JP7324056B2 - 発光素子駆動装置 - Google Patents

Description

本明細書中に開示されている発明は、ＬＥＤ［light emitting diode］などの発光素子を駆動する発光素子駆動装置（ＬＥＤドライバＩＣなど）に関する。

図１９は、ＬＥＤ発光装置の一従来例を示す図である。本従来例のＬＥＤ発光装置２０１は、ＭＣＵ［micro controller unit］２０２から入力される調光信号Ｓ２１及びＳ２２に応じて、互いに並列接続されたＬＥＤ列２１３及びＬＥＤ２２３を個別に調光するために、２つのＬＥＤドライバＩＣ２１１及び２２１を有する。

図２０は、ＬＥＤ列２１３及びＬＥＤ２２３それぞれに供給される出力電流Ｉｏ１及びＩｏ２、並びに、出力電圧Ｖｏ１及びＶｏ２を示す図である。本図で示したように、出力電流Ｉｏ１及びＩｏ２は、連続的な定電流制御により、それぞれの目標電流値Ｉ１及びＩ２（一定値）に合わせ込まれる。このとき、出力電圧Ｖｏ１及びＶｏ２は、ＬＥＤ２１３及び２２３それぞれの順方向降下電圧ＶＦ１及びＶＦ２と一致する。

なお、発光素子駆動装置に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。

特開２０１３－８９５７０号公報

しかしながら、上記従来のＬＥＤ発光装置２０１では、ＬＥＤ列２１３及びＬＥＤ２２３毎に、ＬＥＤドライバＩＣ２１１及び２２１を設ける必要があるので、部品点数の増大（ＬＥＤドライバＩＣ２１１及び２２１の個数増だけでなく、それぞれに外付けされるＤＣ／ＤＣ部品２１２及び２２２やハーネスの増設なども含む）を招いていた。

本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の課題に鑑み、少ない部品点数で複数の発光素子を個別に調光することのできる発光素子駆動装置を提供することを目的とする。

本明細書中に開示されている発光素子駆動装置は、複数の発光素子毎に目標電流値を切り替えながら単一の出力電流を生成して前記複数の発光素子に時分割で供給する構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成る発光素子駆動装置は、ヒステリシス制御方式で前記出力電流の出力帰還制御を行う構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記第１の構成から成る発光素子駆動装置は、ボトム検出オン時間固定方式で前記出力電流の出力帰還制御を行う構成（第３の構成）にするとよい。

また、上記第３の構成から成る発光素子駆動装置は、前記出力電流のボトムを検出したときにセット信号のパルス出力を行う電流制御部と、前記セット信号のパルス出力からオン時間が経過したときにリセット信号のパルス出力を行うオン時間設定部と、前記セット信号及び前記リセット信号に応じてスイッチ出力段を駆動することにより前記出力電流を生成するスイッチ駆動部と、を有する構成（第４の構成）にするとよい。

また、上記第４の構成から成る発光素子駆動装置において、前記電流制御部は、前記スイッチ出力段のオフ期間に流れるインダクタ電流に応じたスロープ電圧と前記複数の発光素子毎に切り替えられる閾値電圧とを比較して前記セット信号を生成するコンパレータを含む構成（第５の構成）にするとよい。

また、上記第５の構成から成る発光素子駆動装置において、前記電流制御部は、前記出力電流の平均値を前記目標電流値に安定化するように前記閾値電圧の調整制御を行う構成（第６の構成）にするとよい。

また、上記第６の構成から成る発光素子駆動装置において、前記電流制御部は、前記出力電流に応じたセンス電圧と所定の調光電圧との差分を増幅して誤差信号を生成するエラーアンプと、前記複数の発光素子毎に前記調光電圧を切り替える調光電圧切替部と、前記調光電圧の切替制御に同期して前記エラーアンプの後段に接続される複数の積分器を切り替えながら前記誤差信号を順次分配的に積分することにより複数の積分電圧を生成するとともに前記複数の積分電圧のいずれか一つを前記閾値電圧として出力する閾値電圧生成部と、をさらに含む構成（第７の構成）にするとよい。

また、上記第６の構成から成る発光素子駆動装置において、前記電流制御部は、前記出力電流に応じたセンス電圧と複数の調光電圧との差分をそれぞれ増幅して複数の誤差信号を生成する複数のエラーアンプと、前記複数のエラーアンプそれぞれの後段に接続される複数の積分器を用いて前記複数の誤差信号を並列的に積分することにより複数の積分電圧を生成するとともに前記複数の積分電圧のいずれか一つを閾値電圧として出力する閾値電圧生成部と、をさらに含む構成（第８の構成）にするとよい。

また、上記第３～第８いずれかの構成から成る発光素子駆動装置において、前記オン時間は、前記複数の発光素子に印加される出力電圧に比例した可変値である構成（第９の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されている発光装置は、上記第１～第９いずれかの構成から成る発光素子駆動装置と、前記発光素子駆動装置により駆動される複数の発光素子と、を有する構成（第１０の構成）とされている。

なお、上記第１０の構成から成る発光装置において、前記発光素子は、発光ダイオードまたは発光ダイオード列、若しくは、有機ＥＬ［electro-luminescence］素子または有機ＥＬ素子列である構成（第１１の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されている車両は、外装ランプとして上記第１０または第１１の構成から成る発光装置を有する構成（第１２の構成）とされている。

