DE112019000328T5 - Ansteuerungs-steuervorrichtung für lichtemittierende elemente und ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende elemente - Google Patents

Ansteuerungs-steuervorrichtung für lichtemittierende elemente und ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende elemente Download PDF

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Abstract

Die vorliegende Ansteuerungs-Steuervorrichtung (100) für lichtemittierende Elemente umfasst eine Ansteuerlogikeinheit (113), die eine Ansteuerungssteuerung einer Schaltausgangsstufe (N1, D1, L1) durchführt, um eine Eingangsspannung (VIN) auf eine Ausgangsspannung (VOUT) abzusenken und ein lichtemittierendes Element damit zu versorgen; eine Ladungspumpen-Stromversorgungseinheit (α), die eine Aufwärtsspannung (CP) erzeugt, die höher als die Eingangsspannung (VIN) ist; und einen Stromerfassungsvergleicher (114), der eine Zuführung der Aufwärtsspannung (CP) und der Ausgangsspannung (VOUT) als Stromversorgungsspannungen empfängt und Steuersignale (SET, RST) für die Ansteuerlogikeinheit (113) erzeugt, indem er ein Stromerfassungssignal (Vsns), das einem Induktionsstrom (IL) der Schaltausgangsstufe entspricht, direkt mit einem Spitzenerfassungswert (Vsns_pk) und einem unteren Erfassungswert (Vsns_bt) vergleicht.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Die in der vorliegenden Beschreibung offenbarte Erfindung bezieht sich auf eine Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente und auch auf eine Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente, die von einem Schaltregler angesteuert wird.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Konventionell sind Steuervorrichtungen zum Ansteuern von lichtemittierenden Elemente (z.B. LED (Leuchtdioden)-Treiber-Controller-ICs) im praktischen Einsatz gewesen, die die Funktion aufweisen, den einem lichtemittierenden Element zugeführten Ausgangsstrom durch Hysterese-Steuerung eines durch eine Schaltausgangsstufe fließenden Induktor-Stroms auf einem vorbestimmten Zielwert zu halten.
  • Ein Beispiel für konventionelle Technologie im Zusammenhang mit dem oben Erwähnten findet sich im Patentdokument 1, das unten aufgeführt ist.
  • Schaltregler werden als Ansteuerspannungsquellen in einer Vielzahl von Anwendungen eingesetzt und arbeiten als Ansteuerspannungsquellen für die Ansteuerschaltungsvorrichtungen für lichtemittierende Elemente (im Folgenden als LEDs bezeichnet). Viele Ansteuerschaltungsvorrichtungen für lichtemittierende Elemente weisen sogar eine Schaltungsfunktion zur Erfassung des Verbindungsstatus auf. Hier bezieht sich der Verbindungsstatus auf das Vorhandensein oder Fehlen einer unterbrochenen Leitung oder eines Kurzschlusses in einer LED selbst, einer unterbrochenen Leitung oder eines Kurzschlusses in einem elektrischen Verbindungsweg zwischen einer LED und der Außenseite, eines offenen Zustands im Zusammenhang mit der Anbringung eines LED-Moduls auf einer Leiterplatte und ähnlichem.
  • Das unten angegebene Patentdokument 2 offenbart eine Fehlererkennungsvorrichtung für eine Leuchtdioden-Schaltung. 7 des unten angegebenen Patentdokuments 2 zeigt einen Zustand, bei dem ein Stromerfassungswiderstand in Reihe mit einem Lastkreis geschaltet ist und die Änderung der Anschluss zu Anschluss Spannung über dem Widerstand mit einer Schaltung zur Erkennung einer unterbrochenen Leitung gemessen d.h. erfasst wird. Wenn eine einzelne LED mit einer unterbrochenen Leitung defekt ist, wird der Ausgangsanschluss einer Gleichstrom-Konstantstromversorgung unbelastet gelassen, so dass der Strom durch den Lastkreis null ist; die Spannung von Anschluss zu Anschluss über dem Stromerfassungswiderstand (auch als Stromerfassungswiderstand bezeichnet) beträgt daher 0 Volt. Dies wird ausgenutzt, um einen Leitungsunterbrechungsfehler zu erkennen d.h. zu erfassen.
  • Das unten angegebene Patentdokument 3 offenbart eine Fehlererkennungsvorrichtung und ein Fehlererkennungssystem für eine Hintergrundbeleuchtung. Die Fehlererkennungsvorrichtung des Patentdokuments 3 enthält einen Fehlerdetektor, der, wenn ein Fehler in einem Hintergrundbeleuchtungs-Ansteuerschaltung erkannt bzw. erfasst wird, Fehlermeldeimpulse erzeugt, die ein PWM-Signal mit einem Tastverhältnis bilden, das die Art des erkannten Fehlers widerspiegelt, um einen Controller zu benachrichtigen. Der Fehlerdetektor bestätigt den erkannten Fehler, wenn der fehlerhafte Zustand für eine vorbestimmte Zeit oder länger anhält.
  • Das unten angegebene Patentdokument 4 offenbart einen Schaltwandler, eine Steuerschaltung und ein Steuerverfahren dafür, sowie eine Beleuchtungsvorrichtung und ein elektronisches Gerät, die diese verwenden. Der Schaltwandler des Patentdokuments 4 enthält eine Induktivität (auch als Induktor bezeichnet), einen Schalttransistor und einen Erfassungswiderstand, die zwischen einer Ausgangsleitung und einer Masseleitung in Reihe geschaltet sind. Die Steuerschaltung enthält: einen ersten Vergleicher, der einen Rücksetzimpuls auslöst, wenn ein Stromerfassungssignal, das einem Spannungsabfall über dem Messwiderstand entspricht, einen ersten Schwellenwert überschreitet; einen zweiten Vergleicher, der ein Vergleichssignal auslöst, wenn das Stromerfassungssignal einen zweiten Schwellenwert überschreitet; und eine Fehlererkennungsschaltung, die als Fehlererkennungsperiode die Zeitspanne nach dem Einschalten des Schalttransistors bis eine erste Zeit abläuft verwendet und die, wenn das Vergleichssignal während der Fehlererkennungsperiode ausgelöst wird, einen Fehler bestätigt.
  • Literaturverzeichnis
  • Patent-Literatur
    • Patentdokument 1: WO 2017/022633
    • Patentdokument 2: JP-A-2008-251276
    • Patentdokument 3: JP-A-2015-76363
    • Patent-Dokument 4: JP-A-2016-92955
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Technisches Problem
  • In nachteiliger Weise lassen konventionelle Ansteuerungs-Steuervorrichtungen für lichtemittierende Elemente Raum für Verbesserungen in Bezug auf die Genauigkeit des Ausgangsstroms.
  • Angesichts der oben erwähnten Nachteile, auf die die vorliegenden Erfinder gestoßen sind, besteht die Aufgabe der in der vorliegenden Beschreibung offenbarten Erfindung darin, Ansteuerungs-Steuervorrichtungen für lichtemittierende Elemente mit hoher Ausgangsstromgenauigkeit bereitzustellen.
  • Ansteuerschaltungsvorrichtungen für lichtemittierende Elemente gehören nach dem, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart ist, weitgehend zu demselben technischen Gebiet wie das, zu dem die Patentdokumente 2 bis 4 gehören. Konkret stellt die in dieser Beschreibung offengelegte Erfindung Ansteuerschaltungsvorrichtungen für lichtemittierende Elemente bereit, die die Funktion haben, den Verbindungsstatus zu erfassen, wie z.B. das Vorhandensein oder Fehlen eines offenen Zustands und eines Kurzschlusses in der elektrischen Verbindung einer LED. Die vorliegenden Erfinder versuchten zwei Verfahren zur Erfassung eines solchen Verbindungszustands. Das erste Verfahren bestand, wie das Patentdokument 3 vorschlägt, darin, den Verbindungsstatus der Schaltspannung eines Schaltreglers zur Ansteuerung einer LED zu erfassen, um die Zeit zu messen. Bei dem zweiten Verfahren wurde, wie in den Patentdokumenten 2 und 4 vorgeschlagen, der durch eine LED fließende Strom mit einem Stromerfassungswiderstand gemessen, um z.B. einen offenen Zustand zu erkennen. Die vorliegenden Erfinder erkannten jedoch, dass diese Verfahren nicht unbedingt geeignet sind, den Verbindungsstatus einer LED zu erfassen. Insbesondere erfasst das erste Verfahren nicht den Strom, der durch die LED fließt, und dies führt zu einer geringen Erfassungsgenauigkeit. Das zweite Verfahren ist nachteilig dahingehend, dass bei Verwendung eines Schaltreglers als Ansteuerspannungsquelle für die Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente ein Klingeln aufgrund von Resonanz in einer Induktivität, einem Kondensator oder Ähnlichem auftritt, die bzw. der für die Schaltungskonfiguration unerlässlich ist, und das Klingeln die Erfassungsgenauigkeit des durch die LED fließenden Stroms verschlechtert.
  • Zur Überwindung der oben genannten Probleme bietet die in der vorliegenden Beschreibung offenbarte Erfindung eine Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente, die ein Verfahren zur Bestimmung des Verbindungsstatus einer LED auf der Grundlage einer Kombination von zwei Erfassungsergebnissen verwendet, die durch ein zeitbasiertes Bestimmungsverfahren, das die Messung der Dauer der Hochpegel- und Niedrigpegelzustände eines Schaltsignals auf der Ausgangsseite eines Schaltreglers umfasst, und ein Bestimmungsverfahren, das die Erfassung des durch einen Schaltanschluss fließenden Stroms umfasst, erhalten werden.
  • Lösung des Problems
  • Nach einem Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, enthält eine Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente: eine Ansteuerlogikschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie eine Schaltausgangsstufe ansteuert und steuert, die so konfiguriert ist, dass sie eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung Buck (abwärts) umwandelt, um die Ausgangsspannung an ein lichtemittierendes Element zu liefern; eine Ladungspumpenstromversorgung, die so konfiguriert ist, dass sie eine erhöhte d.h. geboostete Spannung erzeugt, die höher als die Eingangsspannung ist; und einen Stromerfassungsvergleicher, der so konfiguriert ist, dass er als Versorgungsspannung mit der erhöhten Spannung und der Ausgangsspannung versorgt wird und ein Stromerfassungssignal, das einem Induktorstrom in der Schaltausgangsstufe entspricht, direkt mit einem Spitzenerfassungswert und einem unteren Erfassungswert vergleicht, um ein Steuersignal für die Ansteuerlogikschaltung zu erzeugen.
  • Nach einem anderen Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, umfasst ein Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente: eine Ansteuerlogikschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie eine Schaltausgangsstufe ansteuert und steuert, die so konfiguriert ist, dass sie aus einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung erzeugt, um die Ausgangsspannung an ein lichtemittierendes Element zu liefern; einen Stromerfassungsvergleicher, der so konfiguriert ist, dass er ein Stromerfassungssignal, das einem Induktorstrom in der Schaltausgangsstufe entspricht, mit einem Spitzenerfassungswert und einem unteren Erfassungswert vergleicht, um ein Steuersignal für die Ansteuerlogikschaltung zu erzeugen; und einen Stromeinsteller, der so konfiguriert ist, dass er in Übereinstimmung mit einem ersten Mal, nachdem das Stromerfassungssignal entweder den Spitzenerfassungswert oder den unteren Erfassungswert erreicht hat, bis der Induktorstrom tatsächlich einen seiner Extremwerte annimmt, den anderen Extremwert des Induktorstroms einstellt.
  • Nach einem weiteren Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, umfasst eine Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente: einen High-Side-Transistor (hochseitigen Transistor) und einen Low-Side-Transistor (tiefseitigen Transistor), deren Hauptleitbahnen (Drain-Source-Kanäle) in der genannten Reihenfolge zwischen einem Energieanschluss und einem Massepotential in Reihe geschaltet sind; einen Taktsignalgenerator, der so konfiguriert ist, dass er ein Taktsignal erzeugt, das den High-Side- und den Low-Side-Transistor ansteuert, um sie komplementär ein- und auszuschalten; eine Induktivität, einen Stromerfassungswiderstand und einen Kondensator, die zwischen dem gemeinsamen Verbindungsknoten des High-Side- und des Low-Side-Transistors und dem Massepotential in Reihe geschaltet sind und durch ein am gemeinsamen Verbindungsknoten auftretendes Schaltsignal mit einem Strom versorgt werden; ein lichtemittierendes Element, das mit einer Spannungsquelle verbunden ist, die an einem Anschluss des Kondensators auftritt; einen ersten Vergleicher, der so konfiguriert ist, dass er die an den Anschlüssen des Stromerfassungswiderstands auftretende Spannung erfasst; eine Stromerfassungsschaltung für das lichtemittierende Element, die so konfiguriert ist, dass sie den Strom des lichtemittierenden Elements erfasst, der durch den Stromerfassungswiderstand fließt; und eine Schaltung zur Bestimmung der Dauer, die so konfiguriert ist, dass sie die Dauer des hohen Pegels oder des niedrigen Pegels in dem Schaltsignal misst. Die Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente gibt eine Meldung darüber, ob der Verbindungsstatus des lichtemittierenden Elements gut oder schlecht ist, basierend auf dem Vergleicher-Ausgangssignal von dem ersten Vergleicher und dem Ausgangssignal von der die Dauer bestimmenden Schaltung aus.
  • Diese und andere Merkmale, Elemente, Schritte, Vorteile und Eigenschaften der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen deutlich.
  • Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
  • Gemäß einem Aspekt der in der vorliegenden Beschreibung offenbarten Erfindung ist es möglich, eine Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente mit hoher Genauigkeit des Ausgangsstroms bereitzustellen.
  • Nach einem weiteren Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, bietet eine Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente eine höhere Genauigkeit bei der Bestimmung des Verbindungsstatus, da sie das Vorhandensein oder Fehlen einer Verbindung durch Erfassen von zwei Zielen bestimmt: die zeitliche Änderung des Schaltsignals eines Schaltreglers und die zeitliche Änderung des Ausgangsstroms (Laststroms).
  • Figurenliste
    • 1 ist ein Diagramm, das eine Gesamtkonfiguration einer LED-Lichtemissionseinrichtung zeigt;
    • 2 ist ein Diagramm, das eine Gesamtkonfiguration einer LED-Ansteuervorrichtung zeigt;
    • 3 ist ein Diagramm, das eine LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung (bei einem Stromerfassungsvergleicher) gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt;
    • 4 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für eine Hysterese-Steuerung zeigt;
    • 5 ist ein Diagramm, das das schnelle Ansprechverhalten der Hysterese-Steuerung zeigt;
    • 6 ist ein Diagramm, das eine LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung (bei einer Ladungspumpen-Stromversorgung) gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt;
    • 7 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für den Betrieb einer Ladepumpe zeigt;
    • 8 ist ein Diagramm, das ein Beispiel des Ladungspumpenbetriebs beim Auftreten einer offenen LED zeigt;
    • 9 ist ein Diagramm, das eine LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung (bei einem Frequenzrückkopplungscontroller) nach einer dritten Ausführungsform zeigt;
    • 10 ist ein Diagramm, das ein erstes Beispiel (ohne Frequenzrückkopplungssteuerung) einer Hysterese-Steuerung zeigt;
    • 11 ist ein Diagramm, das ein zweites Beispiel (mit Frequenzrückkopplungssteuerung) für eine Hysterese-Steuerung zeigt;
    • 12 ist ein Diagramm, das den Zusammenhang zwischen einer Ausgangsspannung und einer Schaltfrequenz zeigt;
    • 13 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Frequenzrückkopplungssteuerung und DC-Dimm-Steuerung zeigt;
    • 14 ist ein Diagramm, das eine LED-Ansteuervorrichtung (bei einem Spitzenstromeinsteller herum) gemäß einer vierten Ausführungsform zeigt;
    • 15 ist ein Diagramm, das zeigt, wie eine Totzeit die Genauigkeit des Ausgangsstroms verschlechtert;
    • 16 ist ein Diagramm, das zeigt, wie die Spitzenstromeinstellung die Genauigkeit des Ausgangsstroms verbessert;
    • 17 ist ein Diagramm, das den Zusammenhang zwischen einer Ausgangsspannung und der Genauigkeit des Ausgangsstroms zeigt;
    • 18 ist ein Diagramm, das eine LED-Lichtemissionseinrichtung des Typs mit variabler Lichtverteilung zeigt;
    • 19 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einer Ausgangsspannung und einem Ausgangsstrom zeigt;
    • 20 ist eine Außenansicht (Front) eines Fahrzeugs mit einer LED-Lichtemissionseinrichtung;
    • 21 ist eine Außenansicht (hinten) eines Fahrzeugs mit einer LED-Lichtemissionseinrichtung;
    • 22 ist eine Außenansicht eines LED-Scheinwerfermoduls;
    • 23 ist eine Außenansicht eines LED-Blinklichtmoduls;
    • 24 ist eine Außenansicht eines LED-Rücklichtmoduls;
    • 25 ist ein Schaltplan, der einen Überblick über eine Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
    • 26 ist ein Schaltplan, der die Details der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente in 25 zeigt;
    • 27 ist ein Zeitdiagramm, das den Betrieb der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente in 26 im Normalzustand zeigt;
    • 28 ist ein Zeitdiagramm, das den Betrieb der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elements in 26 in einem offenen Zustand zeigt;
    • 29 ist ein Zeitdiagramm, das Signale an relevanten Knoten in der Steuerlogikschaltung in 28 zeigt;
    • 30 ist ein Zeitdiagramm, das Signale an relevanten Knoten in der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente in 26 zeigt;
    • 31 ist ein Diagramm, das ein erstes Beispiel für eine Verpackung einer LED-Ansteuervorrichtung zeigt;
    • 32 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für ein Schaltungslayout eines Halbleiterchips zeigt;
    • 33 ist ein Diagramm, das die vertikale Struktur einer Pufferzone zeigt;
    • 34 ist ein Diagramm, das ein zweites Beispiel für eine Verpackung einer LED-Ansteuervorrichtung zeigt;
    • 35 ist ein Diagramm, das ein Anwendungsbeispiel für eine LED-Ansteuervorrichtung zeigt; und
    • 36 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für ein Verdrahtungsmuster auf einer Leiterplatte zeigt, auf der eine LED-Ansteuervorrichtung angebracht ist.
  • Beschreibung der Ausführungsformen
  • < LED-Lichtemissionseinrichtung >
  • 1 ist ein Diagramm, das eine Gesamtkonfiguration einer LED-Lichtemissionseinrichtung zeigt. Die LED-Lichtemissionseinrichtung 1 dieses Konfigurationsbeispiels umfasst eine LED-Ansteuervorrichtung 10 und mindestens eine LED (im Diagramm eine LED-Kette 20, die aus einer Vielzahl von in Reihe geschalteten LEDs besteht), die von der LED-Ansteuervorrichtung 10 angesteuert wird.
  • <LED-Ansteuervorrichtung >
  • Unter Bezugnahme auf 1 wird noch die LED-Ansteuervorrichtung 10 beschrieben. Die LED-Ansteuervorrichtung 10 in diesem Konfigurationsbeispiel enthält eine LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 und verschiedene diskrete Komponenten, die extern mit ihr verbunden sind (N-Kanal-MOS (Metalloxid-Halbleiter) Feldeffekttransistoren N1 und N2, Widerstände R1 bis R4, Kondensatoren C1 bis C5 und Induktivitäten (L1 und L2). Die LED-Ansteuervorrichtung 10 versorgt die LED-Kette 20 mit einem konstanten Ausgangsstrom IOUT.
  • Die LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 ist ein monolithischer integrierter Siliziumschaltkreis (allgemein als LED-Treiber-Controller-IC bezeichnet), der als Hauptsteuermittel in der LED-Ansteuervorrichtung 10 arbeitet. Die LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 weist zur Herstellung der elektrischen Verbindung mit der Außenseite 16 externe Anschlüsse (einen CP-Pin, einen VIN-Pin, einen RT-Pin, einen COMP-Pin, einen GND-Pin, einen DCDIM-Pin, einen EN/PWM-Pin, einen SG-Pin, einen SNSN-Pin, einen SNSP-Pin, einen PGND-Pin, einen GL-Pin, einen VDRV5-Pin, einen BOOT-Pin, einen SW-Pin und einen GH-Pin) auf.
  • Der CP-Pin (Pin-1) ist ein Anschluss für die Verbindung mit einem extern angeschlossenen Kondensator zum Ladungspumpen. Der VIN-Pin (Pin-2) ist ein Stromeingangsanschluss. Der RT-Pin (Pin-3) ist ein Anschluss für die Verbindung mit einem extern angeschlossenen Widerstand zur Einstellung einer Schaltfrequenz. Der COMP-Pin (Pin-4) ist ein Anschluss für den Anschluss eines Phasenkompensationskondensators zur Frequenzstabilisierung. Der GND-Pin (Pin-5) ist ein Erdungsanschluss. Der DCDIM-Pin (Pin-6) ist ein DC-Dimm-Eingangsanschluss. Der EN/PWM-Pin (Pin-7) ist ein Enable-Eingang/PWM (Pulsweitenmodulation)-Dimm-Eingangsanschluss. Der SG-Pin (Pin-8) ist ein Open-Drain-Anschluss für die Ausgabe eines Normalzustandsflags. Der SNSN-Pin (Pin-9) ist ein Eingangsanschluss (-) für die Induktivitätsstromerfassung. Der SNSP-Pin (Pin-10) ist ein Eingangsanschluss (+) für die Induktivitätsstromerfassung. Der PGND-Pin (Pin-11) ist ein Erdungsanschluss für das Stromversorgungssystem. Der GL-Pin (Pin-12) ist ein Ausgangsanschluss für die Ansteuerung des Gates eines Low-Side-NMOSFETs. Der VDRV5-Pin (Pin-13) ist ein Ausgangsanschluss für eine interne Referenzspannung. Der BOOT-Pin (Pin-14) ist ein Anschluss für die Verbindung mit einem extern angeschlossenen Bootstrap-Kondensator für eine High-Side-Treiberstromversorgung. Der SW-Pin (Pin-15) ist ein Eingangsanschluss für eine High-Side-Treiber-Referenzspannung. Der GH-Pin (Pin-16) ist ein Ausgangsanschluss für die Ansteuerung des Gates eines High-Side-NMOSFETs.
  • Als Gehäuse der LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 kann z.B. ein HTSSOP (Heat-sink Thin Shrink Small Outline Package) verwendet werden, das auf der Unterseite mit einem wärmeableitenden Pad versehen ist.
  • Als nächstes wird der externe Anschluss der LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 beschrieben. Der CP-Pin wird mit dem ersten Anschluss des Kondensators C1 verbunden. Der Pin VIN ist jeweils mit einem Leistungsanschluss +B (z.B. dem Pluspol einer Batterie), dem zweiten Anschluss des Kondensators C1 und dem Drain des Transistors N1 verbunden. Der RT-Pin ist mit dem ersten Anschluss des Widerstandes R1 verbunden. Der zweite Anschluss des Widerstandes R1 ist mit einem geerdeten Anschluss verbunden. Der COMP-Pin ist mit dem ersten Anschluss des Widerstandes R2 verbunden. Der zweite Anschluss des Widerstandes R2 ist mit dem ersten Anschluss des Kondensators C2 verbunden. Der zweite Anschluss des Kondensators C2 ist mit dem geerdeten Anschluss verbunden. Der GND-Pin ist mit dem geerdeten Anschluss verbunden. Der DCDIM-Pin wird mit einer analogen Spannung zum DC-Dimmen gespeist. Der EN/PWM-Pin wird mit einem Enable-Signal EN gespeist. Das Freigabesignal EN ist impulsgesteuert für PWM-Dimmen. Der DMS-Pin wird über den Widerstand R3 herauf zu einem mit Stromversorgten Anschluss gezogen und ist auch mit einer Vorrichtung zur Überwachung eines Normalzustandsflags verbunden (z.B. einem nicht dargestellten Mikrocomputer).
  • Der GH-Pin ist mit dem Gate des Transistors N1 verbunden. Der SW-Pin ist jeweils mit der Source und dem Backgate des Transistors N1, dem Drain des Transistors N2, dem ersten Anschluss der Induktivität L1 und dem ersten Anschluss des Kondensators C3 verbunden. Der BOOT-Pin ist mit dem zweiten Anschluss des Kondensators C3 verbunden. Der VDRV5-Pin ist mit dem ersten Anschluss des Kondensators C4 verbunden. Der zweite Anschluss des Kondensators C4 ist mit dem geerdeten Anschluss verbunden. Der GL-Pin ist mit dem Gate des Transistors N2 verbunden. Der PGND-Pin ist jeweils mit der Source und dem Backgate des Transistors N2 und dem geerdeten Anschluss verbunden. Der SNSP-Pin ist mit dem zweiten Anschluss der Induktivität L1 und mit dem ersten Anschluss des Widerstandes R4 verbunden. Der SNSN-Pin ist jeweils mit dem zweiten Anschluss des Widerstandes R4, dem ersten Anschluss der Induktivität L2 und dem ersten Anschluss des Kondensators C5 verbunden. Der zweite Anschluss der Induktivität L2 ist, als Ausgangsanschluss einer Ausgangsspannung VOUT, mit dem Anodenanschluss LED+ der LED-Kette 20 verbunden. Der zweite Anschluss des Kondensators C5 ist mit dem geerdeten Anschluss verbunden.
  • Von den diskreten Bauelementen, die wie oben beschrieben verbunden sind, arbeiten die Transistoren N1 und N2, die Induktivitäten L1 und L2 sowie der Kondensator C5 als Buck (Abwärtsstufungs-) Schaltausgangsstufe, die aus der Eingangsspannung VIN die Ausgangsspannung VOUT erzeugt, um die Ausgangsspannung VOUT an den LED-String 20 zu liefern. Andererseits arbeitet der Widerstand R4 als Shunt-Widerstand (d.h. als Erfassungsmesswiderstand), der ein Stromabtastsignal Vsns (= IL x R4) erzeugt, das dem durch die Induktivität L1 fließenden Induktionsstrom IL entspricht.
  • Bei der LED-Ansteuervorrichtung 10 in diesem Konfigurationsbeispiel, die eine schaltende Ausgangsstufe vom Typ Synchrongleichrichtung verwendet, werden insbesondere der Transistor N1, der einem Ausgangsschalter entspricht, und der Transistor N2, der einem Schalter für Synchrongleichrichtung entspricht, komplementär ein- und ausgeschaltet. In der vorliegenden Beschreibung sollte der Begriff „komplementär“ in seinem weiteren Sinne interpretiert werden, um nicht nur eine Konfiguration zu erfassen, bei der die Ein-/Aus-Zustände der Transistoren N1 und N2 vollständig umgekehrt sind, sondern auch eine Konfiguration, bei der zur Verhinderung eines Durchgangsstroms eine Periode (im allgemeinen als Totzeit bezeichnet) vorgesehen ist, in der die Transistoren N1 und N2 gleichzeitig ausgeschaltet sind.
  • Die Art der Gleichrichtung in der Schaltausgangsstufe ist nicht auf die Synchrongleichrichtung beschränkt und kann stattdessen eine Diodengleichrichtung (d.h. eine asynchrone Gleichrichtung) sein. In diesem Fall kann der Transistor N2 durch eine Diode D1 (z.B. eine Shottky-Sperrdiode) ersetzt werden.
  • < LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung (Gesamtkonfiguration) >
  • 2 ist ein Diagramm, das eine Gesamtkonfiguration der LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 zeigt. Die LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 dieses Konfigurationsbeispiels weist die folgenden Komponenten zusammen integriert auf: einen Referenzspannungsgenerator 101, einen Konstantspannungsgenerator 102, einen Oszillator 103, einen TSD-Schaltkreis 104, einen VINUVLO-Schaltkreis 105, einen VDRV5UVLO-Schaltkreis 106, einen OCP-Schaltkreis 107, einen LED-Kurzschlussdetektor 108, einen LED-Offen-Detektor 109, einen BOOTVULO-Schaltkreis 110, einen EN/PWM-Controller 111, einen Steuerlogikschaltkreis 112, eine Treiberlogikschaltung (auch als Pegelschieber) 113, einen Stromerfassungsvergleicher 114, einen High-Side-Treiber 115, einen Low-Side-Treiber 116, eine SG (Status gut)-Ausgangsschaltung 117, einen DC-Dimmer 118, einen F/V (Frequenz-Spannungs)-Wandler 119, eine SSM (Spread-Spectrum-Modulation)-Schaltung 120, einen Fehlerverstärker 121, einen Erfassungswertsetzer 122, N-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren N11 und N12 und Dioden D11 und D12.
  • Der Referenzspannungsgenerator 101 erzeugt aus einer Eingangsspannung VIN, die dem VIN-Pin zugeführt wird, eine vorbestimmte Referenzspannung VREF, um sie verschiedenen Teilen der LED-Ansteuervorrichtung 100 zuzuführen (dem Konstantspannungsgenerator 102, dem Oszillator 103, dem TSD-Schaltkreis 104, dem VINUVLO-Schaltkreis 105, dem VDRV5UVLO-Schaltkreis 106, dem OCP-Schaltkreis 107 und dem LED-Kurzschlussdetektor 108).
