的用于检测电流的感测电阻RCS可以为1个，所以图24的点亮电路20a比后述的第4实施方式在电力损失的观点上更为有利。
(第4实施方式)
图26是第4实施方式的点亮电路20e的框图。在点亮电路20e中，设置有：第1感测电阻RCS1，其被设置于比输出滤波器31更靠半导体光源10侧；以及第2感测电阻RCS2，其被设置于比输出滤波器31更靠电感器L1侧。
第1感测电阻RCS1的电压降与由输出滤波器31平滑化的车灯电流ILAMP(即线圈电流IL的直流成分)成比例，相当于第1电流检测信号VCS1。
以上为第4实施方式的点亮电路20e的构成。根据第4实施方式，能够得到与第3实施方式同样的效果。
进而，在图24中，第1电流检测信号VCS1受到电流检测电路34的检测误差的影响，在此情况下，在图26中，因为并未夹设电流检测电路34，所以能够不受其检测误差的影响而准确地检测车灯电流ILAMP。
进而，在图26中，因为不需要图24的低通滤波器104，所以能够降低成本，此外还能够减小电路面积。
另外，在第4实施方式中，也可以将第2感测电阻RCS2与图24的RCS同样地插入在接地侧。此外，也可以将第1感测电阻RCS1插入在半导体光源10的阳极侧，并追加将第1感测电阻RCS1的电压降转换为接地基准的电流检测放大器。
(第5实施方式)
图27是第5实施方式的点亮电路20b的电路图。转换控制器32b被构成为能够切换滞后控制模式与基于误差放大器的输出的误差放大器控制模式。例如，从外部向转换控制器32b输入指示模式的模式控制信号MODE。在本实施方式中，在误差放大器控制模式下，进行PWM(脉宽调制)，因此称为PWM模式。
更详细而言，转换控制器32b包括：电流检测电路34、驱动器38及脉冲调制器200。电流检测电路34生成与转换器30的线圈电流(或输出电流)IL相应的电流检测信号VCS。脉冲调制器200基于电流检测信号VCS而生成控制脉冲SCNT。具体而言，在滞后控制模式下，将电流检测信号VCS与阈值信号VTHH、VTHL进行比较，并输出基于比较结果的控制脉冲SCNT。此外，在PWM模式下，脉冲调制器200调节控制脉冲SCNT的占空比，使得电流检测信号VCS的时间平均值接近目标值。驱动器38基于控制脉冲SCNT来驱动开关晶体管M1。
以上为点亮电路20b的构成。根据该点亮电路20b，通过根据车辆用灯具的动作状态，例如车灯电流(亮度)ILAMP、输入电压VIN、以及输出电压VOUT等来选择适当的模式，从而能够解决上述的至少一个问题。
例如，通过在能够在电流连续模式下动作的状况下，选择滞后控制模式，并在为电流不连续模式这样的状况下，选择PWM模式，从而能够在广泛的亮度范围(电流范围)内进行线性的控制。即，第3问题被解决。
此外，如从算式(1)、(2)可知，车灯电流ILAMP越小，换言之ITHH、ITHL越小，延迟时间τON、以及τOFF的影响越大。因此，在车灯电流ILAMP较小的状况下，在以选择PWM模式的方式进行了控制情况下，能够解决第4问题。
图28是表示图27的点亮电路20b的构成例的电路图。脉冲调制器200包括：第1误差放大器202、振荡器204、滞后电压源206、以及比较部208。
第1误差放大器202将与车灯电流ILAMP相应的第3电流检测信号VCS3和第1模拟信号VADIM1的误差放大，并生成第1误差信号VERR1。第1模拟信号VADIM1表示在PWM模式(误差放大器控制模式)下的车灯电流ILAMP的目标值。
振荡器204产生作为三角波、锯齿波、以及斜坡波之一的周期信号VOSC。滞后电压源206生成根据第2模拟信号VADIM2而确定的上侧阈值信号VTHH及下侧阈值信号VTHL。第2模拟信号VADIM2表示在滞后控制模式下的车灯电流ILAMP(线圈电流IL)的目标值。