本明細書中に開示されている発明によれば、少ない部品点数で複数の発光素子を個別に調光することのできる発光素子駆動装置を提供することが可能となる。

ＬＥＤ発光装置の第１実施形態を示す図 第１実施形態における時分割制御及び電流安定化制御の一例を示す図 エラーアンプ制御方式による出力帰還制御の一例を示す図 ヒステリシス制御方式による出力帰還制御の一例を示す図 ヒステリシス制御方式の問題点（周波数変動）を示す図 周波数安定化制御の一例を示す図 ＬＥＤ発光装置の第２実施形態を示す図 電流制御部の一構成例を示す図 電流制御部の一変形例を示す図 第２実施形態における電流安定化制御と周波数安定化制御の一例を示す図 第２実施形態における時分割制御の一例を示す図 ＬＥＤ発光装置の第３実施形態を示す図 第３実施形態における時分割制御の一例を示す図 ＬＥＤ発光装置が搭載される車両の外観を示す図（前面） ＬＥＤ発光装置が搭載される車両の外観を示す図（背面） ＬＥＤヘッドランプモジュールの外観を示す図 ＬＥＤターンランプモジュールの外観を示す図 ＬＥＤリアランプモジュールの外観を示す図 ＬＥＤ発光装置の一従来例を示す図 ＬＥＤに供給される出力電流及び出力電圧を示す図

＜第１実施形態＞
図１は、ＬＥＤ発光装置の第１実施形態を示す図である。本実施形態のＬＥＤ発光装置１は、ＬＥＤ制御部１０とＬＥＤ発光部２０を有する。なお、ＬＥＤ発光部２０は、互いに並列接続されたＬＥＤ列２１（本図では３段直列）及びＬＥＤ２２を含むものとする。また、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２それぞれの順方向降下電圧は、ＶＦ１及びＶＦ２（ただしＶＦ１＞ＶＦ２）であるものとする。

ＬＥＤ制御部１０は、ＭＣＵ２から入力される調光信号（ＤＣ［direct current］調光及びＰＷＭ［pulse width modulation］調光）に応じて、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２を個別に調光するための制御主体であり、ＬＥＤドライバＩＣ１１と、ＤＣ／ＤＣ部品１２と、時分割制御部１３と、を含む。

ＬＥＤドライバＩＣ１１は、これに外付けされるＤＣ／ＤＣ部品１２（インダクタ、キャパシタ、抵抗、または、出力トランジスタ及び同期整流トランジスタなど）と共にＤＣ／ＤＣコンバータを構成し、出力電流Ｉｏ及び出力電圧Ｖｏを生成してＬＥＤ発光部２０に供給する。特に、ＬＥＤドライバＩＣ１１は、ＭＣＵ２から入力される調光信号（ＤＣ調光）に応じて、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２それぞれに時分割で供給される出力電流Ｉｏ１及びＩｏ２をそれぞれの目標電流値Ｉ１及びＩ２に安定化させる機能を備えている。

時分割制御部１３は、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２それぞれに直列接続されるスイッチ１３１及びスイッチ１３２を含み、ＭＣＵ２から入力される調光信号（ＰＷＭ調光）に応じて、所定のＰＷＭ周期Ｔｐｗｍ（例えば２．５ｍｓ）でスイッチ１３１及び１３２をオン／オフすることにより、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２の時分割制御（タイムシェアリング制御）を行う。なお、スイッチ１３１及び１３２は、ＬＥＤドライバＩＣ１１に内蔵してもよい。また、スイッチ１３１及び１３２は、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２それぞれの下流側（カソード側）ではなく、それぞれの上流側（アノード側）に設けてもよい。

図２は、第１実施形態における時分割制御及び電流安定化制御の一例を示す図であり、上から順に、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏが描写されている。

先にも述べたように、時分割制御部１３は、ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍでスイッチ１３１及び１３２をオン／オフすることにより、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２の時分割制御を行う。

本図に即して具体的に述べると、スイッチ１３１がオンしてスイッチ１３２がオフしている期間ｔ１（＝時刻ｔ１１～ｔ１２）には、ＬＥＤ列２１にのみ出力電流Ｉｏ１（＝Ｉｏ）が流れるので、ＬＥＤ列２１が点灯してＬＥＤ２２が消灯する。すなわち、出力電流Ｉｏ１のオンデューティＤｏｎ１は、Ｄｏｎ１＝ｔ１／Ｔｐｗｍとなる。なお、期間ｔ１には、出力電圧ＶｏがＬＥＤ列２１の順方向降下電圧ＶＦ１と一致する。

一方、スイッチ１３１がオフしてスイッチ１３２がオンしている期間ｔ２（＝時刻ｔ１２～ｔ１３）には、ＬＥＤ２２にのみ出力電流Ｉｏ２（＝Ｉｏ）が流れるので、ＬＥＤ列２１が消灯してＬＥＤ２２が点灯する。すなわち、出力電流Ｉｏ２のオンデューティＤｏｎ２は、Ｄｏｎ２＝ｔ２／Ｔｐｗｍ（ただし、Ｄｏｎ１＋Ｄｏｎ２≦１）となる。なお、期間ｔ２には、出力電圧ＶｏがＬＥＤ２２の順方向降下電圧ＶＦ２と一致する。