  • Der Konstantspannungsgenerator 102 erzeugt aus der Eingangsspannung VIN eine vorgegebene Konstantspannung VDRV5 (z.B. 5 V), um sie dem VDRV5-Pin zuzuführen. Die Konstantspannung VDRV5 wird als interne Versorgungsspannung für den LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 verwendet. Um ein Schwingen d.h. eine Oszillation der Konstantspannung VDRV5 zu verhindern, ist es vorzuziehen, dass ein Phasenkompensationskondensator C4 extern an den VDRV5-Pin angeschlossen wird.
  • Der Oszillator 103 erzeugt ein treibendes Taktsignal, um es der Steuerlogikschaltung 112 zuzuführen.
  • Der TSD-Schaltkreis 104 ist ein Temperaturschutzschaltkreis, der die Sperrschichttemperatur Tj in der LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 überwacht, um eine IC-Zerstörung aufgrund anormaler Wärmeentwicklung zu verhindern. Die TSD-Schaltung 104 leitet das Detektionsergebnis an die Steuerlogikschaltung 112 weiter, so dass sie die Ansteuerung der Schaltausgangsstufe stoppt, wenn Tj = 175 °C und die Ansteuerung der Schaltausgangsstufe wieder startet, wenn Tj = 150 °C.
  • Der VINUVLO-Schaltkreis 105 ist ein Schaltkreis zur Verhinderung von Unterspannungsfehlfunktionen, der die Eingangsspannung VIN überwacht, um eine Fehlfunktion des IC beim Einschalten oder bei einer kurzzeitigen Stromunterbrechung zu verhindern. Der VINUVLO-Schaltkreis 105 leitet das Detektionsergebnis an den Steuerlogikschaltkreis 112 weiter, so dass dieser bei Erkennung eines Unterspannungsfehlers in der Eingangsspannung VIN die Ansteuerung der Schaltausgangsstufe stoppt.
  • Der VDRV5UVLO-Schaltkreis 106 ist ein Schaltkreis zur Verhinderung von Unterspannungsfehlern, der die Konstantspannung VDRV5 überwacht, um Fehlfunktionen des ICs beim Einschalten und bei einer momentanen Stromunterbrechung zu verhindern. Der VDRV5UVLO-Schaltkreis 106 leitet das Detektionsergebnis an den Steuerlogikschaltkreis 112 weiter, so dass dieser bei Erkennung eines Unterspannungsfehlers in der Konstantspannung VDRV5 die Ansteuerung der Schaltausgangsstufe stoppt.
  • Der OCP-Schaltkreis 107 überwacht eine VIN-SW-Spannung (= IL x RonH, wobei RonH der Durchlasswiderstand (Ein-Zustand-Widerstand) des Transistors N1 ist), um das Erkennungsergebnis dem Steuerlogikschaltkreis 112 zuzuführen, so dass selbst dann, wenn der Induktivitätsstrom IL nicht durch eine Spitzenstromerkennung begrenzt wird (z.B. selbst dann, wenn der SNSP-Pin und der SNSN-Pin zusammen kurzgeschlossen sind), der durch den Transistor N1 fließende Induktivitätsstrom IL auf einen vorgegebenen oberen Grenzwert oder weniger begrenzt wird. Als Überstromschutzbetrieb kann z.B. zuerst ein Überstromschutzbetrieb vom Typ Puls-für-Puls durchgeführt werden und dann, wenn der Überstromzustand andauert, ein Überstromschutzbetrieb vom Typ Timer-Latch (Timer-Haltung) durchgeführt werden.
  • Der LED-Kurzschlussdetektor 108 erkennt einen LED-Kurzschluss (einen Kurzschluss in einer LED), indem er die LED-Anodenspannung (= SNSN = VOUT) mit der internen Referenzspannung vergleicht, und leitet das Erkennungs- d.h. Detektionsergebnis an die Steuerlogikschaltung 112 weiter. In einem Fall, bei dem die SNSN-Anschlussspannung Welligkeiten aufweist, kann der Mittelwert der SNSN-Anschlussspannung als Erkennungsziel genommen werden.
  • Der LED-Open-Detektor 109 erkennt eine offene LED (eine offene Schaltung in einer LED), wenn die LED-Kette 20 einen offenen Fehler aufweist oder ein Anschluss an die LED-Leiterplatte offen ist, und leitet das Erkennungsergebnis an die Steuerlogikschaltung 112 weiter. Beim Auftreten einer offenen LED fließt kein Strom durch den Widerstand R4; daher wird das Stromerfassungssignal Vsns (= SNSP - SNSN) nicht erzeugt, so dass der Transistor N1 eingeschaltet bleibt. Dementsprechend erkennt der LED-Offen-Detektor 109 eine offene LED, wenn das Stromerfassungssignal Vsns unter einen vorgegebenen LED-Offen-Erfassungswert fällt.
  • Der BOOTVULO-Schaltkreis 110 ist ein Schaltkreis zur Verhinderung von Unterspannungsfehlern, der eine BOOT-SW-Spannung (d.h. die Anschluss-zu-AnschlussSpannung über dem Kondensator C3) überwacht, um Fehlfunktionen beim Einschalten und bei einer kurzzeitigen Stromunterbrechung zu verhindern. Der BOOTVULO-Schaltkreis 110 gibt ein Fehlererkennungssignal an den Steuerlogikschaltkreis 112, so dass dieser bei Erkennung eines Unterspannungsfehlers in der BOOT-SW-Spannung die Ansteuerung der Schaltausgangsstufe stoppt.
  • Der EN/PWM-Controller 111 regelt die Stand-by-Funktion und die PWM-Dimmfunktion der LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100. Die Stand-by-Funktion ist eine Funktion, bei der der EN/PWM-Pin für eine vorbestimmte Zeitdauer auf niedrigem Niveau gehalten wird, um in einen Modus mit niedrigem Stromverbrauch zu wechseln. Andererseits ist die PWM-Dimmfunktion eine Funktion, bei der der EN/PWM-Pin mit einem Rechtecksignal zum Dimmen gespeist wird, um die Zeit zu begrenzen, während der der Ausgangsstrom IOUT dem LED-Strang 20 zugeführt wird, um dadurch die Helligkeit einzustellen. Mit dieser PWM-Dimmfunktion ist es möglich, die LED-Kette 20 zu dimmen, indem die Schaltausgangsstufe zwischen einem freigegebenen und einem abgeschalteten Zustand umgeschaltet wird, ohne dass ein extern angeschlossener FET für die PWM-Dimmung erforderlich ist. Für den Fall, dass am EN/PWM-Pin ein Rechtecksignal eingespeist wird, kann die Niedrig-Pegel-Periode des Rechtecksignals innerhalb des Bereichs, in dem kein Wechsel in den Modus mit niedrigem Energieverbrauch erfolgt, entsprechend eingestellt werden.
  • Die Steuerlogikschaltung 112 arbeitet, indem sie mit dem Treibertaktsignal vom Oszillator 103 gespeist wird, und steuert auf umfassende Weise den Gesamtbetrieb der LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 (z.B. durch Steuern der Steuerlogikschaltung 112 zwischen einem aktivierten d.h. freigegebenen und einem deaktivierten d.h. abgeschalteten Zustand und durch Steuern des Ausgangs eines Normalzustandsflags unter Verwendung der SG-Ausgangsschaltung 117).
  • Die Treiberlogikschaltung 113 steuert an und steuert die Schaltausgangsstufe (insbesondere die Transistoren N11 und N12) in Übereinstimmung mit einem Setzsignal SET und einem Reset-Signal RST, die von dem Stromerfassungsvergleicher 114 zugeführt werden. Die Treiberlogikschaltung 113 erzeugt ein Frequenzrückkopplungssignal FFOUT, um es dem F/V-Wandler 119 zuzuführen. Das Frequenzrückkopplungssignal FFOUT ist ein Rechtecksignal, das Informationen über die Schaltfrequenz Fsw der Schaltausgangsstufe enthält und kann z.B. durch ein High-Side-Steuersignal ersetzt werden kann, das dem High-Side-Treiber 115 zugeführt wird.
  • Der Stromerfassungsvergleicher 114 überwacht die Anschluss-zu-AnschlussSpannung zwischen dem SNSP-Pin und dem SNSN-Pin (d.h. das Stromerfassungssignal Vsns, das dem Induktionsstrom IL entspricht) und vergleicht sie direkt mit einem vorbestimmten Spitzenerfassungswert Vsns_pk und einem vorbestimmten unteren Erfassungswert Vsns_bt, um das Setzsignal SET und das Rücksetzsignal (Reset-Signal) RST für die Treiberlogikschaltung 114 zu erzeugen. Der Stromerfassungsvergleicher 114 wird mit einer erhöhten (geboosteten Spannung) versorgt und verwendet eine massefreie schwebende Konfiguration, so dass ein Railto-Rail-Betrieb über den gesamten dynamischen Bereich (von 0 V bis VIN) möglich ist. Dies wird später ausführlich beschrieben.
  • Der High-Side-Treiber 115 erzeugt ein High-Side-Gate-Signal GH in Übereinstimmung mit einem High-Side-Steuersignal von der Treiberlogikschaltung 113 und führt das High-Side-Gate-Signal GH dem GH-Pin zu. Der Transistor N1, der extern mit dem GH-Pin verbunden ist, ist eingeschaltet, wenn das High-Side-Gate-Signal GH auf High-Pegel liegt, und ist ausgeschaltet, wenn das High-Side-Gate-Signal GH auf Low-Pegel liegt. Der High-Side-Treiber 115 wird als High-Side-Versorgungsspannung mit der BOOT-Anschlussspannung und als Low-Side-Versorgungsspannung mit der SW-Anschlussspannung gespeist. Dementsprechend ist der High-Pegel des High-Side-Gate-Signals GH gleich BOOT (≈ VIN + VDRV5) und der Low-Pegel des High-Side-Gate-Signals GH gleich SW (≈ PGND).
  • Der Low-Side-Treiber 116 erzeugt ein Low-Side-Gate-Signal GL in Übereinstimmung mit einem Low-Side-Steuersignal von der Treiberlogikschaltung 113 und führt das Low-Side-Gate-Signal GL dem GL-Pin zu. Der Transistor N2, der mit dem GL-Pin verbunden ist, ist eingeschaltet, wenn das Low-Side-Gate-Signal GL auf High-Pegel liegt, und ist ausgeschaltet, wenn das Low-Side-Gate-Signal GL auf Low-Pegel liegt. Der Low-Side-Treiber 116 wird als High-Side-Versorgungsspannung mit der Anschlussspannung VDRV5 und als Low-Side-Versorgungsspannung mit der Anschlussspannung PGND gespeist. Dementsprechend ist der High-Pegel des Low-Side-Gate-Signals GL gleich VDRV5 und der Low-Pegel des Low-Side-Gate-Signals GL gleich PGND.
  • Die SG-Ausgangsschaltung 117 steuert an und regelt den Transistor N12 so, dass er ein Normalzustandsflag (d.h. ein Status-Gut-Signal SG) gemäß den Anweisungen der Steuerlogikschaltung 112 ausgibt. Wenn ein Fehler in einem Schaltkreis von dem TSD-Schaltkreis 104, dem VINUVLO-Schaltkreis 105, dem VDRV5UVLO-Schaltkreis 106, dem OCP-Schaltkreis 107, dem LED-Kurzschlussdetektor 108 oder dem LED-Offen-Detektor 109 erkannt wird, schaltet der DMS-Ausgangsschaltkreis 117 den Transistor N12 ein, um das Zustands-Gut-Signal SG auf einen niedrigen Pegel zu schalten und dadurch eine Benachrichtigung über den Fehler auszugeben. Wenn in keinem der oben genannten Blöcke ein Fehler festgestellt wird, hält der DMS-Ausgangskreis 117 den Transistor N12 ausgeschaltet und das Zustands-Gut-Signal DMS auf hohem Pegel, um dadurch eine Meldung auszugeben, dass kein Fehler festgestellt wird (oder dass ein Fehler beseitigt wurde).
  • Der DC-Dimmer 118 variiert in Übereinstimmung mit der dem DCDIM-Pin zugeführten Analogspannung die DC-Vorspannungswerte des Spitzenerfassungswerts Vsns_pk und des unteren Erfassungswerts Vsns_bt, die im Erfassungswerteinsteller 122 eingestellt sind, und erhöht oder verringert dadurch den durchschnittlichen Stromwert IL_ave (≈ den Ausgangsstrom IOUT) des Induktorstroms IL, um die Helligkeit der LED-Kette 20 einzustellen. Eine solche DC-Dimmfunktion ist in einem Fall nützlich, bei dem der Ausgangsstrom IOUT in Übereinstimmung mit der Temperatur der LED-Zeile 20 durch Verwendung eines Thermistor-Widerstandes oder ähnlichem reduziert wird. Die LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 verfügt daher über zwei Mittel zur Einstellung des Ausgangsstroms IOUT: eine PWM-Dimmfunktion und eine DC-Dimmfunktion. Wenn die DC-Dimmfunktion nicht verwendet wird, kann der DCDIM-Pin offen gelassen werden oder bis zum VDRV5-Pin herauf gezogen werden.
  • Der F/V-Wandler 119 wandelt das von der Steuerlogikschaltung 113 zugeführte Frequenzrückkopplungssignal FFOUT in eine analoge Spannung VA um, um es an den Fehlerverstärker 121 auszugeben. Die F/V-Wandlerverstärkung (und damit der Soll- d.h. Zieleinstellwert für die Schaltfrequenz Fsw) kann mit Hilfe des Widerstandes R1, der extern mit dem RT-Pin verbunden ist, beliebig eingestellt werden.
  • Die SSM-Schaltung 120 unterzieht die vorgegebene Referenzspannung VREF einer Spread-Spectrum-Modulation (Spreizspektrum-Modulation), um eine modulierte Referenzspannung VB zu erzeugen.
  • Der Fehlerverstärker 121 erzeugt ein Fehlersignal ERR, das dem Differenzwert (= VB - VA) zwischen der Analogspannung VA, die dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Fehlerverstärkers 121 zugeführt wird, und der modulierten Referenzspannung VB, die dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss (+) des Fehlerverstärkers 121 zugeführt wird, entspricht, um das Fehlersignal ERR dem COMP-Pin zuzuführen. Um ein Schwingen, d.h. eine Oszillation, des Fehlersignals ERR zu verhindern, ist es vorzuziehen, dass der Widerstand R2 und der Kondensator C2 zur Phasenkompensation extern an den COMP-Pin angeschlossen werden.
  • Der Erfassungswertsetzer 122 stellt den Spitzenerfassungswert Vsns_pk und den unteren Erfassungswert Vsns_bt ein, von denen jeder mit dem Stromerfassungssignal Vsns verglichen werden soll, um sie dem Stromerfassungsvergleicher 114 zuzuführen. Der Erfassungswerteinsteller 122 weist auch die Funktion auf, die DC-Vorspannungswerte des Spitzenerfassungswertes Vsns_pk und des unteren Erfassungswertes Vsns_bt entsprechend den Anweisungen des DC-Dimmers 118 (d.h. eine DC-Dimmfunktion) zu variieren und die Funktion, den Spitzenerfassungswert Vsns_pk und den unteren Erfassungswert Vsns_bt entsprechend dem vom Fehlerverstärker 121 zugeführten Fehlersignal ERR variabel zu steuern (d.h. eine Frequenzstabilisierungsfunktion). Diese Funktionen werden nachstehend ausführlich beschrieben.
  • Der F/V-Wandler 119, der Fehlerverstärker 121 und der Erfassungswertsteller 122 arbeiten als Frequenzrückkopplungs-Controller zur Stabilisierung der Schaltfrequenz Fsw (Details dazu werden nachstehend angegeben).
  • Der Transistor N11 arbeitet als Pull-down-Schalter (Herunterzieh-Schalter) zur Bewältigung der Diodengleichrichtung. Der Drain des Transistors N11 ist mit dem SW-Pin verbunden. Die Source und das Backgate des Transistors N11 sind mit dem PGND-Pin verbunden. Das Gate des Transistors N11 ist mit der Treiberlogikschaltung 113 verbunden. In einem Fall, bei dem die Schaltausgangsstufe eine Diodengleichrichtung verwendet (d.h. in einem Fall, bei dem eine Diode D1 anstelle des Transistors N2 verwendet wird), erscheint im Normalbetrieb, wenn der Transistor N1 ausgeschaltet ist, eine negative Spannung am SW-Pin. Wenn zu diesem Zeitpunkt ein Strom durch die parasitäre Diode im Transistor N11 fließt, schaltet sich der parasitäre Transistor ein; somit wird der zwischen der Drain des Transistors N11 und dem SW-Pin angeschlossene Schalter (nicht abgebildet) ausgeschaltet und der Strompfad wird unterbrochen. Auf diese Weise ist es möglich, die negative-seitige Nennspannung (-2V) am SW-Pin zu gewährleisten (da die Auswahl der Bauteile bei Dioden mit einer niedrigen Vorwärtsabfallspannung Vf begrenzt ist). Der Transistor N11, der während der Erfassung von UVLO_VDRV5 und UVLO_BOOT-SW eingeschaltet ist, zieht den SW-Pin nach unten und lädt dadurch den Kondensator C3 mit elektrischer Ladung auf. Wenn eine offene LED erkannt wird, schaltet sich der Transistor N1 zur Fortsetzung des Schaltvorgangs synchron mit dem Einschaltzeitpunkt am GL-Pin ein und lädt den Kondensator C3 mit elektrischer Ladung auf.
  • Der Transistor N12 arbeitet als Open-Drain-Ausgangsstufe (Ausgangsstufe mit offener Drain), die ein Status-Gut-Signal SG ausgibt. Die Drain des Transistors N12 ist mit dem SG Pin verbunden. Die Source und das Backgate des Transistors N12 sind mit dem geerdeten Anschluss verbunden. Das Gate des Transistors N12 ist mit der SG-Ausgangsschaltung 117 verbunden. Der Transistor N12 wird eingeschaltet, wenn sein eigenes Gate-Signal auf High-Pegel (einem hohen Pegel) liegt, und wird ausgeschaltet, wenn das Gate-Signal auf Low-Pegel (einem niedrigen Pegel) liegt.
  • Die Diode D11 ist eines der Schaltungselemente, die eine Bootstrap-Stromversorgung bilden (Einzelheiten werden später erläutert). Die Anode der Diode D11 ist mit dem VDRV5-Pin verbunden. Die Kathode der Diode D11 ist mit dem BOOT-Pin verbunden.
  • Die Diode D12 ist eines der Schaltungselemente, die eine Ladungspumpen-Stromversorgung bilden (Einzelheiten werden später erläutert). Die Anode der Diode D12 ist mit dem BOOT-Pin verbunden. Die Kathode der Diode D12 ist mit dem CP-Pin verbunden.
  • < LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung (erste Ausführungsform) > 3 ist ein Diagramm, das ein LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 (insbesondere um den Stromerfassungsvergleicher 114 herum) nach einer ersten Ausführungsform zeigt. In der LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 dieser Ausführungsform enthält der Stromerfassungsvergleicher 114 die Vergleicher 114a und 114b. Der Erfassungswertsetzer 122 umfasst die Stromquellen 122a und 122b (mit den Ausgangsstromwerten Ia bzw. Ib) und die Widerstände 122c und 122d (mit den Widerstandswerten Rc bzw. Rd).
  • Während 3 ein Beispiel zeigt, bei dem die Schaltausgangsstufe eine Diodengleichrichtung verwendet, kann sie stattdessen eine Synchrongleichrichtung, wie in 1 bereits erwähnt, einsetzen.
  • In der folgenden Beschreibung werden das Stromerfassungssignal Vsns, der Spitzenerfassungswert Vsns_pk und der untere Erfassungswert Vsns_bt alle als Spannungssignale relativ zu der am SNSN-Pin auftretenden Ausgangsspannung VOUT behandelt.
  • Die jeweiligen High-Side-Leistungsanschlüsse der Vergleicher 114a und 114b und die jeweiligen ersten Anschlüsse der Stromquellen 122a und 122b sind alle mit dem Ausgangsanschluss einer Ladungspumpen-Stromversorgung α verbunden (Einzelheiten dazu werden nachstehend angegeben) und werden mit einer erhöhten d.h. geboosteten Spannung CP (~ VIN + VDRV5) gespeist, die höher als die Eingangsspannung VIN ist. Der nichtinvertierende Eingangsanschluss (+) des Vergleichers 114a und der invertierende Eingangsanschluss (-) des Vergleichers 114b sind beide mit dem SNSP-Pin verbunden und werden mit dem Stromerfassungssignal Vsns gespeist. Der invertierende Eingangsanschluss (-) des Vergleichers 114a ist mit dem zweiten Anschluss der Stromquelle 122a und mit dem ersten Anschluss des Widerstandes 122c verbunden und wird mit dem Spitzenerfassungswert Vsns_pk (= Ia × Rc) gespeist. Der nicht-invertierende Eingangsanschluss (+) des Vergleichers 114b ist mit dem zweiten Anschluss der Stromquelle 122b und mit dem ersten Anschluss des Widerstandes 122d verbunden und wird mit dem unteren Erfassungswert Vsns_bt (= Ib × Rd) gespeist. Die jeweiligen Low-Side-Leistungsanschlüsse der Vergleicher 114a und 114b und die jeweiligen zweiten Anschlüsse der Widerstände 122c und 122d sind alle mit dem SNSN-Pin verbunden und werden mit der Ausgangsspannung VOUT gespeist.
  • Der Vergleicher 114a erzeugt das Rücksetzsignal RST durch Vergleich des Stromerfassungssignals Vsns, das dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss (+) des Vergleichers 114a zugeführt wird, mit dem Spitzenerfassungswert Vsns_pk, der dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Vergleichers 114a zugeführt wird. Das Rücksetzsignal RST liegt auf High-Pegel (einem hohen Pegel), wenn Vsns > Vsns_pk ist, und liegt auf Low-Pegel (einem niedrigen Pegel), wenn Vsns < Vsns_pk ist.
  • Der Vergleicher 114b erzeugt das Setzsignal SET durch Vergleich des Stromerfassungssignals Vsns, das dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Vergleichers 114b zugeführt wird, mit dem unteren Erfassungswert Vsns_bt, der dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss (+) des Vergleichers 114b zugeführt wird. Das Setzsignal SET ist auf High-Pegel, wenn Vsns < Vsns_bt ist, und auf Low-Pegel, wenn Vsns > Vsns_bt ist.
  • Die Treiberlogikschaltung 113 steuert den High-Side-Treiber 115 so, dass er den Transistor N1 einschaltet, wenn das Setzsignal SET auf High-Pegel ansteigt, und den Transistor N1 ausschaltet, wenn das Rücksetzsignal RST auf High-Pegel ansteigt.
  • Mit einer Ausgangsrückkopplungsschleife, die wie voranstehend beschrieben gebildet wird, kann der Induktorstrom IL einer Hysterese-Regelung unterzogen werden (Einzelheiten werden später erläutert). Dadurch ist es möglich, den an die LED-Kette 20 gelieferten Ausgangsstrom IOUT auf einem vorgegebenen Zielwert zu halten.
  • In einer gemeinsamen Ausgangs-Rückkopplungsschleife für die Hysterese-Regelung eines Induktorstroms wird ein Stromerfassungssignal zunächst einem relativ zu GND arbeitenden Stromerfassungsverstärker zugeführt, der das Stromerfassungssignal in einer Rail-to-Rail-Art verstärken kann, und das verstärkte Ausgangssignal wird in einem relativ zu GND arbeitenden Stromerfassungsvergleicher mit jeweils einem Spitzenerfassungswert und einem unteren Erfassungswert verglichen (siehe z.B. Patentdokument 1).
  • Ein Stromerfassungsverstärker weist jedoch im Allgemeinen einen solchen Frequenzgang auf, dass er in einem Frequenzband um 1 MHz herum stabil ist. Daher ist es bei einer Ausgangsrückkopplungsschleife mit einem Stromerfassungsverstärker selbst bei einer Erhöhung der Ansprechgeschwindigkeit des Stromerfassungsvergleichers schwierig, die Regelverzögerung über der gesamten Ausgangsrückkopplungsschleife zu verringern, was zu einer verminderten Genauigkeit des Ausgangsstroms führt.
  • Andererseits enthält die LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 dieser Ausführungsform keinen Strommessverstärker, der eine Regelverzögerung in der Ausgangsrückkopplungsschleife erzeugen würde, und stattdessen wird das Stromerfassungssignal Vsns direkt dem Stromerfassungsvergleicher 114 zugeführt.
  • Hier muss der Stromerfassungsvergleicher 114 die Spannung von Anschluss zu Anschluss (d.h. das Stromerfassungssignal Vsns) über dem Widerstand R4 (Shunt-Widerstand) überwachen, der in Reihe mit der Induktivität L1 geschaltet ist, um den Induktivitätsstrom IL (der ein Dauerstrom ist) zu messen, und muss außerdem den Strom auch dann genau messen, wenn die am SNSN-Pin erscheinende Ausgangsspannung VOUT gleich 0 V ist (d.h. beim Start).
  • Außerdem muss beim Auftreten eines Überschwingens des Induktivitätsstromes IL ständig das Rücksetzsignal RST ausgegeben werden, so dass eine Hysterese-Regelung bzw. - Steuerung, bei der eine einzelne Schwellspannung (d.h. ein Spitzen- oder unterer Erfassungswert) variiert wird, nicht möglich ist.
  • Dementsprechend verwenden sowohl der Stromerfassungsvergleicher 114 als auch der Erfassungswertsetzer 122 eine potenzialfreie d.h. schwebende Konfiguration, bei der sie in einem potenzialfreien Zustand relativ zum SNSN-Pin als Bezugspotenzialanschluss arbeiten.
  • Für den Betrieb des Stromerfassungsvergleichers 114 mit der oben beschriebenen potentialfreien Konfiguration ist eine Versorgungsspannung erforderlich, die höher ist als die am SNSN-Pin erscheinende Ausgangsspannung VOUT. Die Ausgangsspannung VOUT kann gleich der Eingangsspannung VIN sein. Dementsprechend ist die LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 in diesem Konfigurationsbeispiel mit einer Ladungspumpen-Stromversorgung α (Einzelheiten dazu werden später erläutert) versehen, die eine erhöhte Spannung CP erzeugt, die höher als die Eingangsspannung VIN ist, und der Stromerfassungsvergleicher 114 wird als Versorgungsspannung für ihn mit der gerade erwähnten erhöhten Spannung CP versorgt.
  • Wie oben beschrieben, ist der Stromerfassungsvergleicher 114 so konfiguriert, dass er aufgrund der Versorgung mit der erhöhten Spannung CP und der Verwendung einer potentialfreien Konfiguration einen Rail-zu-Rail-Betrieb über den gesamten dynamischen Bereich (von 0 V bis VIN) ermöglicht, indem das Stromerfassungssignal Vsns direkt mit dem Spitzenerfassungswert Vsns_pk und dem unteren Erfassungswert Vsns_bt verglichen wird, ohne dass das Stromerfassungssignal Vsns zuvor einem Stromerfassungsverstärker zugeführt wird, der eine Regelverzögerung in der Ausgangsrückkopplungsschleife erzeugen würde. Auf diese Weise ist es möglich, die Ansprechgeschwindigkeit der gesamten Ausgangsrückkopplungsschleife zu erhöhen und die Genauigkeit des Ausgangsstroms zu verbessern.
  • < Hysterese-Regelung >
  • 4 zeigt ein Beispiel für die Hysterese-Regelung bzw. -Steuerung in der LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100, das von oben nach unten den Induktivitätsstrom IL, das Stromerfassungssignal Vsns (= SNSP - SNSN), das Set-Signal (Setzsignal) SET, das Reset-Signal (Rücksetzsignal) RST und das High-Side-Gate-Signal GH darstellt.
  • Wenn der Induktivitätsstrom IL ansteigt, bis das Stromerfassungssignal Vsns höher wird als der Spitzenerfassungswert Vsns_pk, steigt das Rücksetzsignal RST auf einen hohen Pegel. Dadurch wird das High-Side-Gate-Signal GH auf den Low-Pegel zurückgesetzt, und der Transistor N1 schaltet ab. Folglich wechselt der Induktionsstrom IL von steigend auf fallend mit dem Spitzenstromwert IL_pk als Maximalwert.
  • Wenn andererseits der Induktivitätsstrom IL abnimmt, bis das Stromerfassungssignal Vsns niedriger als der untere Erfassungswert Vsns_bt wird, steigt das Einstellsignal SET auf einen hohen Pegel an. Dadurch wird das High-Side-Gate-Signal GH auf High-Pegel gesetzt, und der Transistor N1 schaltet sich ein. Folglich wechselt der Induktionsstrom IL von abnehmend auf ansteigend mit dem unteren Stromwert IL_bt als Minimalwert.
  • Durch die oben beschriebene Wiederholung der Spitzen- und Bodenerkennung erhält der Induktorstrom IL eine Welligkeitswellenform mit einem vorgegebenen Spitze-Spitze-Wert ΔIL_pp (= IL_pk - IL_bt) und wird einer Hysteresesteuerung unterzogen, so dass sein Strommittelwert IL_ave konstant bleibt.
  • Der durchschnittliche Stromwert IL_ave des Induktorstroms IL ist der Stromwert, der sich aus der Mittelwertbildung des Spitzenstromwerts IL_pk und des unteren Stromwerts IL_bt ergibt. Dementsprechend ist es vorzuziehen, die Vergleicher 114a und 114b so auszulegen, dass ihre jeweiligen Offsets und Erfassungsverzögerungszeiten so klein und kurz wie möglich sind und wenig variieren.