比较部208在滞后控制模式下，将与线圈电流IL相应的第4电流检测信号VCS4和上侧阈值信号VTHH及下侧阈值信号VTHL进行比较，并生成基于比较结果的控制脉冲SCNT。此外，比较部208在PWM模式下，将第1误差信号VERR1和周期信号VOSC进行比较，并生成基于比较结果的控制脉冲SCNT。例如，比较部208包含：比较器210、第1选择器212、以及第2选择器214。第1选择器212根据模式控制信号MODE来选择电流检测信号VCS和第1误差信号VERR1中的一者。第2选择器214根据模式控制信号MODE来选择阈值信号VTHH、VTHL、以及周期信号VOSC中的一者。模式控制信号MODE的高电平(1)与PWM模式对应，低电平(0)与滞后控制模式对应。
在图28中，虽然第3电流检测信号VCS3、以及第4电流检测信号VCS4为电流检测电路34所生成的电流检测信号VCS，但是不限于此，也可以基于个别的感测电阻而生成。
例如，半导体光源10为半导体激光器。在该情况下，在车灯电流ILAMP比激光器振荡的阈值大时选择滞后控制模式，在车灯电流ILAMP比激光器振荡的阈值小时，选择PWM模式。换言之，与模式联动地控制模拟调光信号VADIM的电压电平。模拟调光电压VADIM由基准电压VREF的电阻分压生成，并以能够根据模式控制信号MODE来切换分压比的方式构成，从而能够基于模式控制信号MODE来切换车灯电流ILAMP和脉冲调制器200的动作模式的组合。例如也可以将电阻分压电路的上侧的电阻RU设为固定值，并根据模式控制信号MODE来切换下侧的电阻RL。下侧的电阻RL也可以包含第1电阻RL1、RL2及开关ML2，并根据模式控制信号MODE来切换开关ML2的接通、断开。在图28中，MODE＝1时为滞后控制模式，此时的模拟调光信号VADIM成为第1模拟信号VADIM1。此外，MODE＝0时为PWM模式，此时的模拟调光信号VADIM成为第2模拟信号VADIM2。
根据图28的脉冲调制器200，能够切换2个模式。
(第6实施方式)
图29是第6实施方式的点亮电路20f的电路图。第6实施方式能够理解为第5实施方式和第3实施方式的组合。
转换控制器32f除了图28的转换控制器32b之外，还包括第2误差放大器220及滤波器222。第2误差放大器220将第5电流检测信号VCS5和基准信号VADIM2的误差放大，并生成第2误差信号VERR2，其中，该第5电流检测信号VCS5是车灯电流ILAMP的直流成分，换言之与线圈电流IL的直流成分相应，该基准信号VADIM2指示第5电流检测信号VCS5的目标值。滤波器222与图24的低通滤波器104对应，将电流检测电路34所生成的电流检测信号VCS平滑化，并生成第5电流检测信号VCS5。
滞后电压源206接收第2误差信号VERR2来代替图28中的第2模拟信号VADIM2，并生成根据第2误差信号VERR2而确定的上侧阈值信号VTHH及下侧阈值信号VTHL。
以上为点亮电路20f的构成。根据图29的点亮电路20f，除了第5实施方式的效果之外，还能够享有第3实施方式的效果。
(第7实施方式)
图30是第7实施方式的点亮电路20g的电路图。第7实施方式能够理解为第5实施方式和第4实施方式的组合。
在点亮电路20g中，与图26的点亮电路20e同样，设置有2个感测电阻RCS1、RCS2。第5电流检测信号VCS5与经过了包含电感器L2及电容器C2的输出滤波器31的车灯电流ILAMP相对应。其它的构成与图29同样。
(第8实施方式)
图31是第8实施方式的点亮电路20c的电路图。脉冲调制器200c除了图28的脉冲调制器200之外，还包括频率检测电路40及滞后宽度调节器42。频率检测电路40在滞后控制模式下，生成表示控制脉冲SCNT的频率，即开关晶体管M1的开关频率的频率检测信号VFREQ。滞后宽度调节器42使上侧阈值信号VTHH及下侧阈值信号VTHL的电位差(滞后宽度)ΔV(＝VTHH－VTHL)发生变化，使得频率检测信号VFREQ接近基准值VREF。
根据第8实施方式，不管输入电压VIN或输出电压VOUT、电感L1的变动如何，都能够将开关频率稳定化为与基准值VREF相应的频率。
图32是表示图31的点亮电路20c的一部分的构成例的电路图。滞后电压源206包括电阻R21、R22、晶体管M21、运算放大器OA1及选择器37。