また、上記の時分割制御に際して、出力電流Ｉｏ１及びＩｏ２は、ＬＥＤドライバＩＣ１１の電流安定化制御により、それぞれの目標電流値Ｉ１及びＩ２（一定値）に合わせ込まれる。すなわち、ＬＥＤドライバＩＣ１１は、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２毎に目標電流値Ｉ１及びＩ２を切り替えながら単一の出力電流Ｉｏを生成し、これを出力電流Ｉｏ１及びＩｏ２としてＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２に時分割で供給する。

なお、ＬＥＤ列２１の輝度は、出力電流Ｉｏ１の目標電流値Ｉ１とオンデューティＤｏｎ１に応じて任意に調整することができる。また、ＬＥＤ２２の輝度は、出力電流Ｉｏ２の目標電流値Ｉ２とオンデューティＤｏｎ２に応じて任意に調整することができる。

このように、本実施形態によれば、先述の従来構成（図１９）と異なり、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２毎に、複数のＬＥＤドライバＩＣ（及びこれに外付けされるＤＣ／ＤＣ部品ないしハーネスなど）を設ける必要がないので、従来よりも大幅に少ない部品点数で、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２を個別に調光することが可能となる。

なお、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２は、微視的に見ると交互に点消灯を繰り返すが、スイッチング周期Ｔｓｗが十分に短ければ、人間の肉眼には、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２が同時点灯しているように見える。

特に、ＬＥＤ列２１とＬＥＤ２２それぞれに求められる輝度に差がある場合には、本実施形態を好適に利用することができる。

また、本実施形態では、２チャンネルの時分割制御を例に挙げたが、３チャンネル以上の時分割制御にも適用し得ることは言うまでもない。

＜出力帰還制御の考察＞
次に、出力電流Ｉｏの出力帰還制御について考察する。図３は、エラーアンプ制御方式による出力帰還制御の一例を示す図であり、上から順番に、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏが描写されている。なお、時刻ｔ２１以前及び時刻ｔ２４以降は、それぞれ、先述の期間ｔ１（＝ＬＥＤ列２１にのみ出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ１）が供給される期間）に相当する。一方、時刻ｔ２１～ｔ２４は、先述の期間ｔ２（＝ＬＥＤ２２にのみ出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ２）が供給される期間）に相当する。

エラーアンプ制御方式（例えば、エラーアンプを用いて出力電流Ｉｏと目標電流値との誤差信号を生成し、その誤差信号とスロープ信号との比較結果に応じてＤＣ／ＤＣコンバータのオンデューティをＰＷＭ制御する方式）では、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端に大容量（１０μＦ以上）の出力キャパシタを接続する必要がある。そのため、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２の時分割制御時に高速な灯数変動（延いては出力電圧Ｖｏとして現れる順方向降下電圧の急変動）が生じると、出力キャパシタにラッシュ電流が流れて出力電流Ｉｏが過渡的に過電流状態（オーバーシュート）ないしは減電流状態（アンダーシュート）となるおそれがある。

本図に即して述べると、時刻ｔ２１～ｔ２２では、ＬＥＤ列２１からＬＥＤ２２への高速な灯数変動（Ｖｏ＝ＶＦ１→ＶＦ２）に伴い、出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ２）が過電流状態（＝目標電流値Ｉ１より大きい状態）となっている。一方、時刻ｔ２４～ｔ２５では、ＬＥＤ２２からＬＥＤ列２１への高速な灯数変動（Ｖｏ＝ＶＦ２→ＶＦ１）に伴い、出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ１）が減電流状態（＝目標電流値Ｉ２より小さい状態）となっている。

また、エラーアンプ制御方式では、出力帰還ループの位相余裕を確保するためにエラーアンプの周波数特性をＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗ（例えば４００ｋＨｚ）よりも十分に低い値（１／２０以下）に設定する必要がある。そのため、目標電流値Ｉ１及びＩ２の切替制御時における出力電流Ｉｏの応答性が制限されてしまう。

本図に即して述べると、出力電流Ｉｏを目標電流値Ｉ１から目標電流値Ｉ２に切り替えるためには、所定の応答時間Ｔｒｅｓ（＝時刻ｔ２１～ｔ２３）を要するので、期間ｔ２における出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ２）の平均電流値が目標電流値Ｉ２から大きく乖離してしまう。また、出力電流Ｉｏを目標電流値Ｉ２から目標電流値Ｉ１に切り替えるときにも、同様の応答時間Ｔｒｅｓ（＝時刻ｔ２４～ｔ２６）を要するので、期間ｔ１における出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ１）の平均電流値が目標電流値Ｉ１から大きく乖離することになる。

このように、エラーアンプ制御方式で出力電流Ｉｏの帰還制御を行う場合には、ＬＥＤ発光部２０の灯数を高速に切り替えることができない。

図４は、ヒステリシス制御方式による出力帰還制御の一例を示す図であり、上から順番に、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏが描写されている。なお、時刻ｔ３１以前及び時刻ｔ３３以降は、それぞれ、先述の期間ｔ１（＝ＬＥＤ列２１にのみ出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ１）が供給される期間）に相当する。一方、時刻ｔ３１～ｔ３３は、先述の期間ｔ２（＝ＬＥＤ２２にのみ出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ２）が供給される期間）に相当する。