  • Ein Überschwingen und ein Unterschwingen des Induktorstroms IL variieren in Übereinstimmung mit der Anstiegsrate ΔIL (= (VIN - VOUT) / L) und der Abfallrate -ΔIL (= - VOUT / L) des Induktorstroms IL (wobei L der Induktivitätswert des Induktors L1 ist). Dementsprechend ist der durchschnittliche Stromwert IL_ave des Induktorstroms IL grundsätzlich von der Spannungsschwankung abhängig (wie man damit umgeht, wird später besprochen).
  • 5 ist ein Diagramm, das das schnelle Ansprechverhalten der Hysteresesteuerung zeigt und von oben nach unten das Verhalten der Ausgangsspannung VOUT und des Ausgangsstroms IOUT darstellt. Die durchgezogenen Linien stellen das Verhalten während der Hysteresesteuerung dar, und die gestrichelten Linien stellen zum Vergleich das Verhalten während der Rückkopplungsregelung im Spannungsmodus dar (während der linearen Rückkopplungsregelung mit einem Fehlerverstärker).
  • Wie aus 5 zu entnehmen ist, kann durch eine Hysterese-Regelung des Induktorstroms IL auch bei schwankender Ausgangsspannung VOUT der Ausgangsstrom IOUT ständig auf einem konstanten Wert gehalten werden, ohne dass es zu einem Über- oder Unterschwingen des Ausgangsstroms IOUT kommt.
  • Insbesondere die Verwendung des Stromerfassungsvergleichers 114 mit einer potentialfreien Konfiguration trägt dazu bei, die Ansprechgeschwindigkeit der gesamten Ausgangsrückkopplungsschleife zu erhöhen und die Genauigkeit des Ausgangsstroms zu verbessern. Auf diese Weise ist es möglich, die Zuverlässigkeit der LED-Lichtemissionseinrichtung 1 zu erhöhen.
  • < LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung (zweite Ausführungsform) >
  • 6 ist ein Diagramm, das ein LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 (um die Ladungspumpen-Stromversorgung α herum) nach einer zweiten Ausführungsform zeigt, und zeigt eine Kombination von Teilen, die jeweils aus den zuvor genannten 1 und 2 entnommen wurden.
  • In der LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 dieser Ausführungsform bilden die Diode D11 und der Kondensator C3 eine Bootstrap-Stromversorgung β. Die Bootstrap-Stromversorgung β erhöht die Schaltspannung (d.h. die SW-Anschlussspannung) um einen vorgegebenen Wert (≈ VDRV5) mit einer rechteckigen Wellenform, die an der Source des Transistors N1 erscheint, und erzeugt dadurch eine High-Side-Versorgungsspannung (d.h. die BOOT-Anschlussspannung) für den High-Side-Treiber 115. Dementsprechend ist, wenn die SW-Anschlussspannung auf einem High-Pegel liegt (≈ VIN), auch die BOOT-Anschlussspannung auf einem High-Pegel (≈ VIN + VDRV5), und wenn die SW-Anschlussspannung auf einem Low-Pegel ist (≈ PGND), liegt auch die BOOT-Anschlussspannung auf einem Low-Pegel (≈ VDRV5).
  • Auf der anderen Seite arbeiten die Diode D12 und der Kondensator C1 als die Komponenten der Ladungspumpen-Stromversorgung α. Wie bereits erwähnt, erzeugt die Ladungspumpen-Stromversorgung α eine erhöhte Spannung CP (≈ VIN + VDRV5), die höher als die Eingangsspannung VIN ist. Insbesondere weist die Ladungspumpen-Stromversorgung α anstelle einer üblichen Konfiguration, die einen fliegenden Kondensator verwendet, eine Konfiguration auf, die mit elektrischer Ladung von der Bootstrap- Stromversorgung β gespeist wird, um die erhöhte d.h. geboostete Spannung CP zu erzeugen.
  • 7 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für den Ladepumpenbetrieb in der Ladepumpenstromversorgung α zeigt. In der oberen Ebene ist die CP-Anschlussspannung (eine kurz gestrichelte Linie), die BOOT-Anschlussspannung (eine lang gestrichelte Linie) und die SW-Anschlussspannung (eine durchgezogene Linie) dargestellt, und in der unteren Ebene ist der Induktionsstrom IL dargestellt.
  • Während der High-Pegel-Periode der BOOT-Anschlussspannung (d.h. während der Ein-Periode des Transistors N1) wird elektrische Ladung von dem Kondensator C3, der extern mit dem BOOT-Pin verbunden ist, dem Kondensator C1, der extern mit dem CP-Pin verbunden ist, zugeführt (d.h. dieser wird geladen). Dementsprechend steigt die CP-Anschlussspannung (d.h. die erhöhte Spannung CP) auf etwa die gleiche Spannung (≈ VIN + VDRV5) wie die BOOT-Anschlussspannung an.
  • Auf der anderen Seite fällt während der Low-Pegel-Periode der BOOT-Anschlussspannung (d.h. während der Aus-Periode des Transistors N1) die BOOT-Anschlussspannung zusammen mit der SW-Anschlussspannung ab, und die Diode D12 wird in Sperrrichtung vorgespannt. Dementsprechend wird der Entladungspfad für den Kondensator C1 unterbrochen und damit die CP-Anschlussspannung (d.h. die erhöhte Spannung CP) auf dem Spannungswert (≈ VIN + VDRV5) gehalten, auf dem sie sich bis dahin befunden hat.
  • Auf diese Weise liefert die Ladungspumpen-Stromversorgung α unter Verwendung des Kondensators C3 in der Bootstrap-Stromversorgung β in jeder Einschaltperiode des Transistors N1 elektrische Ladung vom BOOT-Pin zum CP-Pin (zur Durchführung der Ladung) und erzeugt dadurch die erhöhte Spannung CP (≈ VIN + VDRV5), die höher ist als die Eingangsspannung VIN. Während der Einschaltperiode Ton des Transistors N1 steigt die BOOT-Anschlussspannung auf eine Spannung (≈ VIN + VDRV5), die höher als die Eingangsspannung VIN ist. Dadurch eignet sich die BOOT-Anschlussspannung als elektrische Ladungsversorgungsquelle für die Ladungspumpen-Stromversorgung α.
  • Darüber hinaus erfolgt in der Ladungspumpen-Stromversorgung α der Ladevorgang für die erhöhte Spannung CP synchron mit der Schaltausgangsstufe, so dass im Gegensatz zu einer gewöhnlichen Ladungspumpe mit fliegendem Kondensator kein Rauschen (d.h. asynchrones Rauschen) aus der Synchronisation mit dem Schaltvorgang des Transistors N1 entsteht. Dadurch ist es möglich, die Fehlfunktion des rauschanfälligen Stromerfassungsvergleichers 114 einzuschränken und somit die Genauigkeit der Erfassung des Spitzenwerts/unteren Werts und damit die Genauigkeit des Ausgangsstroms zu erhöhen.
  • Ein Vorbehalt ist, dass, wie bereits erwähnt, die Zufuhr der elektrischen Ladung vom BOOT-Pin zum CP-Pin nur während der Einschaltperiode Ton des Transistors N1 erfolgt. Dementsprechend ist es notwendig, beim Start des LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 den Transistor N1 zwangsweise einzuschalten, um die erhöhte Spannung CP auf eine Spannung zu erhöhen, die gleich oder höher als die Betriebsspannung des Stromerfassungsvergleichers 114 ist. Um insbesondere die erhöhte Spannung CP während der anfänglichen Einschaltperiode Ton auf eine Spannung zu erhöhen, die gleich oder höher als die Betriebsspannung des Stromerfassungsvergleichers 114 ist, ist es vorzuziehen, dass das Verhältnis C3 : C1 z.B. auf etwa 4 : 1 eingestellt wird.
  • Infolge der mit der Schaltausgangsstufe synchronisierten Ladungspumpen-Stromversorgung α kann ein Abfall der Schaltfrequenz Fsw zu einem Mangel an elektrischer Ladung führen, die der Ladungspumpen-Stromversorgung α zugeführt wird, wodurch die Erzeugung der erhöhten d.h. geboosteten Spannung CP beeinträchtigt wird. Um dies zu vermeiden, ist es beim Auftreten eines Abfalls der Schaltfrequenz Fsw vorzuziehen, die Stromaufnahme durch den Stromerfassungsvergleicher 114 so zu reduzieren, dass die erhöhte Spannung CP nicht unter die Betriebsspannung des Stromerfassungsvergleichers 114 fällt. Es folgt eine spezifische Beschreibung am Beispiel des Ladungspumpenbetriebs beim Auftreten einer offenen LED.
  • 8 ist ein Diagramm, das ein Beispiel des Ladungspumpenbetriebs beim Auftreten einer offenen LED zeigt. Es zeigt von oben nach unten die CP-Anschlussspannung (d.h. die erhöhte Spannung CP), die SW-Anschlussspannung, den Induktivitätsstrom IL und den Laststrom Iload, der von der Ladungspumpen-Stromversorgung α an eine Last (hauptsächlich den Stromerfassungsvergleicher 114) geliefert wird. Im Diagramm wird angenommen, dass zum Zeitpunkt t1 eine offene LED auftritt und dass sich die offene LED zum Zeitpunkt t2 auflöst.
  • Beim Auftreten einer offenen LED (oder bei VIN ≈ VOUT) erreicht der Induktivitätsstrom IL nicht den Spitzenerfassungswert (d.h. den Reset-Erfassungswert), und somit arbeitet die Schaltausgangsstufe grundsätzlich mit der maximalen Einschaltdauer Ton_max. Genauer gesagt, wenn eine offene LED auftritt und die Ein-Periode Ton des Transistors N1 die maximale Ein-Periode Ton_max erreicht, wird das High-Side-Gate-Signal GH zwangsweise zurückgesetzt; der Transistor N1 wird also für die minimale Aus-Periode Toff_min ausgeschaltet und anschließend wieder eingeschaltet. Danach wird der oben beschriebene Schaltvorgang so lange wiederholt, bis sich der LED-offen Zustand auflöst.
  • Wie oben beschrieben, wird beim Auftreten einer offenen LED die Schaltausgangsstufe nur zum Zwecke der Auffrischung (Wiederaufladung) des Kondensators C3, der extern mit dem BOOT-Anschluss verbunden ist, angesteuert und damit die Schaltfrequenz Fsw abgesenkt. Dadurch erhöht sich die Einschaltdauer Ton des Transistors N1 (gleich Ton_max); es muss also verhindert werden, dass die Anschlussspannung CP (d.h. die erhöhte angehobene Spannung CP) absinkt.
  • Zu diesem Zweck ist es beim Auftreten einer offenen LED vorzuziehen, die Stromaufnahme durch den Stromerfassungsvergleicher 114, der die Last für die Ladungspumpen-Stromversorgung α darstellt, auf null zu reduzieren, um die Spannung des CP-Terminals (d.h. die erhöhte Spannung CP) aufrechtzuerhalten. Beim Auftreten einer offenen LED wird keine Spitzenwert-/unterer Wert-Erfassung in Bezug auf den Induktivitätsstrom IL durchgeführt, und daher stellt das Anhalten der einer Zuführung von elektrischer Energie an den Stromerfassungsvergleicher 114 kein Problem dar.
  • < LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung (dritte Ausführungsform) >
  • 9 ist ein Diagramm, das ein LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 (um einen Frequenzrückkopplungs-Controller herum) gemäß einer dritten Ausführungsform zeigt, und zeigt eine Kombination von Teilen, die jeweils aus den zuvor genannten 1 und 2 extrahiert wurden.
  • Wie bereits erwähnt, wandelt der F/U-Wandler 119 das von der Treiberlogik 113 zugeführte Frequenzrückkopplungssignal FFOUT (d.h. die Frequenzinformation) in die Analogspannung VA um, um sie dem Fehlerverstärker 121 zuzuführen. Die Analogspannung VA nimmt mit steigender Schaltfrequenz Fsw ab (wenn sich die Einschaltperiode Ton verkürzt) und steigt mit sinkender Schaltfrequenz Fsw an (wenn sich die Einschaltperiode Ton verlängert). Die F/V-Umwandlungsformel lautet VA = (1 / C) x Ibias x (1 / FFOUT) (wobei C für die interne Kapazität, Ibias für den internen Konstantstrom steht und FFOUT für die Frequenzinformation steht). Mit steigender Frequenz sinkt die Analogspannung VA, mit der der interne Kondensator durch den internen Konstantstrom Ibias geladen wird, ab. Die Analogspannung VA weist den Spitzenhaltewert des spannungsgewandelten frequenzrückgekoppelten Signals FFOUT auf.
  • Der Fehlerverstärker 121 erzeugt ein Fehlersignal ERR, das dem Differenzwert (= VB - VA) zwischen der Analogspannung VA, die dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Fehlerverstärkers 121 zugeführt wird, und der modulierten Referenzspannung VB, die dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss (+) des Fehlerverstärkers 121 zugeführt wird, entspricht, um das Fehlersignal ERR an den COMP-Pin auszugeben. Wenn VA > VB ist, steigt das Fehlersignal ERR entsprechend dem oben erwähnten Differenzwert an; wenn VA < VB ist, fällt das Fehlersignal ERR entsprechend dem oben erwähnten Differenzwert ab.
  • Der Erfassungswertsetzer 122 steuert variabel den Spitzenerfassungswert Vsns_pk und den unteren Erfassungswert Vsns_bt in Übereinstimmung mit dem vom Fehlerverstärker 121 eingespeisten Fehlersignal ERR. Genauer gesagt, je höher das Fehlersignal ERR ist, desto mehr senkt der Erfassungswertsetzer 122 den Spitzenerfassungswert Vsns_pk ab und desto mehr hebt er den unteren Erfassungswert Vsns_bt an; andererseits, je niedriger das Fehlersignal ERR ist, desto mehr hebt der Erfassungswertsetzer 122 den Spitzenerfassungswert Vsns_pk an und desto mehr senkt er den unteren Erfassungswert Vsns_bt ab. Die oben genannten Mittel zur Einstellung der Erfassungswerte können z.B. durch Anpassung der Ausgangsstromwerte der Stromquellen 122a und 122b erreicht werden (3).
  • Wie oben beschrieben, ist die LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 dieser Ausführungsform unabhängig von der Ausgangsrückkopplungsschleife für die Hysteresesteuerung mit einem Frequenzrückkopplungs-Controller versehen, der den Spitzenerfassungswert Vsns_pk und den unteren Erfassungswert Vsns_bt so einstellt, dass die Schaltfrequenz Fsw der Schaltausgangsstufe auch bei schwankender Ausgangsspannung VOUT auf einem konstanten Wert bleibt.
  • Vor einer Diskussion über die Auswirkungen der Einführung des oben beschriebenen Frequenzrückkopplungs-Controllers werden nun die Probleme, die ohne seine Einführung aufgetreten sind, untersucht.
  • 10 ist ein Diagramm, das ein erstes Beispiel (ohne Frequenzrückkopplungsregelung) einer Hysteresesteuerung zeigt, in dem von oben nach unten die Ausgangsspannung VOUT und der Induktionsstrom IL dargestellt sind. Wie bereits erwähnt, weist der Gradient des Induktorstroms IL eine Eingangs-/Ausgangsabhängigkeit (siehe 4) auf. Dementsprechend ändert sich die Schaltfrequenz Fsw, wenn sich bei der Hysteresesteuerung die Ausgangsspannung VOUT und der Gradient des Induktorstroms IL ändern. Dies verbreitert das Band, in dem Rauschen bewältigt werden kann, und erschwert somit eine rauscharme Auslegung. Dementsprechend erfordert bei einer Anwendung, bei der die Ausgangsspannung VOUT häufig geändert wird (z.B. bei einer LED-Lichtemissionseinrichtung mit variabler Lichtverteilung), die Hysteresesteuerung des Induktorstroms IL die Stabilisierung der Schaltfrequenz Fsw.
  • Als nächstes wird die Auswirkung der Einführung des oben beschriebenen Frequenzrückkopplungs-Controllers speziell beschrieben.
  • 11 ist ein Diagramm, das ein zweites Beispiel (mit Frequenzrückkopplungssteuerung) für die Hysteresesteuerung zeigt, in dem drei Induktorströme IL (eine durchgezogene Linie, eine lang gestrichelte Linie und eine kurz gestrichelte Linie) mit unterschiedlichen Gradienten dargestellt sind.
  • Wenn z.B. die Ausgangsspannung VOUT steigt und der Gradient des Induktorstroms IL stark ansteigt, neigt die Schaltfrequenz Fsw dazu, sich zu erhöhen und vom Zielwert abzuweichen. Steigt jedoch die Schaltfrequenz Fsw an, sinkt die Analogspannung VA und das Fehlersignal ERR steigt; dadurch wird der Spitzenerfassungswert Vsns_pk (und damit der Spitzenstromwert IL_pk) erhöht und der untere Erfassungswert Vsns_bt (und damit der untere Stromwert IL_bt) verringert. Infolgedessen verzögert sich das Timing der Erfassung des Spitzenwerts/unteren Werts auf dem Induktorstrom IL, und somit wird die Schaltfrequenz Fsw auf einem konstanten Wert gehalten, ohne vom Zielwert abzuweichen.
  • Im umgekehrten Fall, d.h. wenn die Ausgangsspannung VOUT fällt und der Gradient des Induktivitätsstroms IL mäßig wird, neigt die Schaltfrequenz Fsw dazu, abzunehmen und vom Zielwert abzuweichen. Wenn jedoch die Schaltfrequenz Fsw sinkt, steigt die Analogspannung VA an und das Fehlersignal ERR fällt; dadurch wird der Spitzenerfassungswert Vsns_pk (und damit der Spitzenstromwert IL_pk) verringert und der untere Erfassungswert Vsns_bt (und damit der untere Stromwert IL_bt) erhöht. Infolgedessen verschiebt sich das Timing der Erfassung des Spitzenwerts/unteren Werts auf dem Induktivitätsstrom IL, und somit wird die Schaltfrequenz Fsw auf einem konstanten Wert gehalten, ohne vom Zielwert abzuweichen.
  • Auf diese Weise ist es möglich, die Schaltfrequenz Fsw auch bei schwankendem Gradienten des Induktorstroms IL durch individuelle Einstellung des Spitzenerfassungswertes Vsns_pk und des unteren Erfassungswertes Vsns_bt auf einem konstanten Wert zu halten.
  • Bei der oben beschriebenen Frequenzrückkopplungsregelung ist es möglich, die Schaltfrequenz Fsw zu stabilisieren, ohne den Strommittelwert IL_ave (≈ IOUT) des Induktorstroms IL zu verändern, indem die Einstellbeträge für den Spitzenerfassungswert Vsns_pk und den unteren Erfassungswert Vsns_bt nach Bedarf gleich gesetzt werden.
  • Wie voranstehend beschrieben, ist es mit der LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 dieser Ausführungsform möglich, sowohl eine schnelle Reaktion durch Hysterese-Regelung als auch eine einfache geräuschresistente Auslegung durch eine Frequenzrückkopplungsregelung zu erreichen.
  • 12 ist ein Diagramm, das den Zusammenhang zwischen der Ausgangsspannung VOUT und der Schaltfrequenz Fsw zeigt. Die durchgezogene Linie stellt das Verhalten dar, das mit dem eingeführten Frequenzrückführungs-Controller beobachtet wurde, und die gestrichelte Linie stellt das Verhalten ohne den eingeführten Frequenzrückführungs-Controller dar. Wie dem Diagramm zu entnehmen ist, bleibt die Schaltfrequenz Fsw der Schaltausgangsstufe mit dem oben beschriebenen Frequenzrückführungs-Controller auch bei schwankender Ausgangsspannung VOUT stets auf einem konstanten Wert.
  • 13 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Frequenzrückkopplungssteuerung und DC-Dimmersteuerung zeigt. Die horizontale Achse stellt die DCDIM-Anschlussspannung dar, und die vertikale Achse stellt das Stromerfassungssignal Vsns (= SNSP - SNSN) dar.
  • Wie in 13 dargestellt, führt das Anlegen einer analogen Spannung von V0 (entspricht einem Dimmbetrieb von 0 %) bis V100 (entspricht einem Dimmbetrieb von 100 %) als DCDIM-Anschlussspannung dazu, dass das durchschnittliche Stromerfassungssignal Vsns_ave (= der Mittelwert des Spitzenerfassungswertes Vsns_pk und des unteren Erfassungswertes Vsns_bt) linear ansteigt. Das heißt, die DCDIM-Anschlussspannung entspricht einem Ziel-Einstellwert für den Ausgangsstrom IOUT, der an die LED-Kette 20 geliefert wird.
  • Solange als DCDIM-Anschlussspannung eine analoge Spannung von V20 (entspricht einer Dimm-Tastverhältnis von 20%) bis V100 angelegt wird, ist die LED-Offen-Detektion aktiviert.
  • Der Regelbereich ΔVsns_hys des Stromerfassungssignals Vsns (d.h. die Differenz zwischen dem Spitzenerfassungswert Vsns_pk und dem unteren Erfassungswert Vsns_bt) wird in Abhängigkeit von der DCDIM-Anschlussspannung variabel geregelt.
  • Insbesondere in einem Bereich mit niedrigem Eingangssignal, in dem V0 < DCDIM < V20 ist (d. h. der Bereich, in dem der Frequenzregelkreis deaktiviert ist), wird der oben genannte Regelbereich ΔVsns_hys proportional zur DCDIM-Anschlussspannung begrenzt, und somit wird die Schaltfrequenz Fsw höher als der Zielwert. Andererseits erreicht die Schaltfrequenz Fsw in dem Spannungsbereich, in dem DCDIM ≤ Voff (< V0) ist, ihren oberen Grenzwert, und somit wird die Ausgabe des Induktorstroms IL (und damit der Ausgangsstrom IOUT) durch erzwungene Abschaltung gestoppt.
  • Mit der variablen Regelung des Regelbereichs ΔVsns_hys, wie oben beschrieben, ist es möglich, den Induktorstrom IL ständig in einem kontinuierlichen Modus zu steuern. Dadurch ist es möglich, eine Ausgangsstromregelung über dem gesamten variablen Bereich (V0 ≤ DCDIM ≤ V100) der DCDIM-Anschlussspannung durchzuführen.
  • Im niedrigen Eingangsbereich (V0 < DCDIM < V20) der DCDIM-Anschlussspannung hat die Einhaltung der Ausgangsstromgenauigkeit höchste Priorität, und selbst wenn die Schaltfrequenz Fsw vom Zielwert abweicht, stellt dies kein ernsthaftes Problem dar.
  • < LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung (vierte Ausführungsform) >
  • 14 ist ein Diagramm, das ein LED-Ansteuerungs-Ansteuervorrichtung 100 (um einen Spitzenstromeinsteller herum) gemäß einer vierten Ausführungsform zeigt. Die LED-Treiber-Ansteuervorrichtung 100 dieser Ausführungsform enthält ferner zwischen dem Stromerfassungsvergleicher 114 und der Treiberlogikschaltung 113 einen Spitzenstromeinsteller 123. Der Spitzenstromeinsteller 123 verzögert das Rücksetzsignal RST um eine vorbestimmte Einstellzeit Tadj, um das Ergebnis der ansteuernden Logikschaltung 113 zuzuführen.
  • Bevor nun die Auswirkungen der Einführung des oben erwähnten Spitzenstromeinstellers 123 diskutiert werden, sollen die Probleme, die ohne seine Einführung aufgetreten sind, untersucht werden.
  • 15 ist ein Diagramm, das zeigt, wie eine gleichzeitige Ausschaltzeit für die Transistoren N11 und N12 die Genauigkeit des Ausgangsstroms verschlechtert, wobei von oben nach unten der Induktionsstrom IL, das High-Side-Gate-Signal GH und das Low-Side-Gate-Signal GL dargestellt sind.
  • In einem Fall, bei dem eine Synchron-Gleichrichtung in der Schaltausgangsstufe zur Bewältigung der Hochstrom-Ansteuerung des Induktivitätsstroms IL eingesetzt wird, ist es notwendig, eine Gleichzeitig-Aus-Zeit Tdt für die Transistoren N11 und N12 sicher zu stellen, um zu verhindern, dass ein zu hoher Durchgangsstrom durch sie fließt.
  • Hier wird bei gesicherter Gleichzeitig-Aus-Zeit Tdt auch dann, wenn das Stromerfassungssignal Vsns den unteren Erfassungswert Vsns_bt unterschreitet, mit der Folge, dass das Low-Side-Gate-Signal GL auf den Low-Pegel zurückgesetzt wird und der Transistor N2 abgeschaltet wird, bis die Gleichzeitig-Aus-Zeit Tdt abläuft, das High-Side-Gate-Signal GH nicht auf High-Pegel gesetzt und damit bleibt der Transistor N1 ausgeschaltet. Folglich weist der Induktionsstrom IL einen Unterschwinger vom intrinsischen unteren Stromwert IL_bt auf. Infolgedessen wird der mittlere Stromwert IL_ave (≈ IOUT) des Induktorstroms IL kleiner als sein Zielwert IL_ave_target, was zu einer verminderten Genauigkeit des Ausgangsstroms führt.
  • Als nächstes wird die Auswirkung der Einführung des oben beschriebenen Spitzenstromeinstellers 123 speziell beschrieben.
  • 16 ist ein Diagramm, das zeigt, wie die Einführung des Spitzenstromeinstellers 123 die Genauigkeit des Ausgangsstroms verbessert. Sie zeigt, wie in 15 bereits erwähnt, von oben nach unten den Induktivitätsstrom IL, das High-Side-Gate-Signal GH und das Low-Side-Gate-Signal GL.
  • Wie bereits erwähnt, weist der Induktorstrom IL während der Gleichzeitig-(Simultan)-Aus-Zeit Tdt für die Transistoren N1 und N2 einen Unterschwinger vom intrinsischen unteren Stromwert IL_bt auf. In der LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 dieser Ausführungsform wird jedoch aufgrund der Einführung des Spitzenstromeinstellers 123 die Einschaltperiode Ton des Transistors N1 zur Aufhebung des o.g. Unterschreitens so verlängert, dass es zu einem gewollten Überschwingen des Spitzenstromwertes IL_pk des Induktivitätsstromes IL kommt.
  • Genauer gesagt verzögert der Spitzenstromeinsteller 123 das vom Stromerfassungsvergleicher 114 eingespeiste Rückstellsignal RST um die Einstellzeit Tadj, die der Gleichzeitig-Aus-Zeit Tdt entspricht, um das Ergebnis der Treiberlogikschaltung 113 zuzuführen.
  • Die oben erwähnte Gleichzeitig-Aus-Zeit Tdt entspricht der ersten Zeit T11, nachdem das Stromerfassungssignal Vsns den unteren Erfassungswert Vsns_bt erreicht und den Transistor N2 ausschaltet, bis es den Transistor N1 einschaltet (d.h. nachdem der Induktivitätsstrom IL auf ansteigend schaltet, bis es tatsächlich einen Minimalwert annimmt). Andererseits entspricht die oben erwähnte Einstellzeit Tadj der zweiten Zeit T12, nachdem das Stromerfassungssignal Vsns den Spitzenerfassungswert Vsns_pk erreicht hat, bis es den Transistor N1 ausschaltet (nachdem der Induktivitätsstrom IL auf abnehmend schaltet, bis er tatsächlich einen Maximalwert annimmt).
  • Die Abweichung (der Betrag der Unterschreitung d.h. des Unterschwingens) des unteren Stromwertes IL_bt kann durch (VOUT / L) × T11 ausgedrückt werden. Andererseits kann der Betrag der Anpassung bzw. Einstellung des Spitzenstromwerts IL_pk (d.h. der Betrag des absichtlichen Überschwingens) durch [(VIN - VOUT) / L] × T12 ausgedrückt werden.
  • Dementsprechend ermöglicht die Setzung der Einstellzeit Tadj (= T12) so, dass T12 = [VOUT / (VIN - VOUT)] × T11 ist, das Unterschreiten des unteren Stromwertes IL_bt mit dem Überschwingen des Spitzenstromwertes IL_pk aufzuheben. Auf diese Weise kann der mittlere Stromwert IL_ave (≈ IOUT) auf seinem Zielwert IL_ave_target gehalten werden, und es ist somit möglich, sowohl eine Hochstromansteuerung durch Synchrongleichrichtung als auch eine verbesserte Genauigkeit des Ausgangsstroms zu erreichen.
  • 17 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen der Ausgangsspannung VOUT und der Genauigkeit des Ausgangsstroms zeigt. Die durchgezogene Linie stellt das mit dem eingeführten Spitzenstromeinsteller 123 beobachtete Verhalten dar, und die gestrichelte Linie stellt das ohne den eingeführten Spitzenstromeinsteller 123 beobachtete Verhalten dar. Wie aus dem Diagramm ersichtlich ist, ist es mit dem eingeführten Spitzenstrom-Einsteller 123 möglich, selbst wenn die Ausgangsspannung VOUT über eine große Breite variiert, eine höhere Genauigkeit des Ausgangsstroms beizubehalten.
  • Dann ist es z.B. bei der später beschriebenen LED-Lichtemissionseinrichtung 1 (18) eines Typs mit variabler Lichtverteilung möglich, unter Einhaltung der geforderten Genauigkeit des Ausgangsstroms IOUT die Anzahl der LEDs, die die LED-Kette 20 bilden, zu erhöhen und die Anzahl der leuchtenden LEDs breit zu schalten und damit zur Erhöhung der Auflösung von ADB-Scheinwerfern (adaptives Fahrlicht) beizutragen.