第1电阻R21、第1晶体管M21、第2电阻R22被依次串联地设置于产生模拟调光信号VADIM的线207与接地之间。
第1晶体管M21的栅极被适当地偏置。例如，为了偏置第1晶体管M21，而设置有运算放大器OA1。运算放大器OA1的输出与第1晶体管M21的栅极连接，晶体管M21和第2电阻R22的连接点连接在非反相输入端子上，控制电压VX被输入到反相输入端子。在该构成中，以与控制电压Vx成比例的电流IX＝VX/R22流过第1晶体管M21的方式偏置。此时，2个电压VH、以及VL用以下的算式表示。
VH＝VADIM－IX×R21
VL＝IX×R22
如果设R21＝R22＝R，则
VH＝VADIM－IX×R
VL＝Ix×R。
因此，2个电压的差(滞后宽度)为
VH－VL＝VADIM－2×IX×R＝VADIM－2×VX。
即，能够根据控制电压VX来控制滞后宽度。
此外，2个电压的平均值用以下的算式给出。
(VH+VL)/2＝VADIM/2
即，能够基于模拟调光电压VADIM来控制线圈电流I的平均值。
选择器37接收在第1电阻R21与第1晶体管M21的连接点产生的第1电压VH和在第1晶体管M21与第2电阻R22的连接点产生的第2电压VL，并输出与控制脉冲SCNT相应的一者。
频率检测电路40能够理解为F/V转换电路。频率检测电路40包含高通滤波器52、第1电容器C11、第2晶体管M12、充电电路54、以及峰值保持电路56。高通滤波器52接收控制脉冲SCNT或者开关晶体管M1的门脉冲。高通滤波器52能够理解为微分电路。第1电容器C11的一端接地。充电电路54对第1电容器C11进行充电。充电电路54由电流源或电阻构成。晶体管M12与第1电容器C11并联地连接，若高通滤波器52的输出信号超过栅源极间阈值信号，则对第1电容器C11进行放电。
在第1电容器C11中，产生具有斜坡波形的第1周期信号S11。频率检测电路40输出与第1周期信号S11的振幅相应的频率检测信号VFREQ。具体而言，峰值保持电路56接收第1周期信号S11，并输出表示其峰值的频率检测信号VFREQ。另外，虽然频率检测电路40的构成并无特别限定，但是也可以包括峰值保持用的电容器C12。
滞后宽度调节器42包含比较器COMP2及低通滤波器50。比较器COMP2生成表示频率检测信号VFREQ和基准值VY的比较结果的脉冲信号S12。低通滤波器50将比较器COMP2的输出信号S12平滑化。
比较器COMP2及低通滤波器50能够用误差放大器来代替。
振荡器204与频率检测电路40及滞后宽度调节器42的至少一部分共有电路部件。在图32中，峰值保持电路56的电容器C12及滞后宽度调节器42的比较器COMP2被共用为振荡器204的一部分。振荡器204除了比较器COMP2、以及电容器C12之外，还包含电流源CS1、以及开关SW1。电流源CS1对电容器C12进行充电。开关SW1被与电容器C12并联地设置。比较器COMP2将电容器C12的电压VC21与预定的阈值电压VY进行比较，若VC21＞VY，则接通开关SW1。通过该构成，电容器C21的电压VC21成为具有斜坡波形的周期信号VOSC。通过将电容器C21或比较器COMP2共有化，从而能够抑制电路面积的増大。
另外，也可以对电容器C11、电流源54、以及晶体管M12追加比较器来构成振荡器204。
(第9实施方式)
图33是第9实施方式的点亮电路20h的电路图。该点亮电路20h是图29的点亮电路20f与图31的点亮电路20c的组合。图33的转换控制器32h除了图31的转换控制器32c以外，还包括第2误差放大器220及滤波器222。第2误差放大器220将第5电流检测信号VCS5和基准信号VADIM2的误差放大，并生成第2误差信号VERR2，其中，该第5电流检测信号VCS5是车灯电流ILAMP的直流成分，换言之与线圈电流IL的直流成分相应，该基准信号VADIM2指示第5电流检测信号VCS5的目标值。滤波器222将电流检测电路34所生成的电流检测信号VCS平滑化，并生成第5电流检测信号VCS5。