ヒステリシス制御方式（例えば、コンパレータを用いて出力電流Ｉｏのピーク検出及びボトム検出を行い、その検出結果に応じてＤＣ／ＤＣコンバータをオン／オフ制御する方式）では、先述のエラーアンプ制御方式と比べて、より小容量の出力キャパシタを用いることができる。そのため、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２の時分割制御時に高速な灯数変動が生じたとしても、さほど大きなラッシュ電流が流れないので、出力電流Ｉｏが過電流状態ないしは減電流状態となりにくい。

本図に即して述べると、時刻ｔ３１において、ＬＥＤ列２１からＬＥＤ２２への高速な灯数変動（Ｖｏ＝ＶＦ１→ＶＦ２）が生じたときでも、出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ２）は過電流状態となっていない。これと同様に、時刻ｔ３３において、ＬＥＤ２２からＬＥＤ列２１への高速な灯数変動（Ｖｏ＝ＶＦ２→ＶＦ１）が生じたときでも、出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ１）は減電流状態となっていない。

また、ヒステリシス制御方式では、出力帰還ループの位相補償が不要となるので、目標電流値Ｉ１及びＩ２の切替制御時における出力電流Ｉｏの応答性を高めることができる。

本図に即して述べると、出力電流Ｉｏを目標電流値Ｉ１から目標電流値Ｉ２に切り替えるときの応答時間Ｔｒｅｓ（＝時刻ｔ３１～ｔ３２）は、先述のエラーアンプ制御方式と比べて大幅に短縮されるので、期間ｔ２における出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ２）の平均電流値と目標電流値Ｉ２とのずれを小さく抑えることが可能となる。また、出力電流Ｉｏを目標電流値Ｉ２から目標電流値Ｉ１に切り替えるときの応答時間Ｔｒｅｓ（＝時刻ｔ３３～ｔ３４）も大幅に短縮されるので、期間ｔ１における出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ１）の平均電流値と目標電流値Ｉ１とのずれも小さく抑えることが可能となる。

このように、ヒステリシス制御方式で出力電流Ｉｏの帰還制御を行えば、ＬＥＤ発光部２０の灯数を高速に切り替えることが可能となる。

図５は、ヒステリシス制御方式の問題点（周波数変動）を示す図であり、上から順に、出力電流Ｉｏ、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗ、及び、出力電圧Ｖｏが描写されている。なお、時刻ｔ４１以前及び時刻ｔ４２以降は、それぞれ、先述の期間ｔ１（＝ＬＥＤ列２１にのみ出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ１）が供給される期間）に相当する。一方、時刻ｔ４１～ｔ４２は、先述の期間ｔ２（＝ＬＥＤ２２にのみ出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ２）が供給される期間）に相当する。また、本図では、図示の便宜上、期間ｔ１及びｔ２それぞれの目標電流値Ｉ１及びＩ２が一致しているものとする。

ヒステリシス制御方式において、出力電流Ｉｏのピーク値及びボトム値（延いては出力電流Ｉｏのリップル振幅）が固定値である場合には、時分割制御時の灯数変動（延いては出力電圧Ｖｏとして現れる順方向降下電圧の変動）に伴い、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗが変動する。

本図に即して述べると、時刻ｔ４１において、ＬＥＤ列２１からＬＥＤ２２への灯数変動（Ｖｏ＝ＶＦ１→ＶＦ２）が生じると、スイッチング周波数ｆｓｗがｆｓｗ１からｆｓｗ２（＜ｆｓｗ１）に低下する。逆に、時刻ｔ４２において、ＬＥＤ２２からＬＥＤ列２１への灯数変動（Ｖｏ＝ＶＦ２→ＶＦ１）が生じると、スイッチング周波数ｆｓｗがｆｓｗ２からｆｓｗ１に上昇する。

上記のようなスイッチング周波数ｆｓｗの変動が生じると、ＥＭＣ［electro-magnetic compatibility］ノイズのピーク周波数が二極化するので、ＥＭＣ対策が困難となる。

図６は、ヒステリシス制御方式における周波数安定化制御の一例を示す図であり、上から順に、出力電流Ｉｏ、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗ、及び、出力電圧Ｖｏが描写されている。なお、時刻ｔ５１以前及び時刻ｔ５２以降は、それぞれ、先述の期間ｔ１（＝ＬＥＤ列２１にのみ出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ１）が供給される期間）に相当する。一方、時刻ｔ５１～ｔ５２は、先述の期間ｔ２（＝ＬＥＤ２２にのみ出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ２）が供給される期間）に相当する。また、本図では、先出の図５と同じく、期間ｔ１及びｔ２それぞれの目標電流値Ｉ１及びＩ２が一致しているものとする。

ヒステリシス制御方式において、出力電流Ｉｏのピーク値及びボトム値（延いては出力電流Ｉｏのリップル振幅）を可変値とすれば、時分割制御時に灯数変動（延いては出力電圧Ｖｏとして現れる順方向降下電圧の変動）が生じたときでも、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数ｆｓｗを一定値に安定化することが可能となる。