  • Während es in dieser Ausführungsform um ein Beispiel für den Spitzenstrom-Einsteller 123 geht, der die Abweichung (d.h. das Unterschwingen) des unteren Stromwertes IL_bt durch die Einstellung des Spitzenstromwertes IL_pk aufhebt, kann dies angewandt werden, um die umgekehrte Konfiguration zu erhalten, indem ein Einsteller für den unteren Strom eingeführt wird, der die Abweichung (d.h. das Überschwingen) des Spitzenstromwertes IL_pk durch die Einstellung des unteren Stromwertes IL_bt aufhebt.
  • Als ein breiteres Konzept, das diese verschiedenen Konfigurationen umfasst, ist es daher möglich, die Einführung eines Stromeinstellers vorzuschlagen, der in Übereinstimmung mit dem ersten Zeitpunkt T11, nachdem das Stromerfassungssignal Vsns den Spitzenerfassungswert Vsns_pk oder den unteren Erfassungswert Vsns_bt erreicht hat, so lange nachstellt, bis der Induktorstrom IL tatsächlich einen Maximalwert, den anderen Maximalwert des Induktorstroms IL annimmt.
  • < Typ mit variabler Lichtverteilung >
  • 18 ist ein Diagramm, das eine LED-Lichtemissionseinrichtung 1 des Typs mit variabler Lichtverteilung zeigt. Die LED-Lichtemissionseinrichtung 1 dieses Konfigurationsbeispiels enthält neben den in 1 beispielhaft dargestellten Komponenten eine Schaltmatrix 30 und einen Schalt-Controller 40.
  • Die Schaltmatrix 30 ist ein Mittel zur individuellen Erleuchtung und Abschaltung der LEDs 21 bis 25, die als LED-String 20 in Reihe geschaltet sind, und umfasst die Schalter 31 bis 35. Die Schalter 31 bis 35 sind jeweils parallel zu den LEDs 21 bis 25 geschaltet.
  • Der Schalt-Controller 40 ist der Hauptagent für die Steuerung der Schaltmatrix 30. Beispielsweise kann erreicht werden, dass die LEDs 21, 23 und 25 leuchten, während die LEDs 22 und 24 erloschen d.h. abgeschaltet bleiben, indem die Schalter 31, 33 und 35 ausgeschaltet und die Schalter 32 und 34 eingeschaltet bleiben, wie in 18 dargestellt.
  • LED-Lichtemissionseinrichtungen 1 des Typs mit variabler Lichtverteilung, wie oben beschrieben, werden heutzutage immer häufiger als Scheinwerfer der nächsten Generation (allgemein als ADB-Scheinwerfer bezeichnet) an Fahrzeugen eingesetzt. Die Verwendung von Scheinwerfern mit variabler Lichtverteilung ermöglicht es, während der Fahrt mit Fernlicht das Lichtverteilungsmuster so zu steuern, dass die Lichtabstrahlung der Scheinwerfer teilweise ausgeschaltet wird. Auf diese Weise ist es möglich, ein weites Sichtfeld zu sichern, ohne die Fahrer von entgegenkommenden und vorausfahrenden Fahrzeugen zu blenden.
  • 19 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen der Ausgangsspannung VOUT und dem Ausgangsstrom IOUT in der LED-Lichtemissionseinrichtung 1 eines Typs mit variabler Lichtverteilung zeigt. In dem Diagramm wird zu jedem der Zeitpunkte t11 und t12 die Anzahl der in der LED-Kette 20 leuchtenden LEDs geändert und die Ausgangsspannung VOUT variiert entsprechend. In einer Anwendung wie dieser, in der sich die Ausgangsspannung VOUT häufig ändert, erfordert das Konstant-Halten des Ausgangsstroms IOUT auf einem konstanten Wert eine schnelle Reaktion des Ausgangsstroms IOUT auf die Änderung der Ausgangsspannung VOUT.
  • Vor diesem Hintergrund ist es verständlich, dass für ein Ansteuerungsmittel in der LED-Lichtemissionseinrichtung 1 vom Typ mit variabler Lichtverteilung die zuvor beschriebene LED-Ansteuerungs-Steuereinrichtung 100 sehr gut geeignet ist.
  • < Anwendung auf Fahrzeuge >
  • Die LED-Lichtemissionseinrichtung 1 kann, wie in 20 und 21 dargestellt, in geeigneter Weise als verschiedene Leuchten an einem Fahrzeug X10 eingesetzt werden, wie z. B. Scheinwerfer (ggf. einschließlich Fernlicht, Abblendlicht, klein Leuchten, Nebelscheinwerfer usw.) X11, Tagfahrleuchten X12, Rückleuchten (ggf. einschließlich kleine Leuchten, Rückleuchten usw.) X13, Bremsleuchten X14, Blinkleuchten X15 usw.
  • Die LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 kann als ein Modul, das es zusammen mit der LED-Kette 20 als Ansteuerziel bildet (wie das LED-Scheinwerfermodul Y10 in 22, das LED-Blinklichtmodul Y20 in 23 und das LED-Schlusslichtmodul Y30 in 24), oder als separates, von der LED-Kette 20 unabhängiges IC, bereitgestellt werden.
  • < Ansteuerschaltungsvorrichtung für Lichtemissionselemente >
  • 25 ist ein Schaltbild, das einen Überblick über eine Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Ansteuerschaltungsvorrichtung 200 enthält eine integrierte Schaltung 210, die z.B. als integrierte Halbleiterschaltung konfiguriert ist.
  • Der integrierte Schaltung 210 umfasst die externen Anschlüsse GH, SW, BOOT, VDRV, GL, GND 2, SNSP, SNSN, SG, EN/PWM, DC/DIM, GND1, VIN und CP.
  • Die oben genannten externen Anschlüsse sind direkt oder über andere Schaltungselemente mit externen Komponenten wie einem High-Side-Transistor M1, einem Low-Side-Transistor M2, einem Widerstand R5, einem Stromerfassungswiderstand RA, den Kondensatoren C6 bis C9, einer Induktivität L3 und einer LED auf organische Weise gekoppelt, um einen Schaltregler und die Ansteuerschaltungsvorrichtung 200 für lichtemittierende Elemente zu bilden. In der LED sind eine Vielzahl von lichtemittierenden Elementen in Reihe geschaltet. Der Stromerfassungswiderstand RA arbeitet zur Erfassung des LED-Stromes ILED, der durch die LED fließt, und arbeitet auch zur Einstellung des LED-Stromes ILED.
  • Der externe Anschluss GH ist ein High-Side-Ansteueranschluss für die Ansteuerung des High-Side-Transistors M1, und das Gate des High-Side-Transistors M1 ist mit ihm verbunden. Der High-Side-Transistor M1 ist z.B. als NMOS-Transistor oder als bipolarer NPN-Transistor konfiguriert. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein NMOS-Transistor verwendet. Der High-Side-Transistor M1 arbeitet als High-Side-Schalttransistor, der mit der Seite des Energieanschlusses VIN verbunden ist. Der externe Anschluss SW ist in einer Konfiguration mit einer Bootstrap-Schaltung zur Pegelverschiebung eines High-Side-Treibers DRVH auf die Hochpotentialseite hin vorgesehen. Mit dem Schaltsignal VSW, das am externen Anschluss SW erscheint, wird der Schaltungsbetriebspunkt des High-Side-Treibers DRVH auf die Hochpotentialseite hin pegelverschoben. Es wird jedoch keine Beschreibung der Schaltung unter diesem Aspekt angegeben. Der High-Side-Transistor M1 kann durch einen PMOS-Transistor oder einen bipolaren PNP-Transistor ersetzt werden.
  • Zwischen dem externen Anschluss SW und einem Erdpotential GND sind die Induktivität L3, der Stromerfassungswiderstand RA und der Kondensator C9 in Reihe geschaltet. Der erste Anschluss des Kondensators C9 ist mit der Anode einer LED verbunden. Die Kathode der LED ist mit der Anode einer anderen LED verbunden, und diese Schaltungsverbindung wird wiederholt, so dass mehrere LEDs in Reihe geschaltet sind. Die Kathode der LED in der letzten Stufe ist mit dem Massepotential GND verbunden. Der zweite Anschluss des Kondensators C9 ist mit dem Massepotential GND verbunden.
  • Der externe Anschluss BOOT ist ein Bootstrap-Anschluss. Zwischen dem externen Anschluss BOOT und dem externen Anschluss SW ist der Kondensator C7 angeschlossen, um eine bekannte Bootstrap-Schaltung zu bilden. Der Kondensator C7 kann statt außerhalb der integrierten Schaltung 210 auch innerhalb der integrierten Schaltung vorgesehen werden. In diesem Fall ist der externe Anschluss BOOT nicht erforderlich.
  • Der externe Anschluss VDRV ist für den Anschluss an den Kondensator C8 zur Stabilisierung einer Versorgungsspannung VREG für die integrierte Spannung vorgesehen, die aus der an die Eingangsspannung VIN angelegten Versorgungsspannung +B erzeugt wird und die zur Ansteuerung der integrierten Schaltung 210 verwendet wird.
  • Der externe Anschluss GL ist ein Low-Side-Ansteueranschluss für die Ansteuerung des Low-Side-Transistors M2, mit dem das Gate des Low-Side-Transistors M2 verbunden ist. Der Low-Side-Transistor M2 ist z.B. als NMOS-Transistor oder als bipolarer NPN-Transistor konfiguriert. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird, wie bei dem High-Side-Transistor M1, ein NMOS-Transistor verwendet. Der Low-Side-Transistor M2 arbeitet als Synchrongleichrichtungstransistor, der mit einem Masseanschluss GND2 verbunden ist, und arbeitet auch als Strompfad für die Ladung des Bootstrap-Kondensators C7. Der Masseanschluss GND2 ist zusammen mit dem später beschriebenen Masseanschluss GND1 mit dem Massepotential GND verbunden.
  • Nun wird die Schaltungsverbindung zwischen und in Bezug auf die Low-Side- und High-Side-Transistoren M2 und M1 beschrieben. Der Drain des High-Side-Transistors M1 ist mit dem Leistungs- d.h. Energieanschluss VIN verbunden. Die Source des High-Side-Transistors M1 ist mit der Drain des Low-Side-Transistors M2 verbunden. Die Source des Low-Side-Transistors M2 ist mit dem Massepotential GND2 (GND) verbunden. Somit sind der Hauptleitpfad des High-Side-Transistors M1 und der Hauptleitpfad des Low-Side-Transistors M2 zwischen dem Leistungsanschluss VIN und dem Masseanschluss GND2 (Massepotential GND) in Reihe geschaltet. Zwischen dem gemeinsamen Verbindungsknoten der High-Side- und Low-Side-Transistoren M1 und M2 (d.h. dem externen Anschluss SW) und dem Massepotenzial GND sind die Induktivität L3, der Stromerfassungswiderstand RA und der Kondensator C9 in Reihe geschaltet.
  • An dem ersten Anschluss des Kondensators C9 erscheint eine LED-Ansteuerspannung VLED zur Ansteuerung der LED. Infolge der Zuführung der LED-Ansteuerspannung VLED an die LED, wird der LED-Strom ILED der LED zugeführt.
  • 25 zeigt einen bekannten Synchron-Gleichrichtungs-Abwärts (Bucking) - Schaltreglers eines Bootstrap-Typs. Ansteuerschaltungsvorrichtungen für lichtemittierende Elemente nach der vorliegenden Erfindung können jedoch auch auf Boost-/Bucking-Schaltregler und Boost-Schaltregler angewendet werden. Tatsächlich umfasst ihre Anwendung Schaltregler im Allgemeinen und ist nicht auf solche vom Bootstrap-Typ beschränkt.
  • Der Masseanschluss GND2 ist als geerdeter Anschluss für Schaltungsblöcke gedacht, die einen vergleichsweise hohen Strom verarbeiten, der in den High-Side- und Low-Side-Transistoren M1 und M2, der Induktivität L3, dem Kondensator C9, der LED usw. fließt.
  • Die externen Anschlüsse SNSP und SNSN arbeiten zur Erfassung des Stroms, der durch die Induktivität L3 und den Stromerfassungswiderstand RA fließt. Die Erfassung des Stroms erfolgt hier durch Messen bzw. Erfassen des Spannungsabfalls, der an den Anschlüssen des Stromerfassungswiderstands RA auftritt.
  • Das externe Terminal SG soll mit Ton, einer Lampe oder ähnlichem ein Signal ausgeben, das aus der Feststellung resultiert, ob der Schaltungsbetrieb der integrierten Schaltung 210 normal ist oder nicht. Im Inneren der integrierten Schaltung 210, an die der externe Anschluss SG angeschlossen ist, ist ein nicht illustrierter Open-Drain-Transistor angeschlossen. Zwischen dem externen Anschluss SG und der Versorgungsspannung +B ist der Pull-up-Widerstand R5 angeschlossen.
  • Der externe Anschluss EN/PWM ist ein Freigabeeingang/WPM-Dimmeingangsanschluss. Durch Einspeisung eines Freigabesignals VEN über den externen Anschluss EN/PWM kann der integrierte Schaltkreis 210 und die gesamte Ansteuerschaltungsvorrichtung 200 für lichtemittierende Elemente in einen freigegebenen Zustand gebracht werden. Die Einspeisung eines nicht dargestellten Rechtecksignals zum Dimmen über den externen Anschluss EN/PWM ermöglicht andererseits die Einstellung der Zeit, während der ein Strom durch die LED geleitet wird, um dadurch ein Dimmen zu erreichen. Eine Beschreibung der Schaltungskonfiguration unter diesem Aspekt wird jedoch nicht angegeben.
  • Der externe Anschluss DC/DIM ist ein DC-Dimm-Eingangsanschluss. In Übereinstimmung mit dem Spannungswert, der dem externen Anschluss DC/DIM zugeführt wird, wird der durchschnittliche Strom, der durch die LED geleitet wird, eingestellt.
  • Der externe Anschluss GND1 ist als geerdeter Anschluss für die verschiedenen Schaltungsblöcke in der integrierten Schaltung 210 vorgesehen, die vergleichsweise niedrige Ströme verarbeiten (d.h. Schaltungsblöcke mit niedrigem Signalpegel). Die externen Anschlüsse GND1 und GND2 sind schließlich gemeinsam mit dem Erdpotential GND verbunden.
  • Der externe Anschluss VIN ist ein Anschluss, dem die Versorgungsspannung +B zur Ansteuerung der integrierten Schaltung 210 zugeführt wird. Der externe Anschluss CP ist ein Anschluss zur Verbindung mit dem Ladungspumpen-Kondensator C6. Der Kondensator C6 wird zwischen dem externen Anschluss CP und dem externen Anschluss VIN angeschlossen. Der externe Anschluss CP soll in der integrierten Schaltung 210 als vom externen Anschluss VIN getrennte Spannungsquelle arbeiten. Die über den externen Anschluss CP eingespeiste Ladungspumpenspannung VCP wird als Spannungsquelle für Schaltungen mit vergleichsweise geringen Schaltungsströmen, wie z.B. eine LED-Stromerfassungsschaltung CSC, die später beschrieben wird, verwendet. Die Ladungspumpspannung VCP erscheint an dem externen Anschluss CP, und der externe Anschluss CP und der externe Anschluss BOOT sind durch eine nicht dargestellte Diode innerhalb der integrierten Schaltung 210 miteinander verbunden.
  • Als nächstes wird die interne Schaltungskonfiguration der integrierten Schaltung 210 und der sie umgebenden externen Anschlüsse beschrieben.
  • Eine Referenzspannungsquelle REF wird mit der an den externen Anschluss VIN angeschlossenen Versorgungsspannung +B zugeführt, um eine Referenzspannung Vref zu erzeugen. Die Referenzspannungsquelle REF ist z.B. als Bandabstands-Konstantspannungsschaltung konfiguriert und erzeugt eine Referenzspannung Vref von z.B. etwa 1,2 V.
  • Ein Leistungsregler REG wird z.B. als Linearregler konfiguriert und erzeugt eine vorbestimmte interne Schaltungsversorgungsspannung VREG, indem er die Referenzspannung Vref als Referenzspannungsquelle verwendet. Die vom Leistungsregler REG erzeugte interne Schaltungsversorgungsspannung VREG wird z.B. als Bootstrap-Spannungsquelle der Anode einer Diode D2 zugeführt. Die Kathode der Diode D2 ist mit dem externen Anschluss BOOT verbunden.
  • Ein Taktsignal-Oszillator OSC kann z.B. als eine bekannte Art von Oszillator wie ein CR-Oszillator oder ein Ringoszillator konfiguriert werden. Der Taktsignal-Oszillator OSC enthält eine Konstantstromquellen-Schaltung, einen Vergleicher, einen Kondensator usw. von denen keiner abgebildet ist. Die nicht abgebildete Konstantstromquellen-Schaltung usw. werden auf der Grundlage der von der Referenzspannungsquelle REF erzeugten Referenzspannung Vref angesteuert. Der Taktsignaloszillator OSC erzeugt ein Taktsignal SOSC mit einer Frequenz von z.B. 200 kHz bis 10 MHz (eine Periode von 5 µs bis 0,1 µs).
  • Eine Steuerlogikschaltung CL enthält: eine Frequenzteiler-Schaltung, an die das dem vom Taktsignaloszillator OSC erzeugte Taktsignal Sosc zugeführt wird, um vorbestimmte frequenzgeteilte Signale zu erzeugen; eine Kombinierschaltung, die eine Vielzahl von durch die Frequenzteiler-Schaltung erzeugten frequenzgeteilten Signalen kombiniert, um ein vorbestimmtes Signal zu erzeugen; einen Zähler, der eine vorbestimmte Zeit auf der Grundlage des Ausgangssignals von der Kombinierschaltung zählt; usw. Eine spezifische Schaltungskonfiguration der Steuerlogikschaltung CL wird nachstehend noch beschrieben. Die Steuerlogikschaltung CL kommt in einen aktivierten d.h. freigegebenen (Enable) Zustand, wenn das Freigabesignal VEN z.B. auf einen hohen Pegel gesetzt wird.
  • Ein LED-Offen-Erkennungsschaltkreis LOD überwacht, ob sich die LED in einem normalen Zustand oder in einem anormalen Zustand befindet. Wie nachstehend noch erläutert wird, enthält die LED-Offen-Erkennungsschaltung LOD mindestens einen Vergleicher. An den ersten Anschluss (hochpotentialseitiger Anschluss) der LED-Offen-Erkennungsschaltung LOD wird eine Spannung VSNSP geführt, die an dem externen Anschluss SNSP auftritt, d.h. die Spannung, die am ersten Anschluss des Stromerfassungswiderstandes RA auftritt. An den zweiten Anschluss (niederpotentialseitiger Anschluss) der LED-Offen-Erkennungsschaltung LOD wird die Spannung VSNSN (= VLED) geführt, die an dem externen Anschluss SNSN anliegt. Somit erhält die LED-Offen-Erkennungsschaltung LOD die Spannung, die an den Anschlüssen des Stromerfassungswiderstandes RA anliegt. Wenn die LED normal arbeitet, ist die Spannung an dem ersten Anschluss des Stromerfassungswiderstandes RA (an der externen Anschluss SNSP) höher als die Spannung an dem zweiten Anschluss des Stromerfassungswiderstandes RA (an der externen Anschluss SNSN) (VSNSP > VSNSN). Wenn der elektrische Anschluss der LED normal ist, wird das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 der LED-Offen-Erkennungsschaltung LOD z.B. auf einen niedrigen Pegel eingestellt. Wenn die LED in den offenen Zustand übergeht, kehrt sich das Pegelverhältnis der Spannungen um. Insbesondere wird die Spannung an dem zweiten Anschluss des Stromerfassungswiderstands RA (an dem externen Anschluss SNSN) höher als die Spannung an dem ersten Anschluss des Stromerfassungswiderstands RA (an dem externen Anschluss SNSP) (VSNSN > VSNSP), und das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 der LED-Offen-Erkennungsschaltung LOD geht auf hohen Pegel.
  • Wie nachstehend noch erläutert wird, enthält die LED-Stromerfassungsschaltung CSC mindestens zwei Vergleicher zur Erkennung des Spitzenwertes und des unteren Wertes des Stromes, der durch den Stromerfassungswiderstand RA fließt. Beispielsweise geben sie bei der Erkennung des unteren Wertes ein hochpegeliges Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 und bei der Erkennung des Spitzenwertes ein hochpegeliges Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP3 aus. Das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 wird einem Eingangsanschluss einer ODER-Schaltung OR zugeführt. An den anderen Eingangsanschluss der ODER-Schaltung OR wird das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 der LED-Offen-Erkennungsschaltung LOD geführt. Dementsprechend wird vom Ausgang der ODER-Schaltung OR, wenn mindestens eines der Vergleicher-Ausgangssignale VCOMP1 und VCOMP2 auf einem High-Pegel ist, das ODER-Ausgangssignal VOR auf einem High-Pegel ausgegeben, und wenn die Vergleicher-Ausgangssignale VCOMP1 und VCOMP2 beide auf Low-Pegel sind, ist das ODER-Ausgangssignal VOR auf einem Low-Pegel. Das ODER-Ausgangssignal VOR wird als Setzsignal SET für eine Treiberlogikschaltung DL direkt an die Treiberlogikschaltung DL geführt. Der Grund dafür, dass das Setzsignal SET für die Treiberlogikschaltung DL durch eine ODER-Verknüpfung zwischen den Vergleicher-Ausgangssignalen VCOMP1 und VCOMP2 erzeugt wird, besteht darin, einen offenen Zustand der LED zu erkennen, indem das Schaltsignal VSW auf hohem Pegel gehalten wird, selbst wenn die LED im offenen Zustand ist oder selbst wenn der LED-Strom ILED den unteren Wert erreicht hat.
  • Das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP3, das von der LED-Stromerfassungsschaltung CSC ausgegeben wird, wirkt als Rücksetzsignal RST zur Erkennung des Spitzenwertes des LED-Stromes ILED, um den LED-Strom ILED zu reduzieren und auf einem vorbestimmten Mittelwert zu halten. Das Rücksetzsignal RST (= VCOMP3) wirkt, während die LED normal arbeitet, um den Spitzenwert des LED-Stromes ILED zu erfassen und ihn auf den unteren Wert zu reduzieren. Dementsprechend wird das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP3, das von der LED-Stromabtastschaltung CSC ausgegeben wird, als Rücksetzsignal RST direkt an die Treiberlogikschaltung DL geführt, ohne einer betrieblichen Verarbeitung unterzogen zu werden.
  • 26 ist ein Schaltbild, das die Details der Ansteuerungs-Steuervorrichtung 200 für lichtemittierende Elemente in 25 zeigt. In der Ansteuerungs-Steuervorrichtung 200A für lichtemittierende Elemente, wie sie in 26 dargestellt ist, ist die Schaltungskonfiguration der LED-Offen-Erkennungsschaltung LOD, der Steuerlogikschaltung CL, der LED-Stromabtastschaltung CSC und der Treiberlogikschaltung DL genauer dargestellt.
  • Die LED-Offen-Erkennungsschaltung LOD besteht aus einem ersten Vergleicher COMP1 und einem ersten Schwellenwert Vopen. Der erste Schwellenwert Vopen ist an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des ersten Vergleichers COMP1 verbunden. Der erste Schwellwert Vopen wird mindestens zwischen zwei Pegeln variiert. Ein Pegel des ersten Schwellwerts Vopen ist eine Spannung (Strom) mit einem vergleichsweise niedrigen Pegel, der verwendet wird, wenn sich die lichtemittierende Einrichtung in einem normalen Zustand befindet, wobei der Pegel z.B. etwa 10 mV beträgt und entsprechend dem Widerstand des Stromerfassungswiderstandes RA und dem Pegel des LED-Stromes ILED eingestellt wird, wann immer dies erforderlich ist. Der andere Pegel des ersten Schwellenwertes Vopen ist eine Spannung (ein Strom), die (der) verwendet wird, wenn die LED in einem offenen Zustand ist, wobei der Pegel auf einen Wert oder mehr höher als 10 mV eingestellt wird, z.B. auf etwa 150 mV. Der Grund dafür, dass der erste Schwellenwert Vopen z.B. von 10 mV auf 150 mV umgeschaltet wird, besteht darin, dass der erste Vergleicher COMP1 ein Signal ausgeben kann, dessen Polarität zwischen dem normalen Zustand der LED und dem offenen Zustand invertiert ist.
  • An den nicht-invertierenden Eingangsanschluss (+) des ersten Vergleichers COMP1 wird die Spannung VSNSN geführt, die an dem externen Anschluss SNSN erscheint. An den invertierenden Eingangsanschluss (-) des ersten Vergleichers COMP1 wird eine Spannung (VSNSP - Vopen) geführt, die um den ersten Schwellenwert Vopen niedriger ist als die am externen Anschluss SNSP auftretende Spannung VSNSP. Während des normalen Betriebs der LED wird die Beziehung VSNSP > VSNSN beibehalten. Hier machen beispielsweise Einstellungen wie VSNSP - VSNSN ≈ 170mV und Vopen ≈ 10mV das Potential am invertierenden Eingangsanschluss (-) des ersten Vergleichers COMP1 um 10 mV niedriger als die Spannung VSNSP. Selbst dann ist das Potential an dem invertierenden Eingangsanschluss (-) immer noch etwa 160 mV höher als das an dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss (+), und somit ist das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 des ersten Vergleichers COMP1 auf einem niedrigen Pegel. Wenn hier der Diskussion halber der Pegel des ersten Schwellwerts Vopen höher als 10 mV eingestellt wird, z.B. auf etwa 50 mV, führt dies in nachteiliger Weise zu einer geringeren Genauigkeit der LED-Offen-Detektion. Um dies zu vermeiden, wird in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung der erste Schwellenwert Vopen auf 5 mV bis 15 mV eingestellt. Als Spannungsquelle für den ersten Vergleicher COMP1 wird die an dem externen Anschluss SNSP auftretende Spannung VSNSP verwendet. Als Spannungsquelle für den ersten Vergleicher COMP1 kann auch die Ladungspumpenspannung VCP verwendet werden, die die Energiequelle für die LED-Stromerfassungsschaltung CSC ist. Die Verwendung der Ladungspumpspannung VCP als Energiequelle für den ersten Vergleicher COMP1 führt jedoch zu einer niedrigeren Ladungspumpspannung VCP und damit zu einer unzureichenden Akkumulation elektrischer Ladung im Kondensator C1, was sich nachteilig auf den Schaltungsbetrieb auswirkt. Um dies zu vermeiden, wird in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Spannung auf der Ausgangsseite des Schaltreglers verwendet.
  • Die Steuerlogikschaltung CL enthält eine Frequenzteiler-Schaltung FD, eine Kombinierschaltung CONC, einen ersten Zähler COUNT1, einen zweiten Zähler COUNT2, einen dritten Zähler COUNT3 und eine Verriegelungsschaltung LATCH.
  • Die Frequenzteiler-Schaltung FD empfängt das von dem Taktsignaloszillator OSC erzeugte Taktsignal SOSC, um beispielsweise vier frequenzgeteilte Signale zu erzeugen, die beispielsweise ein erstes frequenzgeteiltes Signal SD1, ein zweites frequenzgeteiltes Signal SD2, ein drittes frequenzgeteiltes Signal SD3 und ein viertes frequenzgeteiltes Signal SD4 umfassen. Das erste frequenzgeteilte Signal SD1 ist z.B. auf die gleiche Frequenz (Periode) eingestellt wie das Taktsignal SOSC. Das zweite frequenzgeteilte Signal SD2 ist ein Signal, das dadurch entsteht, dass das Taktsignal SOSC z.B. einer Frequenzteilung von einem Viertel (vierfache Periodenmultiplikation) unterzogen wird. Das dritte frequenzgeteilte Signal SD3 ist ein Signal, das dadurch entsteht, dass das Taktsignal SOSC z.B. einer Sechzehntel-Frequenzteilung (sechzehnfache Periodenmultiplikation) unterzogen wird. Das vierte frequenzgeteilte Signal SD4 ist ein Signal, das dadurch entsteht, dass das Taktsignal SOSC z.B. einer vierundsechzigsten Frequenzteilung (vierundsechzigfache Periodenmultiplikation) unterzogen wird. Diese Frequenzteilungsverhältnisse N werden entsprechend dem Betrieb der Kombinierschaltung CONC und den Zählzeiten in den jeweiligen Zählern in den nachfolgenden Stufen entsprechend eingestellt.
  • Die Kombinierschaltung CONC kombiniert die ersten, zweiten, dritten und vierten frequenzgeteilten Signale SD1, SD2, SD3 und SD4, die von der Frequenzteiler-Schaltung FD ausgegeben werden, um ein erstes Kombinationssignal SC1, ein zweites Kombinationssignal SC2 und ein drittes Kombinationssignal SC3 zu erzeugen, die in der nachfolgenden Stufe jeweils dem ersten, zweiten und dritten Zähler COUNT1, COUNT2 und COUNT3 zugeführt werden. Die Kombinationsschaltung CONC ist als eine Kombination verschiedener Logikschaltungen wie NAND-Schaltungen und Inverter konfiguriert.
  • Der erste, zweite und dritte Zähler COUNT1, COUNT2 und COUNT3 werden als Messmittel verwendet, um, wenn die LED in den offenen Zustand übergeht, die Dauer dieses Zustands unter Verwendung der Kombinationssignale SC1, SC2 und SC3 zu messen, die von der Kombinationsschaltung CONC in der vorhergehenden Stufe erzeugt wurden. Sie werden auch verwendet, um, wenn die LED in einen normalen oder offenen Zustand übergeht, ein Alarmsignal (Ton, Licht oder ähnliches) über den externen Anschluss SG nach außerhalb der integrierten Schaltung 210 auszugeben.