滞后电压源206接收第2误差信号VERR2来代替图31中的第2模拟信号VADIM2，并根据第2误差信号VERR2而上下偏移，生成上侧阈值信号VTHH及下侧阈值信号VTHL，它们的电位差ΔV由滞后宽度调节器42调节。
在第9实施方式中，也可以如图30所示基于感测电阻RCS1的电压降来生成第5电流检测信号VCS5。即，也可以组合图30的点亮电路20g与图31的点亮电路20c。
(第10实施方式)
图34是第10实施方式的车辆用灯具1d的框图。车辆用灯具1d包括：第1半导体光源10＿1及第2半导体光源10＿2，其一端被共通地连接；第1开关SW21，其被与第1半导体光源10＿1串联地设置；第2开关SW22，其被与第2半导体光源10＿2串联地设置；以及开关转换器30d，其向第1半导体光源10＿1及第2半导体光源10＿2供给驱动电流IDRV。虽然开关转换器30d能够使用在第1～第8实施方式中说明了的转换器与其控制器的组合，但是不限于此。
关于车辆用灯具1d，第1开关SW21及第2开关SW22被构成为：基于相互逆逻辑的PWM调光脉冲S21、S22来开关。PWM控制器300也可以包含：PWM比较器302，其将PWM斜坡波S23与占空的指令值S24进行比较，并生成第1PWM调光脉冲S21；以及反相器304，其将第1PWM调光脉冲S21反转，并生成第2PWM调光脉冲S22。
以上是车辆用灯具1d的构成。图35是图34的车辆用灯具1d的动作波形图。
在PWM调光脉冲S21的占空比为100％的区域310中，能够使第1半导体光源10＿1和第2半导体光源10＿2中的一者点亮，在占空比为0％的区域312中，能够使第1半导体光源10＿1和第2半导体光源10＿2中的另外一者点亮。此外，通过在区域314中使占空比发生变化，从而能够无缝地切换第1半导体光源10＿1的点亮状态和第2半导体光源10_2的点亮状态。
在单个转换器30d的输出端上，在所有的时刻，不管占空比如何，都连接有1个半导体光源10，仅有1个半导体光源10点亮。因此，因为开关转换器30d的输出的变动可以很小，所以设计变得容易。
例如，有的情况下，想用前照灯的可变配光追加光束将2系统的光源根据车速信息来切换，即，想在高速行驶时使基于聚光配光的远方远光有效，并在低速行驶时使基于广角配光的扩散光束有效。在针对每种配光设置了半导体光源的情况下，若将它们急速地切换，则配光急剧地转换，可能在视觉上导致不协调感。根据第10实施方式，在这样的情况下，能够逐渐改变并无缝地切换2个半导体光源的光量，并能够降低不协调感，此外还能够表现出高级感。
(用途)
最后，说明车辆用灯具1的用途。图36是包括车辆用灯具1的车灯单元(车灯组合件)500的立体图。车灯单元500包括：透明的罩502、远光单元504、近光单元506、以及箱体508。上述车辆用灯具1能够使用在例如远光单元504上。也可以代替在远光单元504上的使用，或者除此之外，将车辆用灯具1使用在近光单元506上。
虽然基于实施方式，使用具体的语句来说明了本发明，但是实施方式只不过是表示了本发明的原理、应用，在不脱离技术方案所规定的本发明的思想的范围内，实施方式可以有许多变形例或配置的变更。
在第5实施方式中，滞后模式也可以进行谷值检测接通时间固定控制，或者峰值检测断开时间固定控制。此外，在误差放大器控制模式下，也可以使用以PFM控制为代表的利用误差放大器的输出的其它控制来代替PWM控制。
虽然在实施方式中说明了降压转换器的滞后控制，但是也能够适用于升压转换器、以及升降压转换器。另外，虽然在降压转换器的情况下，线圈电流与输出电流等价，但是在升压转换器的情况下，线圈电流与输入电流等价，线圈电流的一部分成为输出电流。
附图标记说明