本図に即して述べると、時刻ｔ５１において、ＬＥＤ列２１からＬＥＤ２２への灯数変動（Ｖｏ＝ＶＦ１→ＶＦ２）が生じると、出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ２）のピーク値を引き下げてボトム値を引き上げることによりリップル振幅が狭められる。逆に、時刻ｔ５２において、ＬＥＤ２２からＬＥＤ列２１への灯数変動（Ｖｏ＝ＶＦ２→ＶＦ１）が生じると、出力電流Ｉｏ（＝Ｉｏ１）のピーク値を引き上げてボトム値を引き下げることによりリップル振幅が広げられる。その結果、期間ｔ１及びｔ２それぞれのスイッチング周波数ｆｗ１及びｆｗ２が一定値に安定化されるので、ＥＭＣ対策が容易となる。

＜第２実施形態＞
図７は、ＬＥＤ発光装置の第２実施形態を示す図である。本実施形態のＬＥＤ発光装置１では、先出の第１実施形態（図１）を基本としつつ、ＬＥＤドライバＩＣ１１及びＤＣ／ＤＣ部品１２がより具体的に例示されている。

ＬＥＤドライバＩＣ１１は、ＬＥＤ制御部１０の制御主体となるシリコンモノリシック集積回路であり、外部との電気的な接続を確立するために、１６本の外部端子（ＰＶＩＮピン、ＶＤＲＶ５ピン、ＧＮＤピン、ＤＣＤＩＭ１ピン、ＤＣＤＩＭ２ピン、ＤＳＥＴ１ピン、ＤＳＥＴ２ピン、ＰＢＵＳピン、ＳＷピン、ＢＯＯＴピン、ＰＧＮＤピン、ＳＮＳＰピン、ＳＮＳＮピン、ＩＬＥＤＩＮピン、ＣＨ２ピン、ＣＨ１ピン）を備えている。

ＰＶＩＮピンは、電源入力端子である。ＶＤＲＶ５ピンは、内部基準電圧出力端子である。ＧＮＤピンは、グラウンド端子である。ＤＣＤＩＭ１ピン及びＤＣＤＩＭ２ピンは、それぞれ、ＤＣ調光入力端子（１ｃｈ／２ｃｈ）である。ＤＳＥＴ１ピン及びＤＳＥＴ２ピンは、それぞれ、ＰＷＭ調光入力端子（１ｃｈ／２ｃｈ）である。ＰＢＵＳピンは、プロテクトバス信号出力端子である。ＳＷピンは、スイッチング出力端子である。ＢＯＯＴピンは、上側ドライバ電源用の外付けブートストラップキャパシタ接続端子である。ＰＧＮＤピンは、パワー系のグラウンド端子である。ＳＮＳＰピンは、出力電流検出入力端子（＋）である。ＳＮＳＮピンは、出力電流検出入力端子（－）である。ＩＬＥＤＩＮピンは、出力電流入力端子である。ＣＨ１ピン及びＣＨ２ピンは、ＬＥＤ接続端子（１ｃｈ／２ｃｈ）である。

なお、ＬＥＤドライバＩＣ１１のパッケージとしては、例えば、裏面放熱パッドを備えたＨＴＳＳＯＰ［heat-sink thin shrink small outline package］を用いるとよい。

また、ＬＥＤドライバＩＣ１１には、ＭＣＵ２やＬＥＤ発光部２０（ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２）のほかに、種々のＤＣ／ＤＣ部品１２（キャパシタＣ１～Ｃ４、抵抗Ｒ１及びＲ２、並びに、インダクタＬ１）が外付けされている。

まず、ＬＥＤドライバＩＣ１１の外部接続について説明する。ＰＶＩＮピンは、入力電圧ＰＶＩＮの印加端とキャパシタＣ１の第１端に接続されている。キャパシタＣ１の第２端は、接地端に接続されている。ＶＤＲＶ５ピンは、キャパシタＣ２の第１端に接続されている。キャパシタＣ２の第２端は、接地端に接続されている。ＧＮＤピンは、接地端に接続されている。ＤＣＤＩＭ１ピン及びＤＣＤＩＭ２ピン、ＤＳＥＴ１ピン及びＤＳＥＴ２ピン、及び、ＰＢＵＳピンは、それぞれ、ＭＣＵ２に接続されている。なお、ＰＢＵＳピンは、抵抗Ｒ２を介してＶＤＲＶ５ピンにプルアップされている。

ＳＷピンは、インダクタＬ１の第１端とキャパシタＣ３の第１端に接続されている。ＢＯＯＴピンは、キャパシタＣ３の第２端に接続されている。インダクタＬ１の第２端は、キャパシタＣ４の第１端（＝出力電圧Ｖｏの出力端）に接続されている。キャパシタＣ４の第２端とＰＧＮＤピンは、いずれも接地端に接続されている。ＳＮＳＰピンは、抵抗Ｒ１の第１端とともに出力電圧Ｖｏの印加端に接続されている。ＳＮＳＮピン及びＩＬＥＤＩＮピンは、いずれも抵抗Ｒ１の第２端に接続されている。ＣＮ１ピンは、ＬＥＤ列２１のアノードに接続されている。ＣＨ２ピンは、ＬＥＤ２２のアノードに接続されている。ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２それぞれのカソードは、いずれも接地端に接続されている