  • Der erste Zähler COUNT1 empfängt das Kombinationssignal SC1, das von der Kombinationsschaltung CONC ausgegeben wird, um eine Zeit von z.B. 1,28 ms zu messen. Dabei ist eine Zeit von 1,28 ms nur eine Designwahl für die Messung der Dauer eines offenen LED-Zustandes. Wenn nach dem Erkennen eines offenen LED-Zustands eine Zeit von 1,28 ms verstreicht, wird eine Benachrichtigung über das Vorhandensein oder Nichtvorhandensein einer Verbindung über ein Benachrichtigungsmittel SGC und den externen Anschluss SG nach außerhalb der integrierten Schaltung 210 durch Ertönen oder durch Aufleuchten, Erlöschen oder Blinken einer Lampe ausgegeben.
  • Der zweite Zähler COUNT2 empfängt das zweite Kombinationssignal SC2, das von der Kombinationsschaltung CONC ausgegeben wird, um eine Zeit von z.B. 10 µs zu messen. Hier ist eine Zeit von 10 µs, wie eine Zeit von 1,28 ms, lediglich eine Designwahl. Eine Zeit von 10 µs ist hier eine Zeit, relativ zu der festgestellt werden soll, ob sich die Schaltungsverbindung der LED in einem normalen oder offenen Zustand befindet oder nicht. Eine Zeit von 10 µs wird als ein Kriterium festgelegt, um zu bestimmen, ob die High-Pegel-Dauer des an dem Schaltanschluss SW auftretenden Schaltsignals VSW innerhalb von 10 µs liegt oder nicht, mit anderen Worten, um einen offenen Zustand der LED zu bestimmen.
  • Der dritte Zähler COUNT3 empfängt das dritte Kombinationssignal SC3 von der Kombinationsschaltung CONC, um eine Zeit von z.B. ca. 80 µs zu messen. Hier ist eine Zeit von 80 µs, wie eine Zeit von 1,28 µs und eine Zeit von 10 µs, lediglich eine Designwahl. Der dritte Zähler COUNT3 stellt die Hochpegeldauer des Schaltsignals VSW ein, das an dem externen Anschluss SW bei z.B. 80 µs erscheint. Die Low-Pegel-Dauer des Schaltsignals VSW wird auf z.B. 250 ns eingestellt, wobei die Gesamtperiode 80,25 µs beträgt. Während der Periode von 1,28 ms kehrt eine Periode von 80,25 µs wieder. Hier sei die Hochpegeldauer auf DH und die Tiefpegeldauer auf DL eingestellt. Dann ist der Anteil der Hochpegeldauer an der Gesamtperiode, d.h. das Tastverhältnis αDH, gegeben durch αDH = 80 / (80 + 0,25) ≈ 0,997. In der vorliegenden Erfindung wird bevorzugt, dass aDH im Bereich von 0,950 bis 0,999 eingestellt wird. Damit ist es möglich, an den Kondensator C7 ausreichende elektrische Ladung im Bereich des zulässigen Stroms im Low-Side-Transistor M2 zu führen.
  • Als eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wurde eine Konfiguration behandelt, die einen Zähler (Timer) zur Messung als ein die Dauer bestimmendes Mittel zur Messung der Hoch- oder Niedrigpegel-Dauer verwendet. Dies ist jedoch nicht als eine Einschränkung gedacht. Zum Beispiel kann das Mittel zur Bestimmung der Dauer einen Integrator umfassen, der das Schaltsignal VSW integriert, und einen Vergleicher, der die vom Integrator ausgegebene integrierte Spannung mit einer vorgegebenen Referenzspannung vergleicht und so konfiguriert sein, dass er auf der Grundlage der Ausgabe des Vergleichers eine Benachrichtigung darüber ausgibt, ob der Verbindungsstatus der LED gut oder schlecht ist, umfassen. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird, wenn die LED in den offenen Zustand geht, der Spitzenwert des Schaltsignals VSW nahezu gleich der Versorgungsspannung +B, und das Tastverhältnis wird auf 95% oder höher eingestellt; so kann eine hohe integrierte Spannung erzeugt werden. Dadurch ist es möglich, den Zustand leicht von einem Zustand während eines Normalbetriebs zu unterscheiden.
  • Stattdessen kann die die Dauer bestimmende Einrichtung eine Spannungs-Strom (V-I)-Umwandlungseinrichtung zum Umwandeln des Schaltsignals VSW in einen Strom umfassen und so konfiguriert sein, dass sie den aus der Umwandlung durch die V-I-Umwandlungseinrichtung resultierenden Strom mit einer Stromspiegelschaltung verstärkt und dann den verstärkten Strom in eine Spannung umwandelt, um auf der Grundlage des Niveaus der Ausgangsspannung eine Meldung darüber auszugeben, ob der Verbindungsstatus von lichtemittierenden Elementen gut oder schlecht ist.
  • An die Verriegelungsschaltung (auch als Haltespeicher bezeichnet) LATCH wird das Ausgangssignal VCOMP1 des ersten Vergleichers COMP1 und ein Offen-Erkennungs-Freigabe-/Deaktivierungssignal Sopen geführt. Die Verriegelungsschaltung LATCH empfängt das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1, um ein Verriegelungs- d.h. Haltesignal SLATCH zu erzeugen, wobei das Offen-Erkennungs-Freigabe-/Deaktivierungssignal Sopen als Trigger verwendet wird.
  • Die LED-Stromerfassungsschaltung CSC enthält einen zweiten Vergleicher COMP2 und einen dritten Vergleicher COMP3, die unter Verwendung der Ladungspumpenspannung VCP als eine Spannungsquelle arbeiten. Während der zweite Vergleicher COMP2 den unteren Wert des LED-Stromes ILED erfasst, der durch die LED fließt, und der dritte Vergleicher COMP3 den Spitzenwert des LED-Stromes ILED erfasst, der durch die LED fließt, wird der LED-Strom ILED so gesteuert, dass er auf einem vorbestimmten Mittelwert bleibt. Der LED-Strom ILED wird mit dem Stromerfassungswiderstand RA erfasst. Der Mittelwert des LED-Stroms ILED beträgt z.B. etwa 1,4 A, und der Stromerfassungswiderstand RA wird auf z.B. 0,1 Ω bis 0,15 Ω eingestellt. Dementsprechend erscheint an den Enden des Stromerfassungswiderstandes RA eine Spannungsdifferenz von etwa 140 mV bis 210 mV.
  • Der nichtinvertierende Eingangsanschluss (+) des zweiten Vergleichers COMP2 ist mit dem Hochpotentialanschluss einer Spannungsquelle verbunden, die einen zweiten Schwellenwert Vset einstellt. Der niederpotentiale Anschluss der Spannungsquelle, die den zweiten Schwellenwert Vset einstellt, ist mit dem externen Anschluss SNSN verbunden, an den die Spannung VSNSN geführt wird. Der externe Anschluss SNSN ist ein Anschluss, an den das Potential am Niederpotentialanschluss des Stromerfassungswiderstandes RA angelegt wird. Der invertierende Eingangsanschluss (-) des zweiten Vergleichers COMP2 ist mit dem externen Anschluss SNSP verbunden, an den die Spannung VSNSP geführt werden soll. Der externe Anschluss SNSP ist ein Anschluss, an den das Potential am Hochpotentialanschluss des Stromerfassungswiderstandes RA angelegt wird. An den nichtinvertierenden Eingangsanschluss (+) des zweiten Vergleichers COMP2 wird eine Spannung (VSNSN + Vset) geführt, die die Summe aus der am externen Anschluss SNSN auftretenden Spannung VSNSN und dem zweiten Schwellenwert Vset ist.
  • Der nicht-invertierende Eingangsanschluss (+) des dritten Vergleichers COMP3 ist mit dem externen Anschluss SNSP verbunden, an den die Spannung VSNSP geführt werden soll. Der externe Anschluss SNSP ist ein Anschluss, an den das Potential am Hochpotentialanschluss des Stromerfassungswiderstandes RA angelegt wird. Der invertierende Eingangsanschluss (-) des dritten Vergleichers COMP3 ist mit dem Hochpotentialanschluss einer Spannungsquelle verbunden, die einen dritten Schwellenwert Vrst einstellt. Der Niederpotentialanschluss der Spannungsquelle, die den dritten Schwellenwert Vrst einstellt, ist mit dem externen Anschluss SNSN verbunden, an den die Spannung VSNSN geführt werden soll. Der externe Anschluss SNSN ist ein Anschluss, an den das Potential am Niederpotentialanschluss des Stromerfassungswiderstandes RA angelegt wird. Die invertierende Eingangsanschluss (-) des dritten Vergleichers COMP3 wird mit einer Spannung (VSNSN + Vset) gespeist, die die Summe aus der an dem externen Anschluss SNSN auftretenden Spannung VSNSN und dem dritten Schwellenwert Vrst ist.
  • Die Treiberlogikschaltung DL umfasst eine Maskierungsschaltung MASK, ein Flip-Flop FF und eine Logikschaltung LOGIC (Logik). Die Maskierungsschaltung MASK unterbricht den Vorgang der Erkennung des Verbindungsstatus der LED für eine vorbestimmte Zeit, um eine fehlerhafte Erkennung des Verbindungsstatus der LED zu verhindern, wenn die LED in den offenen Zustand gegangen ist oder wenn sie aus dem offenen Zustand zurück in den normalen Zustand kommt. Um insbesondere Fehlfunktionen aufgrund von Klingeln und Schaltgeräuschen zu verhindern, die zu dem Zeitpunkt auftreten, zu dem das Schaltsignal VSW von einem hohen Pegel auf einen niedrigen Pegel wechselt, und zu dem Zeitpunkt, zu dem das Schaltsignal VSW von einem niedrigen Pegel auf einen hohen Pegel wechselt, unterbricht die Maskierungsschaltung MASK den Vorgang der Erfassung des Verbindungsstatus der LED für eine vorbestimmte Zeit T4, beginnend zu dem Zeitpunkt, zu dem das Schaltsignal VSW von einem hohen Pegel auf einen niedrigen Pegel wechselt, und für die vorbestimmte Zeit T4, beginnend zu dem Zeitpunkt, zu dem das Schaltsignal VSW von einem niedrigen Pegel auf einen hohen Pegel wechselt. Mit anderen Worten, wenn die vorbestimmte Zeit T4 verstrichen ist, beginnt die Maskierungsschaltung MASK mit dem Betrieb einer Erkennung des Verbindungsstatus der LED. Die Maskierungsschaltung MASK erzeugt synchron mit dem Anstieg und Abfall eines Flip-Flop-Signals VFF ein nicht dargestelltes Maskierungssignal. Das Maskierungssignal hebt die Wirkung des Setzsignals SET auf, das der Maskierungsschaltung MASK zugeführt wird.
  • Das Flip-Flop FF erzeugt nicht dargestellte Treibereingangssignale, die die High-Side- und Low-Side-Treiber DRVH und DRVL in der nachfolgenden Stufe synchron mit dem Offen-Erkennungs-Freigabe-/Deaktivierungssignal Sopen, das von der Maskierungsschaltung MASK ausgegeben wird, ansteuern. Das Flip-Flop-Signal VFF von dem Flip-Flop FF wird als Steuer- und Synchronisierungssignal für die zweiten und dritten Zähler COUNT2 und COUNT3 verwendet.
  • Die Logikschaltung LOGIC enthält Schaltungsblöcke wie eine Totzeiterzeugungsschaltung und eine Pegelverschiebungsschaltung. Die TotzeitErzeugungsschaltung dient dazu, eine Totzeit zwischen den High-Side- und Low-Side-Gate-Signalen VGH und VGL zu sichern, die den High-Side- und Low-Side-Treiber DRVH und DRVL in der nachfolgenden Stufe ansteuern und von denen ein anderer ist.
  • Der High-Side-Treiber DRVH empfängt ein Signal von der Logikschaltung LOGIC und erzeugt ein High-Side-Gate-Signal VGH, das den High-Side-Transistor M1 ansteuert. Der High-Side-Treiber DRVH enthält eine Pegelverschiebungsschaltung, die den Arbeitspunkt der Schaltung auf der Grundlage des am Schaltanschluss SW auftretenden Schaltsignals VSW auf die Hochpotentialseite verschiebt.
  • Der Low-Side-Treiber DRVL empfängt ein Signal von der Logikschaltung LOGIC und erzeugt ein Low-Side-Gate-Signal VGH, das den Low-Side-Transistor M2 ansteuert.
  • In 26 werden Signale und Spannungen zwischen der LED-Offen-Erkennungsschaltung LOD, der LED-Stromerfassungsschaltung CSC, der Steuerlogikschaltung CL und der Treiberlogikschaltung DL ausgetauscht. Das Zusammenwirken dieser Schaltungen wird nun beschrieben. Der Zweck einer Zuführung des Vergleicher-Ausgangssignals VCOMP1 des ersten Vergleichers COMP1, das in der LED-Offen-Erkennungsschaltung LOD bereitgestellt wird, in die Verriegelungsschaltung LATCH besteht, wie bereits erwähnt, darin, das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 für eine vorbestimmte Zeit T3 auf einem hohen Pegel zu halten, wenn die LED in den offenen Zustand übergeht. Dadurch ist es möglich, die Dauer eines offenen LED-Zustands zu messen. Der Zweck der Steuerung der LED-Stromerfassungsschaltung CSC mit dem Latch-Signal SLATCH, das von der Latch-Schaltung (Halte- oder Verrieglungsschaltung) LATCH ausgegeben wird, besteht darin, den Schaltungsbetrieb der LED-Stromerfassungsschaltung CSC beim Auftreten einer offenen LED zu stoppen. Die LED-Stromerfassungsschaltung CSC soll den Spitzenwert und den unteren Wert des LED-Stromes ILED messen, der durch die LED fließt; beim Auftreten einer offenen LED fließt jedoch kein LED-Strom ILED durch die LED, so dass die LED-Stromerfassungsschaltung CSC nicht arbeiten muss. Dementsprechend wird der Schaltungsbetrieb der LED-Stromerfassungsschaltung CSC mit dem Latch-Signal SLATCH unterbrochen, um Strom zu sparen, und der Abfall der Ladungspumpenspannung VCP, die die Spannungsquelle für die LED-Stromerfassungsschaltung CSC ist, wird begrenzt, um den Schaltungsbetrieb zu stabilisieren.
  • In 26 werden das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 des ersten Vergleichers COMP1 und das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 des zweiten Vergleichers COMP2 einer Operationsverarbeitung durch die ODER-Schaltung OR unterzogen, so dass das ODER-Signal VOR der ODER-Schaltung OR der Maskierungsschaltung MASK zugeführt wird. In eigentümlicher Weise wirkt das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 des zweiten Vergleichers COMP2 als das, was allgemein als Set-Signal (Setzsignal) SET bezeichnet wird, um das Flip-Flop FF so zu setzen, dass der LED-Strom ILED bei Erkennung des unteren Wertes des durch die LED fließenden LED-Stromes ILED ansteigt. Dementsprechend kann das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 des zweiten Vergleichers COMP2 so wie es ist als Set-Signal SET verwendet werden. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird jedoch in einem offenen LED-Zustand der Schaltungsbetrieb des zweiten und dritten Vergleichers COMP2 und COMP3 unterbrochen, was in unvorteilhafter Weise dazu führt, dass das Setzsignal SET und das Reset-Signal RST nicht erzeugt werden. Um dies zu behandeln, wird das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 des ersten Vergleichers COMP1, das beim Auftreten einer offenen LED auf hohem Pegel gehalten wird, als ein Eingangssignal für die ODER-Schaltung OR verwendet. Bei dieser Schaltungskonfiguration hält das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 das ODER-Signal VOR auf hohem Pegel, wenn sich die LED im normalen Zustand befindet, und das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 hält das ODER-Signal VOR auf hohem Pegel, wenn sich die LED im offenen Zustand befindet; somit wird der Schaltungsbetrieb der Treiberlogikschaltung DL in einem vorbestimmten Betriebszustand gehalten.
  • In 26 wird das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP3 des dritten Vergleichers COMP3 direkt in die Maskierungsschaltung MASK, die Teil der Treiberlogikschaltung DL ist, zugeführt.
  • 27 ist ein Zeitdiagramm, das den Betrieb der Lichtemissionselement-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 200A in 26 während des normalen Betriebs zeigt. Konkret zeigt es in einem Fall, bei dem kein Fehler in der elektrischen Verbindung der LED in der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente 200A erkannt wird, die LED-Spannung VLED (= VSNSN), den zweiten Schwellenwert Vset, den dritten Schwellenwert Vrst und das Schaltsignal VSW, das an den externen Anschluss SW ausgegeben wird.
  • (a) Die LED-Spannung VLED ist eine Dreieckwellenspannung. Der Spitzenwert Vp der Dreieckspannung ist gleich der Summe aus der an dem externen Anschluss SNSN auftretenden Spannung VSNSN und dem dritten Schwellenwert Vrst. Der untere Wert der Dreieckspannung ist gleich der Summe aus der Spannung VSNSN und dem zweiten Schwellenwert Vset. Der Mittelwert aus dem Spitzenwert Vp und dem unteren Wert Vb ist die Durchschnittsspannung Vave. (b) Das Schaltsignal VSW wechselt vom niedrigen Pegel L zum hohen Pegel H, wenn die LED-Spannung VLED auf dem unteren Wert Vb liegt, und vom hohen Pegel H zum niedrigen Pegel L, wenn die LED-Spannung VLED auf dem Spitzenwert Vp liegt. Der untere Wert Vb und der Spitzenwert Vp werden jeweils von den Vergleichern COMP2 und COMP3 in 26 erfasst.
  • 28 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für den Betrieb der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente 200A in 26 im geöffneten Zustand zeigt. Konkret zeigt es schematisch die externen Anschlüsse GH, GL, SW, SNSP und SNSN sowie die Zustände der Schaltungselemente, Ströme, Spannungen und die mit ihnen verbundenen Ansteuersignale.
  • Wenn sich die LED im normalen Zustand befindet, d.h. wenn die LED in dem Zustand ist, in dem sie mit dem Stromerfassungswiderstand RA verbunden ist, fließt der LED-Strom ILED in der durch das Symbol If angezeigten Richtung. Im offenen Zustand dagegen, d.h. wenn die elektrische Verbindung zwischen dem Stromerfassungswiderstand RA und der LED unterbrochen ist, wie durch das Kreuz angezeigt wird, fließt kein LED-Strom ILED, und die LED-Spannung VLED fällt auf null Volt ab. Zu diesem Zeitpunkt hat sich eine gewisse elektrische Ladung im Kondensator C9 angesammelt, so dass, wenn der Low-Side-Transistor M2 im eingeschalteten Zustand ist, der Kondensator C9 als Spannungsquelle arbeitet und ein Sperrstrom Ir (umgekehrter Strom) auf dem Weg vom Kondensator C9 zum Stromerfassungswiderstand RA zur Induktivität L3 zum Low-Side-Transistor M2 fließt. Das heißt, ein Strom kann durch den Stromerfassungswiderstand RA in der durch das Symbol Ir angegebenen Richtung fließen.
  • In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird dann, wenn die LED in einen offenen Zustand übergeht, aufgrund der verwendeten Schaltungskonfiguration das dem Gate des High-Side-Transistors M1 zugeführte High-Side-Gate-Signal VGH auf hohem Pegel und das dem Gate des Low-Side-Transistors M2 zugeführte Low-Side-Gate-Signal VGL auf niedrigem Pegel gehalten. Dementsprechend sollte bei eingeschaltetem High-Side-Transistor M1 und ausgeschaltetem Low-Side-Transistor M2 kein Sperrstrom Ir fließen. In dieser Ausführungsform ist jedoch eine Periode T10 gesichert, in der auch bei geöffneter LED der High-Side-Transistor M1 aus und der Low-Side-Transistor M2 ein ist. Dagegen ist in einer Periode T20 der High-Side-Transistor M1 eingeschaltet und der Low-Side-Transistor M2 ausgeschaltet. Das Verhältnis der Periode T10, in der der Low-Side-Transistor M2 ein ist, zur Periode T20, in der der High-Side-Transistor M1 ein ist (d.h. T10 : T20), wird z.B. auf 1 : 999 bis 5 : 995 eingestellt; die Zeit, in der der Low-Side-Transistor M2 ein bleibt, ist also wesentlich kürzer als die Zeit, in der der High-Side-Transistor M1 ein bleibt.
  • Wenn die LED in den offenen Zustand übergeht, bleibt der Low-Side-Transistor M2 für die vorbestimmte Dauer T10 eingeschaltet und ein umgekehrter Strom Ir fließt wie oben beschrieben. Im offenen Zustand der LED haben die an dem externen Anschluss SNSP auftretende Spannung VSNSP und die an dem externen Anschluss SNSN auftretende Spannung VSNSN das Pegelverhältnis VSNSN > VSNSP. An den invertierenden Eingangsanschluss (-) des ersten Vergleichers COMP1 wird eine Spannung geführt, die um den ersten Schwellenwert Vopen niedriger ist als die Spannung VSNSP. Hier beträgt, wie bereits erwähnt, der erste Schwellenwert Vopen nicht 10 mV, sondern wird auf z.B. etwa 150 mV geschaltet. Dementsprechend ist das Potential an dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss (+) des ersten Vergleichers COMP1 weit höher als das an dem invertierenden Eingangsanschluss (-); dadurch wird das Ausgangssignal VCOMP1 des ersten Vergleichers COMP1 auf dem hohen Pegel H gehalten, und das Ausgangssignal VCOMP1 wird mit invertierter Polarität gegenüber dem niedrigen Pegel L ausgegeben, den es hat, wenn sich die LED im normalen Zustand befindet. Das Umschalten des ersten Schwellwertes Vopen von etwa 10 mV auf etwa 150 mV, das beim Übergang der LED von dem Normalzustand in den offenen Zustand stattfindet, wird, wie zuvor beschrieben, durch Verwendung von Schaltsignalen wie dem Flip-Flop-Signal VFF und dem Schaltsignal VSW erreicht. Das Low-Side-Gate-Signal VGL zum Einschalten des Low-Side-Transistors M2 beim Auftreten einer offenen LED wird, wie zuvor beschrieben, von der Steuerlogikschaltung CL und der Treiberlogikschaltung DL erzeugt.
  • 29 ist ein Zeitdiagramm, das die Signale an relevanten Knoten in der Steuerlogik CL in 26 zeigt. Bild 29 wird nun mit Bezug auf die 25 bis 28 beschrieben.
    • (a) Das Taktsignal SOSC wird durch den Taktsignaloszillator OSC erzeugt. Die Periode des Taktsignals SOSC sei z.B. eine Periode TOSC.
    • (b) Das frequenzgeteilte Signal SD1 wird von der Frequenzteiler-Schaltung FD erzeugt. Das frequenzgeteilte Signal SD1 ist ein Signal, das dadurch entsteht, dass das Taktsignal SOSC einer Frequenzteilung von z.B. 1/1-Zeit unterzogen wird. Dementsprechend ist die Periode TD1 des frequenzgeteilten Signals SD1 TD1 = 1 x TOSC.
    • (c) Wie das frequenzgeteilte Signal SD1 wird auch das frequenzgeteilte Signal SD2 von der Frequenzteiler-Schaltung FD erzeugt. Das frequenzgeteilte Signal SD2 ist ein Signal, das dadurch entsteht, dass das frequenzgeteilte Signal SD1 einer Frequenzteilung von z.B. dem 1/4-fachen unterzogen wird. Dementsprechend ist die Periode TD2 des frequenzgeteilten Signals SD2 TD2 = 4 x TD1.
    • (d) Wie die frequenzgeteilten Signale SD1 und SD2 wird auch das frequenzgeteilte Signal SD3 von der Frequenzteiler-Schaltung FD erzeugt. Das frequenzgeteilte Signal SD3 ist ein Signal, das dadurch entsteht, dass das frequenzgeteilte Signal SD2 einer Frequenzteilung von z.B. dem 1/4-fachen unterzogen wird. Dementsprechend ist die Periode TD3 des frequenzgeteilten Signals SD3 TD3 = 4 x TD2 = 16 x TD1.
    • (e) Wie die frequenzgeteilten Signale SD1, SD2 und SD3 wird auch das frequenzgeteilte Signal SD4 von der Frequenzteiler-Schaltung FD erzeugt. Das frequenzgeteilte Signal SD4 ist ein Signal, das dadurch entsteht, dass das frequenzgeteilte Signal SD3 einer Frequenzteilung von z.B. dem 1/4-fachen unterzogen wird. Dementsprechend ist die Periode TD4 des frequenzgeteilten Signals SD4 TD4 = 4 x TD3 = 16 x TD2 = 64 x TD1. Die Anzahl der von der Frequenzteiler-Schaltung FD erzeugten frequenzgeteilten Signale und deren Frequenzteiler-Verhältnisse sind nicht auf das oben spezifisch Erwähnte beschränkt; sie können entsprechend eingestellt werden, um z.B. der Konfiguration der Kombinierschaltung und der Zähler in den Folgestufen zu entsprechen.
    • (f) Das Kombinationssignal SC1 wird von der Kombinationsschaltung CONC erzeugt. Das Kombinationssignal SC1 ist ein Signal, das sich aus der Kombination z.B. der frequenzgeteilten Signale SD1 und SD4 ergibt. Die Kombinierschaltung CONC gibt als Kombinationssignal SC1 das frequenzgeteilte Signal SD1 mit dem Timing aus, dass das frequenzgeteilte Signal SD4 vom niedrigen Pegel auf den hohen Pegel ansteigt.
    • (g) Das Kombinationssignal SC2 wird von der Kombinationsschaltung CONC erzeugt. Das Kombinationssignal SC2 ist ein Signal, das sich aus der Kombination z.B. der frequenzgeteilten Signale SD1 und SD2 ergibt. Die Kombinierschaltung CONC gibt als Kombinationssignal SC2 das frequenzgeteilte Signal SD1 mit dem Timing aus, dass das frequenzgeteilte Signal SD2 vom niedrigen Pegel auf den hohen Pegel ansteigt.
    • (h) Das Kombinationssignal SC3 wird von der Kombinationsschaltung CONC erzeugt. Das Kombinationssignal SC1 ist ein Signal, das sich aus der Kombination z.B. der frequenzgeteilten Signale SD1 und SD3 ergibt. Die Kombinationsschaltung CONC gibt als Kombinationssignal SC3 das frequenzgeteilte Signal SD1 mit dem Timing aus, dass das frequenzgeteilte Signal SD3 von niedrigem Pegel auf hohen Pegel ansteigt. Die Anzahl von Kombinationssignalen, die von der Kombinationsschaltung CONC erzeugt werden, und deren Perioden sind nicht auf das oben spezifisch Erwähnte beschränkt; sie können entsprechend eingestellt werden, um z.B. der Konfiguration der Zähler in der nachfolgenden Stufe zu entsprechen.
    • (i) Ein Zählsignal SCOUNT1 wird durch den ersten Zähler COUNT1 erzeugt. Der erste Zähler COUNT1 zählt z.B. eine Zeit T1 (z.B. 1,28 ms) basierend auf dem Kombinationssignal SC1.
    • (j) Ein Zählsignal SCOUNT2 wird durch den zweiten Zähler COUNT2 erzeugt. Der zweite Zähler COUNT2 zählt z.B. eine Zeit T2 (z.B. 10 µs) basierend auf dem Kombinationssignal SC2.
    • (k) Ein Zählsignal SCOUNT3 wird durch den dritten Zähler COUNT3 erzeugt. Der dritte Zähler COUNT3 zählt z.B. eine Zeit T3 (z.B. 80 µs) basierend auf dem Kombinationssignal SC3.
  • Die Steuerlogikschaltung CL erzeugt schließlich die unter (i) bis (k) oben erwähnten Zählsignale SCOUNTT1, SCOUNTT2 und SCOUNTT3. Wie aus dem oben Beschriebenen zu ersehen ist, werden die von der Steuerlogikschaltung CL erzeugten Signale als Detektionssignal, das einen offenen Zustand in der Ansteuerschaltung für das lichtemittierende Element 200 oder 200A anzeigt, als Steuersignal und als Meldesignal, das eine Meldung über den Normalzustand und den anormalen Zustand ausgibt, verwendet.
  • 30 ist ein Zeitdiagramm, das die Signale bei relevanten Modi im Lichtemissionselement-Ansteuerschaltungsvorrichtung 200A in 26 zeigt. Die Periode Tnrl (zwischen den Zeitpunkten t1 und t7 und zwischen den Zeitpunkten t22 und t27) ist die Periode (Normalperiode), in der der Betrieb der LED normal ist. Die Periode Topen (zwischen den Zeitpunkten t7 und t22) ist die Periode (LED-Offen-Periode), in der die LED in den offenen Zustand übergegangen ist und der Betrieb der LED anormal ist.
  • Die in 30 mit (a) bis (o) gekennzeichneten Signale, Spannungen und dergleichen werden nun anhand der 25 bis 29 beschrieben.