1…车辆用灯具、2…电池、4…开关、10…半导体光源、20…点亮电路、30…开关转换器、32…转换控制器、34…电流检测电路、36…迟滞比较器、37…选择器、38…驱动器、M1…开关晶体管、D1…二极管、L1…电感器、C1…输入电容器、OA1…运算放大器、R21…第1电阻、R22…第2电阻、100…脉冲调制器、102…误差放大器、104…低通滤波器、200…脉冲调制器、202…第1误差放大器、204…振荡器、206…滞后电压源、208…比较部、210…比较器、212…第1选择器、214…第2选择器、220…第2误差放大器、222…滤波器、M21…第1晶体管、40…频率检测电路、42…滞后宽度调节器、50…低通滤波器、52…高通滤波器、C11…第1电容器、M12…第2晶体管、54…充电电路、56…峰值保持电路。
工业可利用性
本发明能够利用于照明等。

Claims (10)

1.一种点亮电路，其特征在于，
包括：
开关转换器，其向半导体光源供给电力，以及
转换控制器，其控制上述开关转换器；
上述转换控制器被构成为，能够切换滞后控制模式与基于误差放大器的输出的误差放大器控制模式。
2.如权利要求1所述的点亮电路，其特征在于，
上述半导体光源为半导体激光器，在向上述半导体激光器供给的驱动电流比激光器振荡的阈值大的情况下选择上述滞后控制模式，
在上述驱动电流比上述激光器振荡的阈值小的情况下，选择上述误差放大器控制模式。
3.如权利要求1或2所述的点亮电路，其特征在于，
上述转换控制器包括：
第1误差放大器，其将与开关转换器的线圈电流的直流成分或输出电流的直流成分相应的第3电流检测信号和第1模拟信号的误差放大，并生成第1误差信号，
振荡器，其产生作为三角波、锯齿波、以及斜坡波之一的周期信号，
滞后电压源，其生成根据第2模拟信号而确定的上侧阈值信号及下侧阈值信号，
比较部，(i)在滞后控制模式下，其将与上述线圈电流相应的第4电流检测信号和上侧阈值信号及下侧阈值信号进行比较，并生成基于比较结果的控制脉冲，(ii)在上述误差放大器控制模式下，将上述第1误差信号和上述周期信号进行比较，并生成基于比较结果的控制脉冲，以及
驱动器，其根据上述控制脉冲来驱动上述开关转换器的开关晶体管。
4.如权利要求3所述的点亮电路，其特征在于，
上述转换控制器进一步包括：
频率检测电路，其生成表示上述控制脉冲的频率的频率检测信号，以及
滞后宽度调节器，其使上述上侧阈值信号和上述下侧阈值信号的电位差发生变化，使得上述频率检测信号接近基准值。
5.如权利要求4所述的点亮电路，其特征在于，
上述振荡器与上述频率检测电路及上述滞后宽度调节器的至少一部分共有电路部件。
6.如权利要求1～5的任何一项所述的点亮电路，其特征在于，
上述转换控制器进一步包括第2误差放大器，该第2误差放大器将与上述线圈电流的直流成分或上述输出电流的直流成分相应的第5电流检测信号和指示上述第5电流检测信号的目标值的基准信号的误差放大，并生成第2误差信号；
上述滞后电压源接收上述第2误差信号来代替上述第2模拟信号，并生成根据上述第2误差信号而确定的上述上侧阈值信号及上述下侧阈值信号。
7.如权利要求6所述的点亮电路，其特征在于，
进一步包括输出滤波器，该输出滤波器将上述开关转换器的上述输出电流平滑化来生成流向上述半导体光源的上述驱动电流；
上述第5电流检测信号与上述驱动电流相对应。
8.如权利要求7所述的点亮电路，其特征在于，
上述转换控制器进一步包括：
电流检测电路，其生成与上述线圈电流相应的电流检测信号，以及
低通滤波器，其将上述电流检测电路所生成的上述电流检测信号平滑化，并生成上述第5电流检测信号。
9.一种车辆用灯具，其特征在于，
包括：
半导体光源，以及
权利要求1～8的任何一项所述的点亮电路，其使上述半导体光源点亮。
10.一种车辆用灯具，其特征在于，
包括：
第1半导体光源及第2半导体光源，其一端被共通地连接，
第1开关，其被与上述第1半导体光源串联地设置，
第2开关，其被与上述第2半导体光源串联地设置，以及
如权利要求1～8的任何一项所述的点亮电路，其向上述第1半导体光源及上述第2半导体光源供给驱动电流；
上述第1开关及上述第2开关被构成使得基于相互逆逻辑的PWM调光信号来进行切换。
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