なお、ＤＣ／ＤＣ部品１２のうち、インダクタＬ１とキャパシタＣ３及びＣ４は、ＬＥＤドライバＩＣ１１に内蔵されたＮチャネル型ＭＯＳ［metal oxide semiconductor］電界効果トランジスタＮ１及びＮ２と共に、ブートストラップ形式の降圧型スイッチ出力段を形成する。また、抵抗Ｒ１は、出力電流Ｉｏを電圧信号（＝Ｉｏ×Ｒ１）に変換するシャント抵抗（＝センス抵抗）として機能する。

＜ＬＥＤドライバＩＣ＞
引き続き、図７を参照しながらＬＥＤドライバＩＣ１１の内部構成について説明する。ＬＥＤドライバＩＣ１１は、基準電圧生成部１１１と、電流制御部１１２と、オン時間設定部１１３と、ゲート駆動部１１４と、電流センスアンプ１１５と、ＰＷＭ調光信号生成部１１６と、異常保護部１１７と、バッファＢ１及びＢ２と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＮ１～Ｎ５と、を集積化して成る。もちろん、ＬＥＤドライバＩＣ１１には、上記以外の構成要素や機能ブロック（ＵＶＬＯ［under voltage locked-out］やＴＳＤ［thermal shut down］など）を集積化しても構わない。

基準電圧生成部１１１は、入力電圧ＰＶＩＮ（例えば５～４０Ｖ）から所定の基準電圧ＶＤＲＶ５（例えば５Ｖ）を生成してＶＤＲＶ５ピンに出力する。なお、基準電圧生成部１１１としては、例えば、ＬＤＯ［low drop-out］レギュレータを用いるとよい。

電流制御部１１２は、出力電流Ｉｏのボトムを検出したときにセット信号ＳＥＴのパルス出力を行う。電流制御部１１２は、ＤＣ調光信号ＤＣＤＩＭ１及びＤＣＤＩＭ２、ＰＷＭ調光信号Ｓ１１及びＳ１２、センス電圧Ｖｓ、並びに、スロープ電圧ＶＩＬの入力を受け付けてセット信号ＳＥＴのパルス出力を行うが、その内部構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。

オン時間設定部１１３は、セット信号ＳＥＴのパルス出力からオン時間Ｔｏｎが経過したときにリセット信号ＲＳＴのパルス出力を行う。なお、オン時間Ｔｏｎは、出力電圧Ｖｏ（特にＬＥＤ発光部２０に印加されるＳＮＳＮピン電圧）に比例して、入力電圧ＰＶＩＮに反比例する可変値（Ｔｏｎ∝ＳＮＳＮ／ＰＶＩＮ）とすることが望ましい。オン時間Ｔｏｎを可変値とすることの技術的意義については、後ほど詳述する。

ゲート駆動部１１４は、トランジスタＮ１のゲート駆動を行う上側ゲートドライバと、トランジスタＮ２のゲート駆動を行う下側ゲートドライバ（共に不図示）を含み、セット信号ＳＥＴとリセット信号ＲＳＴに応じてスイッチ出力段（特にトランジスタＮ１及びＮ２）を駆動することにより、出力電流Ｉｏ及び出力電圧Ｖｏ（例えば２～１５Ｖ）を生成する。具体的に述べると、ゲート駆動部１１４は、セット信号ＳＥＴのパルス出力タイミングでトランジスタＮ１をオンしてトランジスタＮ２をオフする一方、リセット信号ＲＳＴのパルス出力タイミングでトランジスタＮ１をオフしてトランジスタＮ２をオンする。

このように、トランジスタＮ１及びＮ２は、相補的にオン／オフされる。ただし、本明細書中における「相補的」という文言は、トランジスタＮ１及びＮ２のオン／オフ状態が完全に逆転している場合だけでなく、貫通電流防止のためにトランジスタＮ１及びＮ２の同時オフ時間（いわゆるデッドタイム）が設けられている場合も含むものとして、広義に解釈されるべきである。

電流センスアンプ１１５は、ＳＮＳＰピンとＳＮＳＮピンとの端子間電圧（＝抵抗Ｒ１の両端間電圧（＝Ｉｏ×Ｒ１））に応じたセンス電圧Ｖｓを生成する。なお、センス電圧Ｖｓは、出力電流Ｉｏが大きいほど高くなり、出力電流Ｉｏが小さいほど低くなる。

ＰＷＭ調光信号生成部１１６は、パルス幅設定信号ＤＳＥＴ１及びＤＳＥＴ２の入力を受け付けて、ＰＷＭ調光信号Ｓ１１及びＳ１２を生成する。ＰＷＭ調光信号Ｓ１１及びＳ１２は、それぞれ、共通のＰＷＭ周期Ｔｐｗｍでパルス幅変調されるパルス信号である。

具体的に述べると、ＰＷＭ調光信号Ｓ１１は、ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍのうち、パルス幅設定信号ＤＳＥＴ１に基づいて設定されたオン期間ｔ１（＝ＬＥＤ列２１が点灯される先述の期間ｔ１に相当）にハイレベルとなり、その余のオフ期間にローレベルとなる。一方、ＰＷＭ調光信号Ｓ１２は、ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍのうち、パルス幅設定信号ＤＳＥＴ２に基づいて設定されたオン期間ｔ２（＝ＬＥＤ２２が点灯される先述の期間ｔ２に相当）にハイレベルとなり、その余のオフ期間にローレベルとなる。