    • (a) Das Freigabesignal VEN wird über die externe Anschluss EN/PWM in die Steuerlogikschaltung CL eingespeist. Das Freigabesignal VEN wechselt zum Zeitpunkt t1 vom Low-Pegel zum High-Pegel. Wenn das Freigabesignal VEN auf High-Pegel wechselt, ist der Betrieb des gesamten lichtemittierenden Elements, das die Steuerschaltung 200 oder 200A ansteuert, zulässig.
    • (b) Das High-Side-Gate-Signal VGH wird von der LED-Stromerfassungsschaltung CSC, der Treiberlogikschaltung DL und dem High-Side-Treiber DRVH erzeugt. In der Normalperiode Tnrl ist das High-Side-Gate-Signal VGH ein PWM-Signal (Pulsweitenmodulationssignal), dessen Pulsbreite mit der Zeit variiert. In der LED-offen Periode Topen ist das High-Side-Gate-Signal VGH kein PWM-Signal, das es an sich schon ist, sondern ein Signal, dessen High-Pegel-Periode HH länger ist als die Low-Pegel-Periode HL. In der LED-offen Periode Topen beträgt die High-Pegel-Periode HH z.B. 80 µs und die Low-Pegel-Periode HL z.B. 250 ns. Mit anderen Worten, die High-Level-Periode HH dauert 99,7% einer Periode und die Low-Level-Periode HL 0,3% einer Periode. Das heißt, die Hochperiode HH ist viel länger als die Niedrigperiode HL. Diese Signale werden durch die Steuerlogikschaltung CL und die Treiberlogikschaltung DL eingestellt.
    • (c) Das Low-Side-Gate-Signal VGL wird von der LED-Stromerfassungsschaltung CSC, der Treiberlogikschaltung DL und dem Low-Side-Treiber DRVL erzeugt. In der Normalperiode Tnrl ist das Low-Side-Gate-Signal VGL ein PWM-Signal (Pulsweitenmodulation), dessen Pulsbreite mit der Zeit variiert. In der LED-Offen-Periode Topen ist das Low-Side-Gate-Signal VGL kein eigenständiges PWM-Signal, sondern ein Signal, bei dem die Low-Pegel-Periode LL länger ist als die High-Pegel-Periode LH. Das Low-Side-Gate-Signal VGL wird so gesteuert, dass es in einer komplementären Beziehung zum High-Side-Gate-Signal VGH steht, unabhängig von der Normalperiode Tnrl oder der LED-Offen-Periode Topen. Das heißt, das Low-Side-Gate-Signal VGL steht in einer umgekehrten Polaritätsbeziehung zum High-Side-Gate-Signal VGH. In der LED-Offen-Periode Topen beträgt die Low-Pegel-Periode LL z.B. 80 µs und die High-Pegel-Periode LH z.B. 250 ns. Das heißt, die Low-Level-Periode LL ist viel länger als die High-Level-Periode LH. Die High-Pegel-Periode LH des Low-Side-Gate-Signals VGL wird deshalb vergleichsweise kurz gewählt, weil sie nur so lang sein muss, um eine ausreichende Einschaltdauer des Low-Side-Transistors M2 zur Erkennung eines offenen Zustands der LED zu gewährleisten. Das Schaltsignal VSW hängt vom Betrieb sowohl des Transistors M1, der durch das High-Side-Gate-Signal VGH ein- und ausgeschaltet wird, als auch des Low-Side-Transistors M2 ab, der durch das Low-Side-Gate-Signal VGL ein- und ausgeschaltet wird. Im Wesentlichen weist das Schaltsignal VSW weitgehend die gleiche Wellenform wie das High-Side-Gate-Signal VGH auf.
    • (e) Die LED-Spannung VLED ist die Spannung, die der LED zugeführt wird, und ist die Spannung VSNSN, die auf der Niederpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes RA, d.h. am externen Anschluss SNSN, auftritt. In der Normalperiode Tnrl ist die LED-Spannung VLED eine Dreieckspannung, die den Spitzenwert Vp (Ip), den unteren Wert Vb (Ib) und die Durchschnittsspannung Vave als reguläre Spannungen hat. In der LED-Offen-Periode Topen beträgt die LED-Spannung VLED 0 V. Die LED-Spannung VLED ist eine Dreiecksspannung mit dem Spitzenwert Vp (Ip), dem unteren Wert Vb (Ib) und der mittleren Spannung Vave als reguläre Spannungen. Bei der Rückkehr aus der LED-Offen-Periode Topen in die Normalperiode Tnrl kehrt die LED-Spannung VLED in den Normalzustand zurück, in dem sie sich an sich befindet.
    • (f) Der erste Schwellenwert Vopen ist die Spannung, die an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des ersten Vergleichers COMP1 angelegt wird. Der erste Schwellenwert Vopen weist zwei Spannungen auf, nämlich eine erste Schwellenspannung Vopen1 und eine zweite Schwellenspannung Vopen2, und wird so geschaltet, dass die erste Schwellenspannung Vopen1 in der Normalperiode Tnrl und die zweite Schwellenspannung Vopen2 in der LED-offenen Periode Topen liegt. Insbesondere wird der erste Schwellenwert Vopen synchron mit einem Schaltsignal wie dem Flip-Flop-Signal VFF oder dem Schaltsignal VSW in der Periode geschaltet, in der der erste Vergleicher COMP1 eine offene LED detektiert, d.h. in der Periode, in der das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 des ersten Vergleichers COMP1 auf hohem Pegel ist. Der erste Schwellwert Vopen 1 ist z.B. auf etwa 10 mV und der zweite Schwellwert Vopen 2 ist z.B. auf etwa 150 mV eingestellt.
    • (g) Das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 wird vom ersten Vergleicher COMP1 ausgegeben. Das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 hängt von der Spannung VSNSN ab, die dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss (+) des ersten Vergleichers COMP1 zugeführt wird, sowie von der Spannung (VSNSP - Vopen), die seinem invertierenden Eingangsanschluss (-) zugeführt wird. Dementsprechend ist das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 auf hohem oder niedrigem Pegel, je nachdem, ob die Spannung VSNSN höher oder niedriger als die Spannung (VSNSP - Vopen) ist. Das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP1 ist auf Low-Pegel eingestellt, wenn der Betrieb der LED normal ist, und auf High-Pegel, wenn die LED im offenen Zustand ist.
    • (h) Das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 wird von dem zweiten Vergleicher COMP2 ausgegeben. Der zweite Vergleicher COMP2 gibt einen hohen Pegel aus, wenn der untere Wert Vb von (e) der LED-Spannung VLED erkannt wird. Das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 hängt von der Spannung (VSNSN + Vset), die dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss (+) des zweiten Vergleichers COMP2 zugeführt wird, sowie von der Spannung VSNSP, die seinem invertierenden Eingangsanschluss (-) zugeführt wird, ab. Dementsprechend ist das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 auf hohem oder niedrigem Pegel, je nachdem, ob die Spannung (VSNSN + Vset) höher bzw. niedriger als die Spannung VSNSP ist. Das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 verschiebt sich zum Zeitpunkt t9 in der LED-offenen Periode Topen von High-Pegel auf Low-Pegel. Nach der Rückkehr von der LED-Offen-Periode Topen zur Normalperiode Tnrl wechselt das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 zum Zeitpunkt t25 vom Low-Pegel zum High-Pegel, wenn die LED-Spannung VLED den unteren Wert Vb erreicht.
    • (i) Das ODER-Signal VOR wird von der ODER-Schaltung OR ausgegeben. Das ODER-Signal VOR wird durch eine ODER-Verknüpfung zwischen dem Ausgangssignal VCOMP1 des ersten Vergleichers COMP1 und dem Ausgangssignal VCOMP2 des zweiten Vergleichers COMP2 erzeugt. Das ODER-Signal VOR ist auf High-Pegel, wenn mindestens eines der Vergleicher-Ausgangssignale VCOMP1 und VCOMP2 auf High-Pegel ist. Dementsprechend bleibt das ODER-Signal VOR in der LED-Offen-Periode Topen auf High-Pegel. Auch nach der Rückkehr von der LED-Offen-Periode Topen in die Normalperiode Tnrl bleibt das ODER-Signal VOR auf hohem Pegel, bis zum Zeitpunkt t24, wenn (3) festgestellt wird, dass die LED-Spannung VLED den Normalwert aufweist, d.h. wenn die LED-Spannung VLED den ersten Schwellenwert Vopen überschreitet. Im Normalzustand nach dem Zeitpunkt t24 ist das ODER-Signal VOR äquivalent zum Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2. Das ODER-Signal VOR wirkt als das, was allgemein als Set-Signal SET bezeichnet wird, um das Flip-Flop FF so zu setzen, dass die LED-Spannung VLED ansteigt.
    • (j) Das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP3 wird vom dritten Vergleicher COMP3 ausgegeben. Der dritte Vergleicher COMP3 gibt einen hohen Pegel aus, wenn der Spitzenwert Vp von (e) der LED-Spannung VLED erkannt wird. Insbesondere hängt das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP3 von der Spannung (VSNSN + Vrst) ab, die dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des dritten Vergleichers COMP3 zugeführt wird, sowie von der Spannung VSNSP, die seinem nichtinvertierenden Eingangsanschluss (+) zugeführt wird. Dementsprechend ist das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 auf niedrigem oder hohem Pegel, je nachdem, ob die Spannung (VSNSN + Vrst) höher bzw. niedriger als die Spannung VSNSP ist. Folglich ist das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP3 zu den Zeitpunkten t3, t5, t24 und t26 in der Normalperiode Tnrl auf High-Pegel. Zu jedem anderen Zeitpunkt befindet sich das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP3 auf Low-Pegel. Das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP3 wirkt als das, was allgemein als Reset-Signal RST bezeichnet wird, um das Flip-Flop FF zurückzusetzen, so dass die LED-Spannung VLED abfällt.
    • (k) Das Flip-Flop-Signal VFF wird durch das Flip-Flop FF erzeugt. Das Flip-Flop-Signal VFF dient als Referenzsignal zur Erzeugung des High-Side-Gate-Signals VGH, des Low-Side-Gate-Signals VGL, des Schaltgate-Signals VSW und des Latch-Signals SLATCH.
    • (l) Ein Zwangsrücksetzsignal FRST wird vom dritten Zähler COUNT3, der Teil der Steuerlogikschaltung CL ist, der Maskierungsschaltung MASK zugeführt. Das Zwangsrücksetzsignal FRST wird auf High-Pegel ausgegeben, wenn das Flip-Flop-Signal VFF für eine vorbestimmte Zeit T3 auf High-Pegel bleibt. Dementsprechend ist das Zwangsrücksetzsignal FRST zu den Zeitpunkten t9, t13 und t18 auf High-Pegel./
    • (m) Das Signal Sopen zur Aktivierung/Deaktivierung /Enable/Disable) der Offen-Erkennung zeigt an, ob die Erkennung eines offenen LED-Zustands aktiviert ist oder nicht. Die Anzeige DIS(„0“) zeigt an, dass keine Erkennung eines offenen Zustands durchgeführt wird. Dies bedeutet mit anderen Worten, dass das von der Maskierungsschaltung MASK ausgegebene nicht dargestellte Maskierungssignal gültig bleibt. Die Angabe EN(„1“) zeigt an, dass eine Erkennung eines offenen Zustands erfolgt. Dies bedeutet mit anderen Worten, dass das nicht dargestellte Maskierungssignal, das von der Maskierungsschaltung MASK ausgegeben wird, ungültig gehalten wird. Das Offen-Erkennungs-Freigabe/Deaktivierungssignal Sopen bleibt nach einem Anstieg oder Abfall des Flip-Flop-Signals VFF für eine vorbestimmte Zeit T4 im Zustand DIS („0“). Hier umfasst das Ziel der Maskierung, d.h. die Schaltungsblöcke, deren Schaltungsbetrieb gesperrt gehalten wird, mindestens die LED-Stromerfassungsschaltung CSC und insbesondere den zweiten Vergleicher COMP2, der den unteren Wert Ib des LED-Stroms ILED erfasst.
    • (n) Das Verriegelungssignal SLATCH wird von der Verriegelungsschaltung LATCH in der Steuerlogikschaltung CL erzeugt. Das Latch-Signal SLATCH wird als Zählstartsignal für den ersten Zähler COUNT1 verwendet.
    • (o) Ein LED-Verbindungsstatus-Benachrichtigungs-Flagsignal VSG wird durch das Benachrichtigungsmittel SGC erzeugt und über das externe Terminal SG ausgegeben. Das LED-Verbindungsstatus-Benachrichtigungs-Flagsignal VSG wird von der integrierten Schaltung 210 ausgegeben, z.B. durch Ertönen oder durch Aufleuchten, Erlöschen oder Blinken einer Lampe.
  • Die in 30 gezeigten Signale und Spannungen sind bisher einzeln beschrieben worden. Nun werden die in 30 dargestellten relevanten Zeitpunkte der Reihe nach beschrieben. Zunächst wird eine Beschreibung der Normalperiode Tnrl zwischen den Zeitpunkten t1 bis t7 gegeben.
  • Der Zeitpunkt t1 ist der Zeitpunkt, zu dem sich das Freigabesignal VEN von niedrigem Pegel auf hohen Pegel verschiebt. Wenn das Freigabesignal VEN vom Low-Pegel auf den High-Pegel wechselt, geht der Schaltungsbetrieb des lichtemittierenden Elements, das die Steuerschaltungsvorrichtung 200 oder 200A ansteuert, in den offenen Zustand über. Zum Zeitpunkt t1 wechselt das High-Side-Gate-Signal VGH von Low-Pegel auf High-Pegel, während das Low-Side-Gate-Signal VGL auf Low-Pegel bleibt. Zum Zeitpunkt t1, wenn das Schaltsignal VSW vom Low-Pegel zum High-Pegel wechselt, beginnt ein Strom durch die Induktivität L3 zu fließen, und die LED-Spannung VLED steigt allmählich an. Zum Zeitpunkt t1 verschieben sich die Vergleicher-Ausgangssignale VCOMP1 und VCOMP2, das ODER-Signal VOR und das Flip-Flop-Signal VFF vom Low-Pegel zum High-Pegel. Zum Zeitpunkt t1 sind das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP3, das Zwangsrücksetzsignal FRST und das Latch-Signal SLATCH auf Low-Pegel. Zum Zeitpunkt t1 ist das LED-Verbindungsstatus-Benachrichtigungs-Flagsignal VSG auf High-Pegel, was den Normalzustand anzeigt.
  • Der Zeitpunkt t2 ist der Zeitpunkt, zu dem (e) die LED-Spannung VLED den unteren Wert Vb (Ib) erreicht. Der untere Wert Vb (Ib) wird durch den zweiten Vergleicher COMP2 erfasst. Dementsprechend werden zum Zeitpunkt t2 Pegelverschiebungen im Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 und im ODER-Signal VOR beobachtet, die beide zu diesem Zeitpunkt vom hohen Pegel zum niedrigen Pegel wechseln.
  • Die Zeitpunkte t3 und t5 sind die Zeitpunkte, zu denen die LED-Spannung VLED den Spitzenwert Vp (Ip) erreicht. Der Spitzenwert Vp (Ip) wird durch den dritten Vergleicher COMP3 erfasst. Wenn der Spitzenwert Vp (Ip) erkannt wird, wechselt das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP3 von niedrigem Pegel zu hohem Pegel. Wenn die LED-Spannung VLED den Spitzenwert Vp (Ip) erreicht, wird die LED-Spannung VLED so gesteuert, dass sie sofort auf den unteren Wert Vb (Ib) abfällt und somit das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP3 vorübergehend auf hohem Pegel gehalten wird. Zu den Zeitpunkten t3 und t5 verschiebt sich (b) das High-Side-Gate-Signal VGH, (d) das Schaltsignal VSW und (k) das Flip-Flop-Signal VFF vom High-Pegel auf den Low-Pegel und (c) das Low-Side-Gate-Signal VGL vom Low-Pegel auf den High-Pegel.
  • Die Zeitpunkte t4 und t6 sind die Zeitpunkte, zu denen die LED-Spannung VLED den unteren Wert Vb (Ib) erreicht. Der untere Wert Vb (Ib) wird durch den zweiten Vergleicher COMP2 erfasst. Wenn der untere Wert Vb (Ib) erkannt wird, wechselt das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 von niedrigem Pegel zu hohem Pegel. Wenn die LED-Spannung VLED den unteren Wert Vb (Ib) erreicht, wird die LED-Spannung VLED so gesteuert, dass sie sofort auf den Spitzenwert Vp (Ip) ansteigt und somit das Vergleicher-Ausgangssignal VCOMP2 vorübergehend auf hohem Pegel gehalten wird. Zu den Zeitpunkten t4 und t6 (b) verschiebt sich das High-Side-Gate-Signal VGH, (d) das Schaltsignal VSW und (k) das Flip-Flop-Signal VFF vom Low-Pegel zum High-Pegel, und (c) das Low-Side-Gate-Signal VGL verschiebt sich vom High-Pegel zum Low-Pegel.
  • Der Zeitpunkt t7 ist der Zeitpunkt, der die Grenze zwischen der Normalperiode Tnrl und der LED-offen Periode Topen markiert. Das heißt, der Zustand vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t7 ist der Normalzustand, und der Zustand vom Zeitpunkt t7 bis zum Zeitpunkt t22 ist der anormale Zustand.
  • Der Zeitpunkt t8 ist der Zeitpunkt eine vorbestimmte Zeit T2 nach dem Zeitpunkt t6, zu dem sich das Flip-Flop-Signal VFF vom Low-Pegel zum High-Pegel verschiebt. Die Länge der Zeit T2 ist eine Designwahl und wird z.B. so eingestellt, dass T2 = 10µs. Die Länge der Zeit T2 dient als Referenzzeit, relativ zu deren Länge bestimmt wird, ob sich die LED im offenen Zustand befindet oder nicht, und wenn die Zeit T2 überschritten wird, wird die High-Pegel-Dauer des Flip-Flop-Signals VFF auf eine vorbestimmte Zeit T3 eingestellt. Die Länge der Zeit T2 wird auf eine Stelle oder mehr als die Zeit einer Periode (z.B. 0,5 µs) des Flip-Flop-Signals VFF in der Normalperiode Tnrl eingestellt. Dadurch ist es möglich, die Genauigkeit der Unterscheidung zwischen normalem und abnormalem Betrieb der LED zu erhöhen. Die Zeit T2 wird durch den Sekundenzähler COUNT2.X gesetzt.
  • Die Zeitpunkte t9 bis t21 sind die Zeitpunkte, zu denen im anormalen (offenen) Zustand der LED die jeweiligen High- und Low-Pegel-Zeiten des Flip-Flop-Signals VFF, des High-Side-Gate-Signals VGH, des Low-Side-Gate-Signals VGL und des Schaltsignals VSW gesetzt werden. Die jeweiligen High-Pegel- und Low-Pegel-Zeiten des High-Side-Gate-Signals VGH, des Low-Side-Gate-Signals VGL und des Schaltsignals VSW werden durch das Flip-Flop-Signal VFF eindeutig gesetzt. Die Zeit T3 (zwischen den Zeitpunkten t6 und t9, zwischen den Zeitpunkten t11 und t13 und zwischen den Zeitpunkten t15 und t18) ist die Zeit, in der sich das Flip-Flop-Signal VFF auf High-Pegel befindet, wobei das High-Side-Gate-Signal VGH in der High-Pegel-Periode HH und der High-Side-Transistor M1 im Ein-Zustand ist. Die Zeit T5 (zwischen den Zeitpunkten t9 und t11, zwischen den Zeitpunkten t13 und t15 und zwischen den Zeitpunkten t18 und t20) ist die Zeit, in der das Flip-Flop-Signal VFF auf Low-Pegel liegt, wobei das Low-Side-Gate-Signal VGL in der High-Pegel-Periode LH und der Low-Side-Transistor M2 im Ein-Zustand ist.
  • Zwischen den Zeitpunkten t1 und t9 sowie zwischen den Zeitpunkten t24 und t27 liegen Perioden (DIS(„0“ )), in denen keine Erkennung des LED-Verbindungsstatus erfolgt. Der Zeitraum, in dem keine Erkennung des LED-Verbindungsstatus durchgeführt wird, liegt zwischen den Zeitpunkten t9 und t10, zwischen den Zeitpunkten t11 und t12, zwischen den Zeitpunkten t13 und t14, zwischen den Zeitpunkten t15 und t16, zwischen den Zeitpunkten t18 und tl9 und zwischen den Zeitpunkten t20 und t21. Diese Perioden entsprechen Schaltperioden, bei denen das Flip-Flop-Signal VFF von Low-Pegel zu High-Pegel oder von High-Pegel zu Low-Pegel wechselt, und sind Perioden, in denen Schaltrauschen auftreten können. Um eine Beeinträchtigung der Genauigkeit der Erkennung des Verbindungsstatus aufgrund von Schaltrauschen zu vermeiden, wird die Erkennung einer offenen LED in diesen Perioden vermieden.
  • Nach dem Zeitpunkt t22 ist ein Zeitraum nach der Rückkehr zur Normalperiode Tnrl. Die Schaltungsoperation ist dann ähnlich wie die zwischen den Zeitpunkten t1 und t7, und daher wird keine überlappende Beschreibung wiederholt.
  • Die Signale, Spannungen u.ä. an relevanten Knoten in 25 bis 29 wurden unter Bezugnahme auf 30 beschrieben. Wie oben beschrieben, wird eine erfindungsgemäße Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente für der Erfassung des Verbindungsstatus einer LED so konfiguriert, dass sowohl durch die Messung der Hochpegelzeit des von der Ausgangsseite eines Schaltreglers extrahierten Schaltsignals als auch durch die Erfassung des durch die LED fließenden LED-Stromes festgestellt wird, ob sich die LED im Normalzustand oder im anormalen Zustand befindet. Dadurch ist es möglich, eine höhere Prüfgenauigkeit zu erreichen.
  • < Erstes Verpackungsbeispiel >
  • 31 ist ein Diagramm (Ansicht in der xy-Ebene), das ein erstes Beispiel für die Verpackung der LED- Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 (die als Ansteuerschaltungsvorrichtung 200 und 200A für lichtemittierende Elemente verstanden werden kann) zeigt. In der folgenden Beschreibung wird die Links-Rechts-Achse quer zur Ebene des Diagramms als die x-Achse definiert (d.h. die Links-Rechts-Achse in Bezug auf die LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100), und die Oben-Unten-Achse quer zur Ebene des Diagramms wird als y-Achse definiert (d.h. die Oben-Unten-Achse in Bezug auf die LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100).
  • Im ersten Verpackungsbeispiel wird als Gehäuse der LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 ein HTSSOP mit 16 Stiften verwendet. Entlang der linken Seite des Gehäuses d.h. der Verpackung befinden sich von oben nach unten ein CP-Pin (Pin-1), ein VIN-Pin (Pin-2), ein RT-Pin (Pin-3), ein COMP-Pin (Pin-4), ein GND-Pin (Pin-5), ein DCDIM-Pin (Pin-6), ein EN/PWM-Pin (Pin-7) und ein SG-Pin (Pin-8). Andererseits sind auf der rechten Seite des Gehäuses von oben nach unten ein SNSN-Pin (Pin-9), ein SNSP-Pin (Pin-10), ein PGND-Pin (Pin-11), ein GL-Pin (Pin-12), ein VDRV5-Pin (Pin-13), ein BOOT-Pin (Pin-14), ein SW-Pin (Pin-15) und ein GH-Pin (Pin-16) vorgesehen.
  • Ein im Gehäuse versiegelter bzw. abgedichteter Halbleiterchip 100a ist auf einer Insel 100b montiert. Der Halbleiterchip 100a ist mit den Pads P1 bis P16 versehen, um eine elektrische Verbindung mit der Außenseite des Chips herzustellen.
  • Zwei der Pads P1 sind entlang der x-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über einen Draht W1 mit dem CP-Pin (Pin-1) verbunden. Zwei der Pads P2 sind entlang der x-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über einen Draht W2 mit dem VIN-Pin (Pin-2) verbunden. Das Pad P3 ist über einen Draht W3 mit dem RT-Pin (Pin-3) verbunden. Das Pad P4 ist über eine Leitung W4 mit dem COMP-Pin (Pin-4) verbunden. Zwei der Pads P5 sind in der y-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über einen Draht W5 mit dem GND-Pin (Pin-5) verbunden. Zwei der Pads P6 sind entlang der y-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über einen Draht W6 mit dem DCDIM-Pin (Pin-6) verbunden. Das Pad P7 ist über einen Draht W7 mit dem EN/PWM-Pin (Pin-7) verbunden. Das Pad P8 ist über einen Draht W8 mit dem DMS-Pin (Pin-8) verbunden.
  • Das Pad P9 ist über einen Draht W9 mit dem SNSN-Pin (Pin-9) verbunden. Das Pad P10 ist über eine Leitung W10 mit dem SNSP-Pin (Pin-10) verbunden. Zwei der Pads P11 sind in der y-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über einen Draht W11 mit dem PGND-Pin (Pin-11) verbunden. Das Pad P12 ist über einen Draht W12 mit dem GL-Pin (Pin-12) verbunden. Zwei der Pads P13 sind in der y-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über einen Draht W13 mit dem VDRV5-Pin (Pin-13) verbunden. Das Pad P14 ist über einen Draht W14 mit dem BOOT-Pin (Pin-14) verbunden. Zwei der Pads P15 sind auf der y-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über einen Draht W15 mit dem SW-Pin (Pin-15) verbunden. Das Pad P16 ist über einen Draht W16 mit dem GH-Pin (Pin-16) verbunden.
  • Die Pads P1 bis P16 sind in einem äußeren Randbereich des Halbleiterchips 100a so angeordnet, so dass die ihnen jeweils entsprechenden Drähte W1 bis W16 so kurz wie möglich sind, mit der Ausnahme, dass die Pads P13 und P14 etwas näher an der Mitte des Halbleiterchips 100a angeordnet sind als die anderen Pads.
  • Wenn die Rahmenbereiche innerhalb des Gehäuses betrachtet werden, sind der VIN-Pin (Pin-2) und der EN/PWM-Pin (Pin-7), die sich gegenüber der oberen linken bzw. unteren linken Ecke der Insel 100b befinden, beide größer als der RT-Pin (Pin-3), der COMP-Pin (Pin-4), der GND-Pin (Pin-5) und der DCDIM-Pin (Pin-6), die sich gegenüber der linken Seite der Insel 100b befinden. Genauer gesagt weisen Pin-2 und Pin-7 einen hervorstehenden Teil auf, der sich entlang der x-Achse weiter erstreckt als dies die Pin-3 bis Pin-6 tun.
  • Ebenso sind der SNSP-Pin (Pin-10) und der SW-Pin (Pin-15), die sich gegenüber der rechten unteren bzw. rechten oberen Ecke der Insel 100b befinden, beide größer als der PGND-Pin (Pin-11), der GL-Pin (Pin-12), der VDRV5-Pin (Pin-13) und der BOOT-Pin (Pin-14), die sich gegenüber der rechten Seite der Insel 100b befinden. Genauer gesagt haben Pin-10 und Pin-15 einen hervorstehenden Teil, der sich entlang der x-Achse weiter erstreckt als dies Pin-11 bis Pin-14 tun.
  • Als nächstes werden die Positionen von Pin-1 bis Pin-16 relativ zur Insel 100b, gesehen entlang der x-Achse, beschrieben. Pin-2 bis Pin-7 und Pin-10 bis Pin-15 überlappen sich jeweils zumindest teilweise mit der Insel 100b, gesehen entlang der x-Achse. Andererseits überlappt sich keiner von Pin-1, Pin-8, Pin-9 und Pin-16 mit der Insel 100b, gesehen entlang der x-Achse.
  • Als nächstes werden die Positionen von Pin-1 bis Pin-16 relativ zur Insel 100b, gesehen entlang der y-Achse, beschrieben. Pin-1, Pin-2, Pin-7 bis Pin-10, Pin-15 und Pin-16 überlappen sich jeweils zumindest teilweise mit der Insel 100b, gesehen entlang der y-Achse. Andererseits überlappt sich keiner von Pin-3 bis Pin-6 und Pin-11 bis Pin-14 mit der Insel 100b, gesehen entlang der y-Achse.
  • Im Inneren des Gehäuses d.h. der Verpackung sind zwischen dem CP-Pin (Pin-1) und dem GH-Pin (Pin-16) sowie zwischen dem SG-Pin (Pin-8) und dem SNSN-Pin (Pin-9) jeweils Stützrahmen 100c und 100d ausgebildet, die die Insel 100b entlang der y-Achse abstützen.
  • 32 ist ein Diagramm (Ansicht in der xy-Ebene), das ein Beispiel für das Schaltungslayout des Halbleiterchips 100a zeigt. Die Pad-Anordnung im Diagramm entspricht der in 31. Die Bezugszeichen, die an den Kästchen mit gestrichelten Linien im Diagramm angebracht sind, entsprechen den Bezugszeichen, die an den verschiedenen Schaltungselementen in 2 angebracht sind. In der folgenden Beschreibung wird die Links-Rechts-Achse über die Ebene des Diagramms als x-Achse (d.h. die Links-Rechts-Achse in Bezug auf den Halbleiterchip 100a) und die oben-unten-Achse über die Ebene des Diagramms als y-Achse (d.h. die oben-unten-Achse in Bezug auf den Halbleiterchip 100a) definiert.
  • Wie in 32 dargestellt, sind auf dem Halbleiterchip 100a in einem Bereich (Bereich rechts oben) des Halbleiterchips 100a Rauschsystemschaltungen a1 mit hoher Durchbruchspannung konzentriert, die eine Rauschquelle sein können (d.h. der Oszillator 103, der OCP-Schaltkreis 107, der BOOTVULO-Schaltkreis 110, der Steuerlogikschaltkreis 112, der Treiberlogikschaltkreis (auch als Pegelschieber gedoppelt) 113, der High-Side-Treiber 115 und der Low-Side-Treiber 116 zusammen mit dem Transistor N11 und den Dioden D11 und D12).
  • Die High-Side- und Low-Side-Treiber 115 und 116 können in Bereichen direkt unter dem Pad P16 (GH) bzw. dem Pad P12 (GL) gebildet werden, um die Ausgangsleiter der High-Side- und Low-Side-Treiber 115 und 116 so kurz wie möglich zu machen. Die Diode D12 kann näher am Pad P1 (CP) angeordnet werden als die anderen Schaltungselemente. Anstelle der Diode D12 kann auch ein Transistor verwendet werden. Die Steuerlogikschaltung 112 kann in einem zentralen Bereich auf dem Halbleiterchip 100a gebildet werden. Der Oszillator 103 kann neben der Steuerlogikschaltung 112 gebildet werden, um die Taktsignalleitung so kurz wie möglich zu machen.
  • Andererseits werden die Schaltungen a2 des Niedrigsignal-Systems (der Referenzspannungsgenerator 101, der Konstantspannungsgenerator 102, der TSD-Schaltkreis 104, der VINUVLO-Schaltkreis 105, der VDRV5UVLO-Schaltkreis 106, der LED-Kurzdetektor 108, der LED-Offen-Detektor 109, der EN/PWM-Controller 111, der Stromerfassungsvergleicher 114, die DMS-Ausgangsschaltung 117, der DC-Dimmer 118, der F/V-Wandler 119, die SSM-Schaltung 120, der Fehlerverstärker 121 und der Detektionswertsetzer 122) in einem linken und einem unteren Bereich auf dem Halbleiterchip 100a ausgebildet.
  • Jeder Schaltungsblock kann an einer geeigneten Stelle gebildet werden, um die Verdrahtungsabstände zu den daran angeschlossenen Pads so kurz wie möglich zu machen. Zum Beispiel kann der Konstantspannungsgenerator 102 näher am Pad P2 (VIN) gebildet werden als die anderen Schaltungsblöcke. Die TSD-Schaltung 104 kann etwas näher zur Mitte des Halbleiterchips 100a hin gebildet werden, so dass sie die Sperrschichttemperatur Tj des Halbleiterchips 100a genau messen kann.
  • Die Rauschsystemschaltungen mit hoher Durchbruchspannung sind von den Schaltungen a2 des Niedrigsignal-Systems durch eine Pufferzone a3 getrennt. Dadurch ist es möglich, die Rauschausbreitung von den Schaltungen a1 mit hoher Durchbruchspannung zu den Niedrigsignalsystem-Schaltungen a2 zu begrenzen.
  • 33 ist ein Diagramm, das die vertikale Struktur der Pufferzone a3 zeigt. Wie dort dargestellt, kann die Pufferzone a3 mit einer n-Typ Wanne und einer p-Typ Kollektorwand gebildet werden, die jeweils mit dem Masseanschluss GND verbunden sind. Wenn diese Pufferzone a3 vorgesehen ist, wird selbst dann, wenn ein n-Typ-Halbleiterbereich in den Rauschsystemschaltungen a1 mit hoher Durchbruchspannung unter dem Einfluss von Rauschen auf negatives Potential kommt und ein parasitärer Transistor Q1 (ein npn-Typ-Bipolartransistor) mit diesem Bereich als Emitter eingeschaltet wird, sein Kollektorstrom nicht aus dem n-Typ-Halbleiterbereich in den Niedrigsignalsystem-Schaltungen a2, sondern aus der n-Typ-Wanne in der Pufferzone a3 gezogen. Dadurch ist es möglich, die Rauschausbreitung von den Rauschsystemschaltungen a1 mit hoher Durchbruchspannung zu den Niedrigsignalsystem-Schaltungen a2 zu begrenzen.
  • < Zweites Verpackungsbeispiel >
  • 34 ist ein Diagramm (Ansicht in der xy-Ebene), das ein zweites Beispiel für das Packaging (d.h. Unterbringung in einem Gehäuse) der LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 (die als Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente 200 oder 200A verstanden werden kann) zeigt. In der folgenden Beschreibung wird die Links-Rechts-Achse quer zur Ebene des Diagramms als x-Achse definiert (d.h. die Links-Rechts-Achse in Bezug auf die LED-Ansteuervorrichtung 100), und die Oben-Unten-Achse quer zur Ebene des Diagramms wird als y-Achse definiert (d.h. die Oben-Unten-Achse in Bezug auf die LED-Ansteuervorrichtung 100).
  • Im zweiten Verpackungsbeispiel wird als Gehäuse des LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 ein 24-poliges VQFN (sehr dünnes, vierfach flaches, bleifreies Gehäuse bzw. Packung) verwendet. Entlang der linken Seite des Gehäuses befinden sich von oben nach unten ein nicht angeschlossener Pin (Pin-1), ein RT-Pin (Pin-2), ein COMP-Pin (Pin-3), ein GND-Pin (Pin-4), ein nicht angeschlossener Pin (Pin-5) und ein DCDIM-Pin (Pin-6). Entlang der Unterseite des Gehäuses befinden sich von links nach rechts ein EN/PWM-Pin (Pin-7), ein SG-Pin (Pin-8), ein nicht angeschlossener Pin (Pin-9), ein SNSN-Pin (Pin-10), ein SNSP-Pin (Pin-11) und ein nicht angeschlossener Pin (Pin-12). Entlang der rechten Seite des Gehäuses sind von unten nach oben ein PGND-Pin (Pin-13), ein PGND-Pin (Pin-14), ein GL-Pin (Pin-15), ein VDRV5-Pin (Pin-16), ein BOOT-Pin (Pin-17) und ein nicht angeschlossener Pin (Pin-18) vorgesehen. Entlang der Oberseite des Gehäuses befinden sich von rechts nach links ein SW-Pin (Pin-19), ein GH-Pin (Pin-20), ein nicht angeschlossener Pin (Pin-21), ein CP-Pin (Pin-22), ein VIN-Pin (Pin-23) und ein VIN-Pin (Pin-24).
  • Ein im Gehäuse versiegelter bzw. abgedichteter Halbleiterchip 100a ist auf einer Insel 100e montiert. Der Halbleiterchip 100a ist der gleiche wie der in Bezug auf die 31 bis 33 beschriebene und ist mit den Pads P1 bis P16 versehen, um eine elektrische Verbindung mit der Außenseite des Chips herzustellen.
  • Zwei der Pads P1 sind entlang der x-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über einen Draht W1 mit dem CP-Pin (Pin-22) verbunden. Zwei der Pads P2 sind entlang der x-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über die Drähte 2a und 2b mit den beiden VIN-Pins (Pin-23 und Pin-24) verbunden. Das Pad P3 ist über einen Draht w3 mit dem RT-Pin (Pin-2) verbunden. Das Pad P4 ist über einen Draht W4 mit dem COMP-Pin (Pin-3) verbunden. Zwei der Pads P5 sind in der y-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über einen Draht W5 mit dem GND-Pin (Pin-4) verbunden. Zwei der Pads P6 sind entlang der y-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über einen Draht W6 mit dem DCDIM-Pin (Pin-6) verbunden. Das Pad P7 ist über einen Draht W7 mit dem EN/PWM-Pin (Pin-7) verbunden. Das Pad P8 ist über einen Draht W8 mit dem DMS-Pin (Pin-8) verbunden.
  • Das Pad P9 ist über einen Draht W9 mit dem SNSN-Pin (Pin-10) verbunden. Das Pad P10 ist über einen Draht W10 mit dem SNSP-Pin (Pin-11) verbunden. Zwei der Pads P11 sind entlang der y-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über die Drähte W11a und W11b mit den beiden PGND-Pins Iin-13 und Pin-14 verbunden). Das Pad P12 ist über einen Draht W12 mit dem GL-Pin (Pin-15) verbunden. Zwei der Pads P13 sind in der y-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über einen Draht W13 mit dem VDRV5-Pin (Pin-16) verbunden. Das Pad P14 ist über einen Draht W14 mit dem BOOT-Pin (Pin-17) verbunden. Zwei der Pads P15 sind entlang der y-Achse nebeneinander angeordnet und jeweils über einen Draht W15 mit dem SW-Pin (Pin-19) verbunden. Das Pad P16 ist über einen Draht W16 mit dem GH-Pin (Pin-20) verbunden.
  • Die Pads P1 bis P16 sind in einem äußeren Randbereich des Halbleiterchips 100a so angeordnet, dass die ihnen jeweils entsprechenden Drähte W1 bis W16 so kurz wie möglich sind, mit der Ausnahme, dass die Pads P13 und P14 etwas näher an der Mitte des Halbleiterchips 100a angeordnet sind als die anderen Pads.
  • Im zweiten Gehäusebeispiel (34) ist es aufgrund der erhöhten Anzahl von 24 Pins im Vergleich zu 16 im ersten Gehäusebeispiel (31) möglich, die Anzahl der Pins derselben Funktion zu erhöhen, um eine Vielzahl von ihnen bereitzustellen (z.B. VIN-Pins und PGND-Pins). Selbstverständlich ist es vorzuziehen, die Pads P1 bis P16 mit den den Pads P1 bis P16 jeweils gegenüber liegenden Pins eins zu eins zu verbinden, um die Legelängen der Drähte W1 bis 16 so klein wie möglich zu machen, und nicht so, dass sie Pin-1 bis Pin-16 eins zu eins entsprechen.
  • Als nächstes werden die Positionen von Pin-1 bis Pin-24 relativ zur Insel 100e, gesehen entlang der x-Achse, beschrieben. Pin-1 bis Pin-6 und Pin-13 bis Pin-18 überlappen sich jeweils zumindest teilweise mit der Insel 100e, gesehen entlang der x-Achse. Auf der anderen Seite überlappt sich keiner von Pin-7 bis Pin-12 und Pin-19 bis Pin-24 mit der Insel 100e, gesehen entlang der x-Achse.
  • Als nächstes werden die Positionen von Pin-1 bis Pin-24 relativ zur Insel 100e, gesehen entlang der y-Achse, beschrieben. Pin-7 bis Pin-12 und Pin-19 bis Pin-24 überlappen sich jeweils zumindest teilweise mit der Insel 100e, gesehen entlang der y-Achse. Auf der anderen Seite überlappt sich keines von Pin-1 bis Pin-6 und Pin-13 bis Pin-18 mit der Insel 100e, gesehen entlang der y-Achse.
  • Im Inneren des Gehäuses sind zwischen dem nicht verbundenen Pin (Pin-1) und dem VIN-Pin (Pin-24), zwischen dem DCDIM-Pin (Pin-6) und dem EN/PWM-Pin (Pin-7), zwischen dem nicht verbundenen Pin (Pin-12) und dem PGND-Pin (Pin-13) und zwischen dem nicht verbundenen Pin (Pin-18) und dem SW-Pin (Pin-19) jeweils Stützrahmen 100f, 100g, 100h und 100i ausgebildet, die die Insel 100e entlang der y-Achse abstützen.
  • < Anwendungsbeispiele >
  • 35 ist ein Diagramm, das ein Anwendungsbeispiel für die LED Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 zeigt. Die bereits erwähnten Schaltungselemente sind durch die gleichen Bezugszeicheneichen wie in 1, auf die bereits Bezug genommen wurde, bezeichnet, und es wird keine überlappende Beschreibung wiederholt. Die folgende Beschreibung konzentriert sich auf neue Schaltungselemente (Widerstände R11 bis R18, Kondensatoren C11 und C12, Kondensatoren CIN1 bis CIN3, eine Induktivität LFIL1 und einen pnp-Typ Bipolartransistor Q0).
  • Die jeweiligen ersten Anschlüsse der Induktivität LFIL1 und des Kondensators CIN3 sind mit einem Anwendungsanschluss für die Eingangsspannung VIN verbunden. Der zweite Anschluss des Induktors LFIL1, die jeweiligen ersten Anschlüsse der Kondensatoren CIN1 und CIN2 und der Emitter des Transistors Q0 sind mit der Drain des Transistors N1 verbunden. Die jeweiligen zweiten Anschlüsse der Kondensatoren CIN1 bis CIN3 und die Basis des Transistors Q0 sind mit einem Anwendungsanschluss für die Massespannung GND verbunden. Diese Schaltungselemente ILFIL1, CIN1 bis CIN3 und Q0) bilden ein Eingangsfilter zur Eliminierung der Rauschkomponenten, die auf der Eingangsspannung VIN geführt werden.
  • Der Widerstand R11 ist zwischen dem Kollektor des Transistors Q0 und dem VIN-Pin der LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 angeschlossen. Der Widerstand R12 und der Kondensator C1 sind in Reihe zwischen dem CP-Pin und dem VIN-Pin der LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 geschaltet. Der Widerstand R13 ist zwischen dem DCDIM-Pin und dem VDRV5-Pin der LED- Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 geschaltet. Der Widerstand R14 ist zwischen dem DCDIM-Pin der LED- Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 und dem Anwendungsanschluss für die Massespannung GND geschaltet. Der Widerstand R15 ist zwischen dem EN/PWM-Pin und dem VDRV5-Pin der LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 angeschlossen. Der Widerstand R16 ist zwischen dem GH-Pin der LED- Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 und das Gate des Transistors N1 geschaltet. Der Widerstand R17 ist zwischen dem GL-Pin der LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 und dem Gate des Transistors N2 geschaltet. Der Widerstand R18 ist parallel zum Widerstand R4 geschaltet. Der Kondensator C11 ist zwischen dem Pin VIN der LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 und dem Anwendungsanschluss für die Massespannung GND angeschlossen. Der Kondensator C12 ist zwischen dem DCDIM-Pin der LED- Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 und dem Anwendungsanschluss für die Massespannung GND angeschlossen.
  • < Verdrahtungsmuster der Leiterplatte >
  • 36 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für das Verdrahtungsmuster auf der ersten Hauptfläche (Vorderseite) einer Leiterplatte (einer gedruckten Schaltungsplatine oder einer Modulplatte) zeigt, auf der die LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 montiert ist. Die in Graustufen dargestellten Bereiche sind Bereiche, in denen die auf der Platte verlegten Leiter (Verdrahtung) mit einem Isolierfilm (Lötmittelstopplack) beschichtet sind, und die schraffierten Bereiche sind Bereiche, in denen die Leiter (Verdrahtung) freiliegen und als Komponentenanbringungsbereiche dienen. Die rechteckigen Kästen mit gestrichelten Linien zeigen die Stellen an, an denen die in 35 gezeigten Schaltungselemente, auf die zuvor Bezug genommen wurde, angebracht werden.
  • Es ist vorzuziehen, dass die Schaltungselemente (die Widerstände R1 bis R3 und R13 bis R15 sowie die Kondensatoren C2 und C12), die mit Niedrigsignalsystem-Schaltungen verbunden sind, z.B. wie in 36 dargestellt, mit einen Niedrigsignalsystem-GND-Leiter verbunden sind, der von einem Energiesystem-GND-Leiter der LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung 100 getrennt ist. Der GND-Leiter des Energiesystems ist ein freier Leiter, der einen großen Teil der ersten Hauptfläche einnimmt und daher eine extrem niedrige Impedanz aufweist. Eine Verbindung einer Niedrigsignalsystem-Schaltung damit kann jedoch dazu führen, dass kleine Störungen auf dem GND-Leiter des Stromversorgungssystems den Betrieb der Niedrigsignalsystem-Schaltung negativ beeinflussen. Um dies zu vermeiden, ist es vorzuziehen, dass der GND-Leiter des Niedrigsignalsystems wie oben beschrieben als unabhängiger Leiter vorgesehen wird.
  • Es ist vorzuziehen, dass der Kondensator CIN1, der Teil des Eingangsfilters ist, näher am Transistor N1 angeordnet ist als die anderen Schaltungselemente, um Klingelrauschen im 70 und 80-MHz-Band zu reduzieren.
  • < Überblick >
  • Es folgt nun ein Überblick über die verschiedenen Ausführungsformen, die in der vorliegenden Beschreibung offenbart werden.
  • Nach einem Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, enthält eine Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente: eine Ansteuerlogikschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie eine Schaltausgangsstufe ansteuert und steuert, die so konfiguriert ist, dass sie eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung abwärts umwandelt, um die Ausgangsspannung an ein lichtemittierendes Element zu liefern; eine Ladungspumpen-Stromversorgung, die so konfiguriert ist, dass sie eine erhöhte Spannung erzeugt, die höher als die Eingangsspannung ist; und einen Stromerfassungsvergleicher, der so konfiguriert ist, dass er als Versorgungsspannung mit der erhöhten Spannung und der Ausgangsspannung versorgt wird und ein Stromerfassungssignal, das einem Induktorstrom in der Schaltausgangsstufe entspricht, direkt mit einem Spitzenerfassungswert und einem unteren Erfassungswert vergleicht, um ein Steuersignal für die Ansteuerlogikschaltung zu erzeugen. (Eine erste Konfiguration).
  • Vorzugsweise enthält die Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente der ersten oben beschriebenen Konfiguration ferner: einen Treiber, der so konfiguriert ist, dass er einen Ausgangsschalter in der Schaltausgangsstufe ein- und ausschaltet; und eine Bootstrap-Stromversorgung, die so konfiguriert ist, dass sie eine Schaltspannung mit einer rechteckigen Wellenform, die an einem Anschluss des Ausgangsschalters erscheint, anhebt, um eine Versorgungsspannung für den Treiber zu erzeugen. Vorzugsweise ist die Ladungspumpen-Stromversorgung so konfiguriert, dass sie von der Bootstrap-Stromversorgung mit elektrischer Ladung versorgt wird, um die erhöhte d.h. geboostete Spannung zu erzeugen. (Eine zweite Konfiguration).
  • Vorzugsweise enthält die Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente der ersten oder zweiten oben beschriebenen Konfiguration ferner: einen Frequenzrückkopplungs-Controller, der so konfiguriert ist, dass er den Spitzenerfassungswert und den unteren Erfassungswert so einstellt, dass die Schaltfrequenz der Schaltausgangsstufe auch bei schwankender Ausgangsspannung auf einem konstanten Wert bleibt. (Eine dritte Konfiguration).
  • In der Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente der dritten oben beschriebenen Konfiguration ist der Frequenzrückführungs-Controller vorzugsweise so konfiguriert, dass er die obere Grenze des Spitzenerfassungswerts und die untere Grenze des unteren Erfassungswerts in Übereinstimmung mit einem Ziel-Einstellwert für den dem lichtemittierenden Element zugeführten Ausgangsstrom variabel steuert. (Eine vierte Konfiguration).
  • Gemäß einem anderen Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, umfasst eine Ansteuervorrichtung für lichtemittierende Elemente: die Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente nach einer der oben beschriebenen ersten bis vierten Konfigurationen; und eine Schaltausgangsstufe, die so konfiguriert ist, dass sie von der Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente angesteuert und gesteuert wird. Die Ansteuervorrichtung für lichtemittierende Elemente versorgt ein lichtemittierendes Element mit einem konstanten Ausgangsstrom. (Eine fünfte Konfiguration).
  • Nach einem anderen Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, umfasst eine Lichtemissionseinrichtung: die Ansteuervorrichtung für lichtemittierende Elemente der fünften oben beschriebenen Konfiguration; und mindestens ein Lichtemissionselement, das durch die Ansteuervorrichtung für lichtemittierende Elemente angesteuert wird (eine sechste Konfiguration).
  • Vorzugsweise umfasst die oben beschriebene Lichtemissionseinrichtung der sechsten Konfiguration ferner: eine Kette lichtemittierender Elemente, die aus einer Vielzahl von in Reihe geschalteten lichtemittierenden Elementen besteht; eine Schaltmatrix, die so konfiguriert ist, dass sie die Vielzahl lichtemittierender Elemente einzeln beleuchtet und löscht; und einen Schalt-Controller, der so konfiguriert ist, dass er die Schaltmatrix steuert. (Eine siebte Konfiguration).
  • In der oben beschriebenen Lichtemissionseinrichtung der siebten Konfiguration sind die lichtemittierenden Elemente vorzugsweise Leuchtdioden oder organische EL-Elemente. (Eine achte Konfiguration).
  • Nach einem anderen Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, umfasst ein Fahrzeug: Lichtemissionseinrichtung in einer der oben beschriebenen sechsten bis achten Konfigurationen. (Eine neunte Konfiguration).
  • Bei dem Fahrzeug der neunten oben beschriebenen Konfiguration ist die Lichtemissionseinrichtung vorzugsweise mindestens ein Scheinwerfer, ein Tagfahrlicht, ein Schlusslicht, ein Bremslicht und/oder ein Abbiegelicht. (Eine zehnte Konfiguration).
  • Nach einem anderen Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, umfasst eine Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente: eine Ansteuerlogikschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie eine Schaltausgangsstufe ansteuert und steuert, die so konfiguriert ist, dass sie eine Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung erzeugt, um die Ausgangsspannung an ein lichtemittierendes Element zu liefern; einen Stromerfassungsvergleicher, der so konfiguriert ist, dass er ein Stromerfassungssignal, das einem Induktorstrom in der Schaltausgangsstufe entspricht, mit einem Spitzenerfassungswert und einem unteren Erfassungswert vergleicht, um ein Steuersignal für die Ansteuerlogikschaltung zu erzeugen; und einen Stromeinsteller, der so konfiguriert ist, dass er in Übereinstimmung mit einer ersten Zeit, nachdem das Stromerfassungssignal entweder den Spitzenerfassungswert oder den unteren Erfassungswert erreicht hat, einstellt, bis der Induktorstrom tatsächlich einen Extremwert, den anderen Extremwert des Induktorstroms, annimmt (Eine elfte Konfiguration).
  • In der Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente der elften oben beschriebenen Konfiguration enthält die Schaltausgangsstufe vorzugsweise einen Ausgangsschalter und einen Synchrongleichrichtungsschalter, und die erste Zeit ist eine Simultan-Aus-Zeit, nachdem das Stromerfassungssignal den unteren Erfassungswert erreicht hat und der Synchrongleichrichtungsschalter ausgeschaltet wird, bis der Ausgangsschalter eingeschaltet wird. (Eine zwölfte Konfiguration).
  • Bei der oben beschriebenen zwölften Konfiguration der Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente ist der Stromeinsteller vorzugsweise so konfiguriert, dass er entsprechend der ersten Zeit eine zweite Zeit, nachdem das Stromerfassungssignal den Spitzenerfassungswert erreicht, bis der Ausgangsschalter ausgeschaltet wird, einstellt (Eine dreizehnte Konfiguration).
  • Wenn in der Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente mit der oben beschriebenen dreizehnten Konfiguration, vorzugsweise, die Eingangsspannung durch VIN dargestellt wird, die Ausgangsspannung durch VOUT dargestellt wird, die erste Zeit durch T11 dargestellt wird und die zweite Zeit durch T12 dargestellt wird, dann ist T12 = [VOUT / (VIN - VOUT)] × T11. (Eine vierzehnte Konfiguration).
  • Gemäß einem anderen Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, umfasst eine Ansteuerungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente: die Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente von irgendeiner der oben beschriebenen elften bis vierzehnten Konfigurationen; und eine Schaltausgangsstufe, die so konfiguriert ist, dass sie von der Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente angesteuert und gesteuert wird. Die Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente versorgt ein lichtemittierendes Element mit einem konstanten Ausgangsstrom. (Eine fünfzehnte Konfiguration).
  • Nach einem anderen Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, umfasst eine Lichtemissionseinrichtung: die Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente gemäß der oben beschriebenen fünfzehnten Konfiguration; und mindestens ein lichtemittierendes Element. (Eine sechzehnte Konfiguration).
  • Vorzugsweise umfasst die oben beschriebene Lichtemissionseinrichtung der sechzehnten Konfiguration ferner: eine Kette lichtemittierender Elemente, die aus einer Vielzahl von in Reihe geschalteten lichtemittierenden Elementen besteht; eine Schaltmatrix, die so konfiguriert ist, dass sie die Vielzahl lichtemittierender Elemente einzeln erleuchtet und löscht; und eine Schaltersteuerung, die so konfiguriert ist, dass sie die Schaltmatrix steuert. (Eine siebzehnte Konfiguration).
  • In der voranstehend beschriebenen Lichtemissionseinrichtung der siebzehnten Konfiguration sind die lichtemittierenden Elemente vorzugsweise Leuchtdioden oder organische EL-Elemente. (Eine achtzehnte Konfiguration).
  • Nach einem anderen Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, umfasst ein Fahrzeug: die Lichtemissionseinrichtung nach einer der oben beschriebenen sechzehnten bis achtzehnten Konfiguration. (Eine neunzehnte Konfiguration).
  • Bei einem Fahrzeug der oben beschriebenen neunzehnten Konfiguration ist die Lichtemissionseinrichtung vorzugsweise mindestens ein Scheinwerfer, ein Tagfahrlicht, ein Schlusslicht, ein Bremslicht oder ein Abbiegelicht. (Eine zwanzigste Konfiguration).
  • Gemäß einem anderen Aspekt dessen, was in der vorliegenden Beschreibung offenbart wird, enthält eine Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente: einen High-Side-Transistor und einen Low-Side-Transistor, deren Hauptleitungspfade in der genannten Reihenfolge zwischen einem Energieanschluss und einem Massepotential in Reihe geschaltet sind; einen Taktsignalgenerator, der so konfiguriert ist, dass er ein Taktsignal erzeugt, das den High-Side- und den Low-Side-Transistor ansteuert, um sie komplementär ein- und auszuschalten; eine Induktivität, einen Stromerfassungswiderstand und einen Kondensator, die zwischen dem gemeinsamen Verbindungsknoten des High-Side- und des Low-Side-Transistors und dem Massepotential in Reihe geschaltet sind und durch ein am gemeinsamen Verbindungsknoten auftretendes Schaltsignal mit einem Strom versorgt werden; ein lichtemittierendes Element, das mit einer Spannungsquelle verbunden ist, die an einem Anschluss des Kondensators erscheint; einen ersten Vergleicher, der so konfiguriert ist, dass er eine Spannung erfasst, die an den Anschlüssen des Stromerfassungswiderstands erscheint; eine Stromerfassungsschaltung für lichtemittierende Elemente, die so konfiguriert ist, dass sie den Strom des lichtemittierenden Elements erfasst, der durch den Stromerfassungswiderstand fließt; und eine Schaltung zur Bestimmung der Dauer, die so konfiguriert ist, dass sie die Dauer des hohen Pegels oder des niedrigen Pegels in dem Schaltsignal misst. Die Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente gibt eine Meldung darüber aus, ob der Verbindungsstatus des lichtemittierenden Elements gut oder schlecht ist, basierend auf dem Vergleicher-Ausgangssignal von dem ersten Vergleicher und dem Ausgangssignal von der die Dauer bestimmenden Schaltung. (Eine einundzwanzigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente der einundzwanzigsten oben beschriebenen Konfiguration enthält die Stromerfassungsschaltung vorzugsweise: einen zweiten Vergleicher, der so konfiguriert ist, dass er den unteren Wert des Stroms des lichtemittierenden Elements erfasst; und einen dritten Vergleicher, der so konfiguriert ist, dass er den Spitzenwert des Stroms des lichtemittierenden Elements erfasst. (Eine zweiundzwanzigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente der oben beschriebenen einundzwanzigsten oder zweiundzwanzigsten Konfiguration ist die die Dauer bestimmende Schaltung vorzugsweise ein Zähler mit einem Flip-Flop. (Eine dreiundzwanzigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente einer der einundzwanzigsten bis dreiundzwanzigsten Konfigurationen, die oben beschrieben wurden, enthält die die Dauer bestimmende Schaltung vorzugsweise: einen Integrator, der so konfiguriert ist, dass er das Schaltsignal integriert; und einen Vergleicher, der so konfiguriert ist, dass er die integrierte Ausgangsspannung des Integrators mit einer vorbestimmten Referenzspannung vergleicht. Vorzugsweise gibt die Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente auf der Grundlage des Ausgangssignals des Vergleichers die Meldung aus, ob der Verbindungsstatus des lichtemittierenden Elements gut oder schlecht ist. (Eine vierundzwanzigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente in einer der einundzwanzigsten bis dreiundzwanzigsten Konfigurationen, die oben beschrieben wurden, enthält die Schaltung zur Bestimmung der Dauer vorzugsweise einen Spannungs-Strom-Wandler, der so konfiguriert ist, dass er das Schaltsignal in einen Strom umwandelt, und die Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente gibt die Meldung darüber aus, ob der Verbindungsstatus des lichtemittierenden Elements gut oder schlecht ist, basierend auf dem Ausgangssignal des Spannungs-Strom-Wandlers. (Eine fünfundzwanzigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente einer der einundzwanzigsten bis fünfundzwanzigsten oben beschriebenen Konfigurationen, weist vorzugsweise der erste Vergleicher einen ersten Eingangsanschluss und einen zweiten Eingangsanschluss auf, der erste Eingangsanschluss des ersten Vergleichers wird mit der Spannung auf der Niederpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes gespeist, und der zweite Eingangsanschluss des ersten Vergleichers wird mit der Spannung gespeist, die sich aus der Subtraktion eines ersten Schwellenwerts von der Spannung auf der Hochpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes ergibt. (Eine sechsundzwanzigste Konfiguration).