ここで、ＰＷＭ調光信号生成部１１６は、ＰＷＭ調光信号Ｓ１１及びＳ１２双方が同時にハイレベルとならないように、それぞれのオン期間ｔ１及びｔ２を設定する。つまり、ＰＷＭ調光信号Ｓ１２のオン期間ｔ２は、ＰＷＭ調光信号Ｓ１１のオフ期間（＝Ｔｐｗｍ－ｔ１）と重複するように設定される。従って、オン期間ｔ１及びｔ２は、ｔ１＋ｔ２≦Ｔｐｗｍを満たしていなければならない。

なお、ＰＷＭ調光信号生成部１１６を割愛し、ＭＣＵ２からＰＷＭ調光信号Ｓ１１及びＳ１２の外部入力を受け付ける構成としてもよい。

異常保護部１１７は、ＬＥＤドライバＩＣ１１の異常（例えばＬＥＤオープンまたはＬＥＤショート）をＭＣＵ２に報知するためにトランジスタＮ５のオン／オフ制御を行う。

バッファＢ１及びＢ２は、それぞれ、ＰＷＭ調光信号生成部１１６で生成されたＰＷＭ調光信号Ｓ１１及びＳ１２の入力を受け付けて、トランジスタＮ３及びＮ４それぞれのゲートを駆動する。

トランジスタＮ１は、スイッチ出力段の出力スイッチに相当する。トランジスタＮ１のドレインは、ＰＶＩＮピンに接続されている。トランジスタＮ１のソース及びバックゲートは、ＳＷピンに接続されている。トランジスタＮ１は、ゲート駆動部１１３から入力されるゲート信号がハイレベルであるときにオンしてローレベルであるときにオフする。

トランジスタＮ２は、スイッチ出力段の同期整流スイッチに相当する。トランジスタＮ２のドレインはＳＷピンに接続されている。トランジスタＮ２のソース及びバックゲートは、ＰＧＮＤピンに接続されている。トランジスタＮ２は、ゲート駆動部１１３から入力されるゲート信号がハイレベルであるときにオンしてローレベルであるときにオフする。

ただし、スイッチ出力段の整流方式は、必ずしも同期整流方式に限らず、ダイオード整流方式（＝非同期整流方式）を採用しても構わない。その場合には、トランジスタＮ２をダイオード（例えばショットキーバリアダイオード）に置き換えればよい。

トランジスタＮ３及びＮ４は、それぞれ、先出の時分割制御部１３（特にスイッチ１３１及び１３２）に相当する。トランジスタＮ３及びＮ４それぞれのドレインは、いずれもＩＬＥＤＩＮピンに接続されている。トランジスタＮ３のソース及びバックゲートは、ＣＨ１ピンに接続されている。トランジスタＮ４のソース及びバックゲートは、ＣＨ２ピンに接続されている。

トランジスタＮ３は、バッファＢ１を介してゲートに入力されるＰＷＭ調光信号Ｓ１１がハイレベルであるときにオンしてローレベルであるときにオフする。また、トランジスタＮ４は、バッファＢ２を介してゲートに入力されるＰＷＭ調光信号Ｓ１２がハイレベルであるときにオンして、ローレベルであるときにオフする。

例えば、トランジスタＮ３がオンしてトランジスタＮ４がオフしているときには、ＬＥＤ列２１のみに出力電流Ｉｏ１（＝Ｉｏ）が流れるので、ＬＥＤ列２１が点灯してＬＥＤ２２が消灯する。一方、トランジスタＮ３がオフしてトランジスタＮ４がオンしているときには、ＬＥＤ２２のみに出力電流Ｉｏ２（＝Ｉｏ）が流れるので、ＬＥＤ列２１が消灯してＬＥＤ２２が点灯する。

トランジスタＮ５は、プロテクトバス信号ＰＢＵＳを出力するオープンドレイン出力段として機能する。トランジスタＮ５のドレインは、ＰＢＵＳピンに接続されている。トランジスタＮ５のソース及びバックゲートは、接地端に接続されている。トランジスタＮ５は、異常保護部１１７から入力されるゲート信号がハイレベルであるときにオンしてローレベルであるときにオフする。プロテクトバス信号ＰＢＵＳは、トランジスタＮ５がオンであるときにローレベル（≒ＧＮＤ）となり、トランジスタＮ５がオフであるときにハイレベル（≒ＶＤＲＶ５）となる。

なお、上記構成から成るＬＥＤドライバＩＣ１１は、ボトム検出オン時間固定方式（＝出力電流Ｉｏのボトム検出タイミングからオン時間Ｔｏｎに亘ってＤＣ／ＤＣコンバータをオンした後、次回のボトム検出タイミングまでＤＣ／ＤＣコンバータをオフする方式）で出力電流Ｉｏの出力帰還制御を行う。以下では、このような出力帰還制御を行うための要部となる電流制御部１１２の構成及び動作について詳述する。