  • In der oben beschriebenen Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente der sechsundzwanzigsten Konfiguration wird vorzugsweise der erste Schwellenwert so eingestellt, dass er synchron mit dem Schaltsignal zwischen einer ersten Schwellenspannung und einer zweiten Schwellenspannung umgeschaltet wird, und die zweite Schwellenspannung ist eine Stelle oder mehr höher als die erste Schwellenspannung. (Eine siebenundzwanzigste Konfiguration).
  • In der oben beschriebenen Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente der siebenundzwanzigsten Konfiguration wird der erste Schwellenwert vorzugsweise in der Periode zwischen der ersten und der zweiten Schwellenspannung umgeschaltet, in der der erste Vergleicher erkennt, dass der Verbindungsstatus des lichtemittierenden Elements schlecht ist. (Eine achtundzwanzigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente der oben beschriebenen zweiundzwanzigsten Konfiguration weist der zweite Vergleicher vorzugsweise einen ersten Eingangsanschluss und einen zweiten Eingangsanschluss auf, der erste Eingangsanschluss des zweiten Vergleichers wird mit der Spannung gespeist, die sich aus der Addition eines zweiten Schwellenwertes zu der Spannung auf der Niederpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes ergibt, und der zweite Eingangsanschluss des zweiten Vergleichers wird mit der Spannung auf der Hochpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes gespeist. (Eine neunundzwanzigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente der oben beschriebenen zweiundzwanzigsten Konfiguration weist der dritte Vergleicher vorzugsweise einen ersten Eingangsanschluss und einen zweiten Eingangsanschluss auf, der erste Eingangsanschluss des dritten Vergleichers wird mit der Spannung auf der Hochpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes gespeist, und der zweite Eingangsanschluss des dritten Vergleichers wird mit der Spannung gespeist, die sich aus der Addition eines dritten Schwellenwertes zu der Spannung auf der Niederpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes ergibt. (Eine dreißigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente der oben beschriebenen dreiundzwanzigsten Konfiguration wird vorzugsweise das Tastverhältnis aDH = DH / (DH + DL) der Hochpegelperiode DH zur Niedrigpegelperiode DL des Schaltsignals so eingestellt, dass aDH = 0,950 bis 0,999 ist, wenn der Zähler eine vorbestimmte Zeit gezählt hat, und in der Niedrigpegelperiode DL wird der Low-Side-Transistor eingeschaltet und die an den Anschlüssen des Stromerfassungswiderstands auftretende Spannung wird erfasst. (Eine einunddreißigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente der oben beschriebenen einunddreißigsten Konfiguration enthält der Zähler vorzugsweise einen ersten Zähler, einen zweiten Zähler und einen dritten Zähler, die so konfiguriert sind, dass sie auf der Grundlage von Kombinationssignalen arbeiten, die durch Kombinieren frequenzgeteilter Signale erzeugt werden, die aus der Teilung der Frequenz des Taktsignals als Eingangssignal resultieren. Vorzugsweise ist der zweite Zähler so konfiguriert, dass er die Hochpegeldauer des Schaltsignals zählt; der dritte Zähler ist so konfiguriert, dass er, wenn der zweite Zähler eine vorbestimmte Zeit gezählt hat, die Periode einstellt, bei der das Schaltsignal Hoch- und Niedrigpegel wiederholt; und der erste Zähler ist so konfiguriert, dass er, wenn die durch den dritten Zähler eingestellte Periode mehr als eine vorbestimmte Anzahl von Malen aufgetreten ist, ein Benachrichtigungssignal über den Verbindungsstatus ausgibt. (Eine zweiunddreißigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente der oben beschriebenen zweiunddreißigsten Konfiguration, gilt vorzugsweise, wenn die vom ersten, zweiten und dritten Zähler gezählten Zeiten jeweils durch T1, T2 und T3 dargestellt werden, dann T2 < T3 < T1. (Eine dreiunddreißigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente der oben beschriebenen dreiunddreißigsten Konfiguration betragen die Zeiten T1, T2 und T3 vorzugsweise 1,28 ms, 10 µs bzw. 80 µs, und die Periode des Taktsignals beträgt 0,1 µs bis 5 µs. (Eine vierunddreißigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente in einer der oben beschriebenen zweiunddreißigsten bis vierunddreißigsten Konfigurationen, wird vorzugsweise in der Periode, in der der erste Vergleicher erkennt, dass der Verbindungsstatus des lichtemittierenden Elements schlecht ist, die Offen-Erkennung in Bezug auf das lichtemittierende Element während der Periode, in der die High-Side- und Low-Side-Transistoren von einem hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel wechseln, und während der Periode, in der die High-Side- und Low-Side-Transistoren von einem niedrigen Pegel zu einem hohen Pegel wechseln, ausgesetzt. (Eine fünfunddreißigste Konfiguration).
  • In der Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente in einer der oben beschriebenen einundzwanzigsten bis fünfunddreißigsten Konfiguration wird der Strom für das lichtemittierende Element vorzugsweise von einem Schaltregler geliefert. (Eine sechsunddreißigste Konfiguration).
  • In der oben beschriebenen Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente der sechsunddreißigsten Konfiguration ist der Schaltregler vorzugsweise ein Schaltregler mit Synchrongleichrichtung, der entweder vom Typ „Bucking“ (Abwärtswandlung), vom Typ „Boosting“ (Aufwärtswandlung bzw. Erhöhung) oder vom Typ „Boosting/Bucking“ ist. (Eine siebenunddreißigste Konfiguration).
  • Bei der Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente gemäß einer der oben beschriebenen ersten bis vierten und elften bis vierzehnten Konfigurationen ist die Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente vorzugsweise in einem HTSSOP (Heatsink Thin Shrink Small Outline Package) oder in einem VQFN (Very Thin Quad Flat Non-Leaded Package) versiegelt. (Eine achtunddreißigste Konfiguration).
  • Vorzugsweise enthält die Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente gemäß einer der oben beschriebenen ersten bis vierten und elften bis vierzehnten Konfigurationen ferner: eine Pufferzone, die zwischen Rauschsystemschaltungen mit hoher Durchbruchspannung einschließlich der Ansteuerlogikschaltung und Niedrigsignalsystemschaltungen einschließlich des Stromerfassungs-Vergleichers vorgesehen ist, wobei die Pufferzone die Rauschausbreitung von den Rauschsystemschaltungen mit hoher Durchbruchspannung zu den Niedrigsignalsystemschaltungen einschränkt. (Eine neununddreißigste Konfiguration).
  • Bei der Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente gemäß der oben beschriebenen neununddreißigsten Konfiguration wird die Pufferzone vorzugsweise mit einer n-Typ Wanne und einer p-Typ Kollektorwand gebildet, die jeweils mit einem geerdeten Anschluss verbunden sind. (Eine vierzigste Konfiguration).
  • Bei der Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente gemäß der oben beschriebenen dreiunddreißigsten oder vierunddreißigsten Konfiguration wird vorzugsweise ein Schaltungselement, das mit dem Niedrigsignalsystem verbunden ist, mit einem GND-Leiter des Niedrigsignalsystems verbunden, der von einem GND-Leiter des Energiesystems getrennt ist. (Eine einundvierzigste Konfiguration).
  • < Weitere Modifikationen >
  • Während die oben beschriebenen Ausführungsformen beispielhaft Konfigurationen behandeln, in denen Leuchtdioden (LEDs) als lichtemittierende Elemente verwendet werden, soll dies die vorliegende Erfindung nicht einschränken; stattdessen können z.B. organische EL-Elemente (Elektrolumineszenz) als lichtemittierende Elemente verwendet werden.
  • Die verschiedenen technischen Merkmale, die in der vorliegenden Spezifikation offenbart werden, können auf jede andere Weise als in den oben beschriebenen Ausführungsformen implementiert werden und erlauben viele Modifikationen, ohne vom Kern des technischen Einfallsreichtums abzuweichen. Das heißt, die oben beschriebenen Ausführungsformen sollten so verstanden werden, dass sie in jeder Hinsicht illustrativ und nicht einschränkend sind. Der technische Umfang der vorliegenden Erfindung wird nicht durch die Beschreibung der oben beschriebenen Ausführungsformen, sondern durch die beigefügten Ansprüche definiert und sollte so verstanden werden, dass er alle Änderungen umfasst, die in einem Sinngehalt und Umfang äquivalent zu den Ansprüche durchgeführt werden.
  • Gewerbliche Anwendbarkeit
  • Die in dieser Beschreibung offenbarte Erfindung findet beispielsweise Anwendung in fahrzeugmontierten Außenleuchten (wie z.B. Rückstrahler/Positionsleuchten, Blinker und Rückleuchten) und in matrixgesteuerten fahrzeugmontierten Außenleuchten (wie z.B. sequentielle Blinker, ADB-Scheinwerfer und AFS (adaptives Frontbeleuchtungssystem; Adaptive Front Lighting System) Scheinwerfer.
  • Bezugszeichenliste
    • 1
    LED-Leuchtvorrichtung
    10
    LED-Ansteuervorrichtung (entspricht einer Ansteuervorrichtung für
    lichtemittierende
    Elemente)
    20
    LED-Kette
    21 bis 25
    LED (entspricht einem lichtemittierenden Element)
    30
    Schaltmatrix
    31 bis 35
    Schalter
    40
    Schalter-Controller
    100
    LED-Ansteuerungs-Steuervorrichtung (entsprechend einer Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierendes Elemente)
    100a
    Halbleiterchip
    100b, 100e
    Insel
    100c, 100d, 100f, 100g, 100h, 100i
    Stützrahmen
    101
    Referenzspannungsgenerator
    102
    Konstantspannungsgenerator
    103
    Oszillator
    104
    TSD-Schaltung
    105
    VINUVLO-Schaltung
    106
    VDRV5UVLO-Schaltung
    107
    OCP-Schaltung
    108
    LED Kurzschluss-Detektor
    109
    LED-Offen-Detektor
    110
    BOOTVULO-Schaltung
    111
    EN/PWM-Steuerung
    112
    Steuerlogikschaltung
    113
    Ansteuerlogikschaltung (gedoppelt auch als Pegelschieber)
    114
    Stromerfassungsvergleicher
    114a, 114b
    Vergleicher
    115
    High-Side-Treiber
    116
    Low-Side-Treiber
    117
    SG-Ausgangsschaltung
    118
    DC-Dimmer
    119
    F/V-Wandler
    120
    SSM-Schaltung
    121
    Fehler-Verstärker
    122
    Erfassungswertsetzer
    122a, 122b
    Stromquelle
    122c, 122d
    Widerstand
    123
    Spitzenstrom-Einsteller (entspricht einem Strom-Einsteller)
    130
    Halbleiterchip
    210
    integrierte Schaltung
    200, 200A
    Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente
    a1
    Rauschsystemschaltung mit hoher Durchbruchspannung
    a2
    Niedrigsignalsystemschaltung
    a3
    Pufferzone
    +B
    Versorgungsspannung
    C1 bis C9, C11, C12, CIN1 bis CIN3
    Kondensator
    CL
    Steuerlogikschaltung
    COMP1
    erster Vergleicher
    COMP2
    zweiter Vergleicher (LED-Stromerkennungsschaltung)
    COMP3
    dritter Vergleicher (LED-Stromerkennungsschaltung)
    COUNT1
    erster Zähler (Mittel zur Bestimmung der Dauer)
    COUNT2
    zweiter Zähler (Mittel zur Bestimmung der Dauer)
    COUNT3
    dritter Zähler (Mittel zur Bestimmung der Dauer)
    CSC
    LED-Stromerfassungsschaltung
    D1, D2, D11, D12
    Diode
    DL
    Treiber-Logikschaltung
    DRVH
    High-Side-Treiber
    DRVL
    Low-Side-Treiber
    GND1,
    GND2 externe Anschluss (Massenschluss)
    GND
    Massepotential
    Ib
    unterer Strom
    ILED
    LED-Strom
    Ip
    Spitzenstrom
    L1, L2, L3, LFIL1
    Induktivität (Induktor)
    LED
    lichtemittierendes Element
    LOGIC
    Logikschaltung
    M1
    High-Side Transistor
    M2
    Low-Side Transistor
    N1, N2, N11, N12
    N-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor
    OSC
    Taktsignal-Oszillator
    P1 bis P16
    Pad
    Q0
    Bipolartransistor vom pnp-Typ
    Q1
    parasitärer Transistor (Bipolartransistor vom npn-Typ)
    R1 bis R5, R11 bis R18
    Widerstand
    RA
    Stromerfassungswiderstand
    RST
    Reset-Signal
    SC1
    erstes Kombinationssignal
    SC2
    zweites Kombinationssignal
    SC3
    drittes Kombinationssignal
    SCOUNT1
    erstes Zählsignal
    SCOUNT2
    zweites Zählsignal
    SCOUNT3
    drittes Zählsignal
    SD1
    erstes frequenzgeteiltes Signal
    SD2
    zweites frequenzgeteiltes Signal
    SD3
    drittes frequenzgeteiltes Signal
    SD4
    viertes frequenzgeteiltes Signal
    SET
    Set-Signal
    SGC
    Benachrichtungseinrichtung
    Sopen
    Signal zum Aktivieren/Deaktivieren der Offen-Erkennung
    SOSC
    Taktsignal
    Vb
    unterer Wert
    VCP
    Ladungspumpen-Spannung
    VGH
    High-Side Gate-Signal
    VGL
    Low-Side Gate-Signal
    VIN
    Energieanschluss
    VLED
    LED-Spannung
    Vopen
    erster Schwellenwert
    Vopen1
    erste Schwellenspannung
    Vopen2
    zweite Schwellenspannung
    Vp
    Spitzenwert
    VSG
    LED-Verbindungsstatus-Benachrichtigungs-Flag-Signal
    VSW
    Schaltsignal
    W1 bis W16
    Draht
    X10
    Fahrzeug
    X11
    Scheinwerfer
    X12
    Tagfahrlicht
    X13
    Rücklicht
    X14
    Bremsleuchte
    X15
    Abbiegelicht
    Y10
    LED-Scheinwerfer-Modul
    Y20
    LED-Blinklichtmodul
    Y30
    LED-Rücklichtmodul
    A
    Bootstrap-Stromversorgung
    B
    Ladungspumpen-Stromversorgung
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • WO 2017/022633 [0007]
    • JP 2008251276 A [0007]
    • JP 2015076363 A [0007]
    • JP 2016092955 A [0007]

Claims (35)

  1. Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente, umfassend: eine Ansteuerlogikschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie eine Schaltausgangsstufe ansteuert und steuert, die so konfiguriert ist, dass sie eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung abwärts umwandelt, um die Ausgangsspannung an ein lichtemittierendes Element zu führen; eine Ladungspumpen-Stromversorgung, die so konfiguriert ist, dass sie eine erhöhte Spannung erzeugt, die höher als die Eingangsspannung ist; und einen Stromerfassungsvergleicher, der konfiguriert ist, um als eine Versorgungsspannung die erhöhte Spannung und die Ausgangsspannung zu erhalten; und ein Stromerfassungssignal, das einem Induktorstrom in der Schaltausgangsstufe entspricht, direkt mit einem Spitzenerfassungswert und einem unteren Erfassungswert zu vergleichen, um ein Steuersignal für die Ansteuerlogikschaltung zu erzeugen.
  2. Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 1, weiter umfassend: einen Treiber, der so konfiguriert ist, dass er einen Ausgangsschalter in der Schaltausgangsstufe ein- und ausschaltet; und eine Bootstrap-Stromversorgung, die so konfiguriert ist, dass sie eine Schaltspannung mit einer Rechteckwellenform an einem Anschluss des Ausgangsschalters anhebt, um eine Versorgungsspannung für den Treiber zu erzeugen, wobei die Ladungspumpen-Stromversorgung so konfiguriert ist, dass sie von der Bootstrap-Stromversorgung mit elektrischer Ladung versorgt wird, um die erhöhte Spannung zu erzeugen.
  3. Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 1 oder 2, weiter umfassend: einen Frequenzrückkopplungs-Controller, der so konfiguriert ist, dass er den Spitzenerfassungswert und den unteren Erfassungswert so einstellt, dass selbst bei schwankender Ausgangsspannung eine Schaltfrequenz der Schaltausgangsstufe auf einem konstanten Wert bleibt.
  4. Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 3, wobei der Frequenzrückkopplungs-Controller so konfiguriert ist, dass er eine obere Grenze des Spitzenerfassungswerts und eine untere Grenze des unteren Erfassungswerts in Übereinstimmung mit einem Ziel-Einstellwert für einen Ausgangsstrom, der dem lichtemittierenden Element zugeführt wird, variabel steuert.
  5. Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente, umfassend: eine Ansteuerlogikschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie eine Schaltausgangsstufe ansteuert und steuert, die so konfiguriert ist, dass sie aus einer Eingangsspannung eine Ausgangsspannung erzeugt, um die Ausgangsspannung an ein lichtemittierendes Element zu führen; einen Stromerfassungsvergleicher, der so konfiguriert ist, dass er ein Stromerfassungssignal, das einem Induktorstrom in der Schaltausgangsstufe entspricht, mit einem Spitzenerfassungswert und einem unteren Erfassungswert vergleicht, um ein Steuersignal für die Ansteuerlogikschaltung zu erzeugen; und einen Stromeinsteller, der so konfiguriert ist, dass er in Übereinstimmung mit einer ersten Zeit, nachdem das Stromerfassungssignal den Spitzenerfassungswert oder den unteren Erfassungswert erreicht, bis der Induktorstrom tatsächlich einen Extremwert, einen anderen Extremwert des Induktorstroms, annimmt, einstellt.
  6. Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 5, wobei die Schaltausgangsstufe einen Ausgangsschalter und einen Synchrongleichrichtungsschalter enthält, und die erste Zeit ist eine Simultan-Aus-Zeit, nachdem das Stromerfassungssignal den unteren Erfassungswert erreicht hat, und der Synchrongleichrichtungsschalter ausgeschaltet wird, bis der Ausgangsschalter eingeschaltet wird, ist
  7. Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 6, wobei der Stromeinsteller so konfiguriert ist, dass er entsprechend der ersten Zeit eine zweite Zeit, nachdem das Stromerfassungssignal den Spitzenerfassungswert erreicht hat, bis der Ausgangsschalter ausgeschaltet wird, einstellt.
  8. Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 7, wobei wenn die Eingangsspannung durch VIN, die Ausgangsspannung durch VOUT, die erste Zeit durch T11 und die zweite Zeit durch T12 dargestellt wird, dann T12 = [VOUT / (VIN - VOUT)] × T11 ist.
  9. Ansteuervorrichtung für lichtemittierende Elemente, umfassend: die Ansteuerungs-Steuereinrichtung für lichtemittierende Elemente nach einem der Ansprüche 1 bis 8; und eine Schaltausgangsstufe, die so konfiguriert ist, dass sie von der Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente angesteuert und gesteuert wird, wobei die Ansteuervorrichtung für lichtemittierende Elemente ein lichtemittierendes Element mit einem konstanten Ausgangsstrom versorgt.
  10. Lichtemissionseinrichtung, umfassend: die Ansteuervorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 9; und mindestens ein lichtemittierendes Element, das von der Ansteuervorrichtung für lichtemittierende Elemente angesteuert wird.
  11. Lichtemissionseinrichtung nach Anspruch 10, weiter umfassend: eine Kette lichtemittierender Elemente, die aus einer Vielzahl von in Reihe geschalteten lichtemittierenden Elementen besteht; eine Schaltmatrix, die so konfiguriert ist, dass sie die Vielzahl der lichtemittierenden Elemente einzeln beleuchtet und auslöscht; und einen Schalt-Controller, der zur Steuerung der Schalt-Matrix konfiguriert ist.
  12. Lichtemissionseinrichtung nach Anspruch 6 oder 11, wobei die lichtemittierenden Elemente Leuchtdioden oder organische EL-Elemente sind.
  13. Fahrzeug, umfassend: die Lichtemissionseinrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 12.
  14. Fahrzeug nach Anspruch 13, wobei: die Lichtemissionseinrichtung mindestens aus einem Scheinwerfer, einem Tagfahrlicht, einem Rücklicht, einem Bremslicht und einem Abbiegelicht besteht.
  15. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente, umfassend: einem High-Side-Transistor und einem Low-Side-Transistor, deren Hauptleitbahnen in benannter Reihenfolge zwischen einem Energieanschluss und einem Massepotenzial in Reihe geschaltet sind; einen Taktsignalgenerator, der so konfiguriert ist, dass er ein Taktsignal erzeugt, das die High-Side- und Low-Side-Transistoren ansteuert, um sie komplementär ein- und auszuschalten; eine Induktivität, einen Stromerfassungswiderstand und einen Kondensator, die in Reihe zwischen einem gemeinsamen Verbindungsknoten der High-Side- und Low-Side-Transistoren und dem Massepotential geschaltet sind und durch ein am gemeinsamen Verbindungsknoten auftretendes Schaltsignal mit einem Strom versorgt werden; ein lichtemittierendes Element, das mit einer Spannungsquelle verbunden ist, die an einem Anschluss des Kondensators erscheint; einen ersten Vergleicher, der so konfiguriert ist, dass er eine Spannung erfasst, die über den Anschlüssen des Stromerfassungswiderstands auftritt; eine Stromerfassungsschaltung für lichtemittierende Elemente, die so konfiguriert ist, dass sie einen Strom eines lichtemittierenden Elements erfasst, der durch den Stromerfassungswiderstand fließt; und eine Dauer-Bestimmungsschaltung, die so konfiguriert ist, dass sie die Dauer eines hohen Pegels oder eines niedrigen Pegels in dem Schaltsignal misst, wobei die Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente eine Benachrichtigung darüber ausgibt, ob der Verbindungsstatus des lichtemittierenden Elements gut oder schlecht ist, basierend auf einem Vergleicher-Ausgangssignal von dem ersten Vergleicher und einem Ausgangssignal von der Dauer-Bestimmungsschaltung.
  16. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 15, wobei die Stromerfassungsschaltung enthält: einem zweiten Vergleicher, der so konfiguriert ist, dass er einen unteren Wert des Stromes des lichtemittierenden Elements erfasst; und einen dritten Vergleicher, der so konfiguriert ist, dass er einen Spitzenwert des Stroms des lichtemittierenden Elements erfasst.
  17. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 15 oder 16, wobei die Dauer-Bestimmungsschaltung ein Zähler mit einem Flip-Flop ist.
  18. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach einem der Ansprüche 15 bis 17, wobei die Dauer-Bestimmungsschaltung beinhaltet: einem Integrator, der so konfiguriert ist, dass er das Schaltsignal integriert; und einem Vergleicher, der so konfiguriert ist, dass er eine von dem Integrator ausgegebene integrierte Spannung mit einer vorgegebenen Referenzspannung vergleicht, wobei die Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente auf der Grundlage eines Ausgangssignals des Vergleichers die Meldung ausgibt, ob der Verbindungsstatus des lichtemittierenden Elements gut oder schlecht ist.
  19. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach einem der Ansprüche 15 bis 17, wobei die Dauer-Bestimmungsschaltung einen Spannungs-Strom-Wandler enthält, der so konfiguriert ist, dass er das Schaltsignal in einen Strom umwandelt, und die Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente die Meldung ausgibt, ob der Verbindungsstatus des lichtemittierenden Elements gut oder schlecht ist, basierend auf einem Ausgangssignal des Spannungs-Strom-Wandlers.
  20. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach einem der Ansprüche 15 bis 19, wobei der erste Vergleicher einen ersten Eingangsanschluss und einen zweiten Eingangsanschluss aufweist, die erste Eingangsanschluss des ersten Vergleichers mit einer Spannung auf einer Niederpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes gespeist wird, und der zweite Eingangsanschluss des ersten Vergleichers mit einer Spannung gespeist wird, die sich aus der Subtraktion eines ersten Schwellenwertes von einer Spannung auf einer Hochpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes ergibt.
  21. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 20, wobei der erste Schwellenwert so eingestellt ist, dass er synchron mit dem Schaltsignal zwischen einer ersten Schwellenspannung und einer zweiten Schwellenspannung umgeschaltet wird, und die zweite Schwellenspannung eine Stelle oder mehr höher als die erste Schwellenspannung ist.
  22. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 21, wobei der erste Schwellenwert zwischen der ersten und der zweiten Schwellenspannung in einer Periode umgeschaltet wird, in der der erste Vergleicher erkennt, dass der Verbindungsstatus des lichtemittierenden Elements schlecht ist.
  23. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 16, wobei der zweite Vergleicher einen ersten Eingangsanschluss und einen zweiten Eingangsanschluss aufweist, der erste Eingangsanschluss des zweiten Vergleichers mit einer Spannung gespeist wird, die sich aus der Addition eines zweiten Schwellenwertes zu einer Spannung auf einer Niederpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes ergibt, und die zweite Eingangsanschluss des zweiten Vergleichers mit einer Spannung auf einer Hochpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes gespeist wird.
  24. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 16, wobei der dritte Vergleicher einen ersten Eingangsanschluss und einen zweiten Eingangsanschluss aufweist, die erste Eingangsanschluss des dritten Vergleichers mit einer Spannung auf einer Hochpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes gespeist wird, und der zweite Eingangsanschluss des dritten Vergleichers mit einer Spannung gespeist wird, die sich aus der Addition eines dritten Schwellenwertes zu einer Spannung auf einer Niederpotentialseite des Stromerfassungswiderstandes ergibt.
  25. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 17, wobei ein Tastverhältnis αDH = DH / (DH + DL) einer Hochpegelperiode DH zu einer Niedrigpegelperiode DL des Schaltsignals so eingestellt ist, dass αDH = 0,950 bis 0,999 ist, wenn der Zähler eine vorbestimmte Zeit gezählt hat, und in der Niedrigpegelperiode D der Low-Side-Transistor eingeschaltet und eine an den Anschlüssen des Stromerfassungswiderstandes auftretende Spannung erfasst wird.
  26. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 25, wobei der Zähler einen ersten Zähler, einen zweiten Zähler und einen dritten Zähler umfasst, die so konfiguriert sind, dass sie auf der Grundlage von Kombinationssignalen arbeiten, die durch Kombinieren von frequenzgeteilten Signalen erzeugt werden, die aus einer Teilung einer Frequenz des Taktsignals als Eingangssignal resultieren, der zweite Zähler ist so konfiguriert, dass er eine Hochpegeldauer des Schaltsignals zählt, der dritte Zähler so konfiguriert ist, dass er, wenn der zweite Zähler eine vorbestimmte Zeit gezählt hat, eine Periode einstellt, in der das Schaltsignal hohe und niedrige Pegel wiederholt, und der erste Zähler ist so konfiguriert, dass er ein Benachrichtigungssignal über den Verbindungsstatus ausgibt, wenn die durch den dritten Zähler eingestellte Periode mehr als eine vorgegebene Anzahl von Malen aufgetreten ist.
  27. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 26, wobei wenn durch den ersten, zweiten und dritten Zähler gezählten Zeiten durch T1, T2 bzw. T3 dargestellt werden, dann T2 < T3 < T1 gilt.
  28. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 27, wobei die Zeiten T1, T2 und T3 1,28 ms, 10 µs und 80 µs betragen, und eine Periode des Taktsignals 0,1 µs bis 5 µs beträgt.
  29. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach einem der Ansprüche 26 bis 28, wobei in einer Periode, in der der erste Vergleicher erfasst, dass der Verbindungsstatus des lichtemittierenden Elements schlecht ist, die Offen-Erkennung in Bezug auf das lichtemittierende Element während einer Periode, in der die High-Side- und Low-Side-Transistoren von einem hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel wechseln, und während einer Periode, in der die High-Side- und Low-Side-Transistoren von einem niedrigen Pegel zu einem hohen Pegel wechseln, ausgesetzt wird.
  30. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach einem der Ansprüche 15 bis 29, wobei der Strom für das lichtemittierende Element von einem Schaltregler zugeführt wird.
  31. Ansteuerschaltungsvorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 30, wobei der Schaltregler ein Schaltregler mit Synchrongleichrichtung vom Typ Bucking (Abwärtswandlung), Boosting (Aufwärtswandlung) oder Boosting/Bucking ist.
  32. Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei Die Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente in einem HTSSOP (Heatsink Thin Shrink Small Outline Package) oder in einem VQFN (Very Thin Quad Flat Non-Leaded Package) versiegelt ist.
  33. Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente nach einem der Ansprüche 1 bis 8, weiter umfassend: eine Pufferzone, die zwischen Rauschsystem-Schaltungen mit hoher Durchbruchspannung einschließlich der Ansteuerlogikschaltung und Niedrigsignalsystemschaltungen einschließlich des Stromerfassungsvergleichers vorgesehen ist, wobei die Pufferzone eine Rauschausbreitung von den Rauschsystemschaltungen mit hoher Durchbruchspannung zu den Niedrigsignalsystemschaltungen einschränkt.
  34. Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 33, wobei die Pufferzone mit einer n-Typ Wanne und einer p-Typ Kollektorwand gebildet wird, die jeweils mit einem geerdeten Anschluss verbunden sind, gebildet sind.
  35. Ansteuerungs-Steuervorrichtung für lichtemittierende Elemente nach Anspruch 33 oder 34, wobei ein Schaltungselement, das mit den Niedrigsignalsystemschaltungen verbunden ist, mit einem GND-Leiter des Niedrigsignalsystems verbunden ist, der von einem GND-Leiter des Energiesystems getrennt ist.
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