＜電流制御部＞
図８は、電流制御部１１２の一構成例を示す図である。電流制御部１１２は、エラーアンプ１１２ａと、調光電圧切替部１１２ｂと、閾値電圧生成部１１２ｃと、コンパレータ１１２ｄと、を含む。

エラーアンプ１１２ａは、反転入力端（－）に入力されるセンス電圧Ｖｓと、非反転入力端（＋）に入力される調光電圧Ｖｂとの差分値Δ（＝Ｖｂ－Ｖａ）を増幅して、誤差電流Ｉａを生成するトランスコンダクタンスアンプ（いわゆるｇｍアンプ）である。なお、誤差電流Ｉａは、Δ＞０であるときに正方向（＝エラーアンプ１１２ａから閾値電圧生成部１１２ｃに向けて流れる方向）に流れ、Δ＜０であるときに負方向（＝閾値電圧生成部１１２ｃからエラーアンプ１１２ａに向けて流れる方向）に流れる。また、誤差電流Ｉａの電流値は、｜Δ｜が大きいほど増大し、｜Δ｜が小さいほど減少する。

調光電圧切替部１１２ｂは、ＤＣＤＩＭ１ピン及びＤＣＤＩＭ２ピンとエラーアンプ１１２ａの非反転入力端（＋）との間にそれぞれ接続されたスイッチｂ１及びｂ２を含み、ＰＷＭ調光信号Ｓ１１及びＳ１２に基づいてＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２毎に調光電圧Ｖｂを切り替える。具体的に述べると、ＬＥＤ列２１の点灯時（Ｓ１１＝Ｈ、Ｓ１２＝Ｌ）には、スイッチｂ１をオンしてスイッチｂ２をオフすることにより、ＤＣ調光信号ＤＣＤＩＭ１を調光電圧Ｖｂとして選択出力する。一方、ＬＥＤ２２の点灯時（Ｓ１１＝Ｌ、Ｓ１２＝Ｈ）には、スイッチｂ１をオフしてスイッチｂ２をオンすることにより、ＤＣ調光信号ＤＣＤＩＭ２を調光電圧Ｖｂとして選択出力する。

閾値電圧生成部１１２ｃは、キャパシタｃ１及びｃ２と、スイッチｃ３～ｃ６を含む。スイッチｃ３及びｃ４それぞれの第１端は、閾値電圧Ｖｃの印加端に接続されている。スイッチｃ３の第２端は、キャパシタｃ１の第１端（＝積分電圧Ｖｃ１の印加端に相当）とスイッチｃ５の第１端に接続されている。スイッチｃ４の第２端は、キャパシタｃ２の第１端（＝積分電圧Ｖｃ２の印加端に相当）とスイッチｃ６の第１端に接続されている。キャパシタｃ１及びｃ２それぞれの第２端は、定電位端に接続されている。スイッチｃ５及びｃ６それぞれの第２端は、エラーアンプ１１２ａの出力端に接続されている。

なお、スイッチｃ３及びｃ５は、ＰＷＭ調光信号Ｓ１１に応じてオン／オフされる。より具体的に述べると、スイッチｃ３及びｃ５は、Ｓ１１＝ＨであるときにオンしてＳ１１＝Ｌであるときにオフする。一方、スイッチｃ４及びｃ６は、ＰＷＭ調光信号Ｓ１２に応じてオン／オフされる。より具体的に述べると、スイッチｃ４及びｃ６は、Ｓ１２＝ＨであるときにオンしてＳ１２＝Ｌであるときにオフする。

従って、ＬＥＤ列２１の点灯時（Ｓ１１＝Ｈ、Ｓ１２＝Ｌ）には、キャパシタｃ１が制御ループに組み込まれて積分電圧Ｖｃ１が閾値電圧Ｖｃとして出力されると共に、キャパシタｃ２が制御ループから切り離されて積分電圧Ｖｃ２が保持される状態となる。一方、ＬＥＤ２２の点灯時（Ｓ１１＝Ｌ、Ｓ１２＝Ｈ）には、キャパシタｃ２が制御ループに組み込まれて積分電圧Ｖｃ２が閾値電圧Ｖｃとして出力されると共に、キャパシタｃ１が制御ループから切り離されて積分電圧Ｖｃ１が保持される状態となる。

このように、閾値電圧生成部１１２ｃは、ＰＷＭ調光信号Ｓ１１及びＳ１２に基づく調光電圧Ｖｂの切替制御に同期して、エラーアンプ１１２ａの後段に接続される２系統の積分器（＝キャパシタｃ１及びｃ２）を切り替えながら、誤差電流Ｉａを順次分配的に積分することにより、２系統の積分電圧Ｖｃ１及びＶｃ２を生成すると共に、積分電圧Ｖｃ１及びＶｃ２のいずれかを閾値電圧Ｖｃとして出力する。

コンパレータ１１２ｄは、反転入力端（－）に入力されるスロープ電圧ＶＩＬと、非反転入力端（＋）に入力される閾値電圧Ｖｃとを比較して、セット信号ＳＥＴを生成する。従って、セット信号ＳＥＴは、ＶＩＬ＞ＳＥＴであるときにローレベルとなり、ＶＩＬ＜ＳＥＴであるときにハイレベルとある。なお、スロープ電圧ＶＩＬは、スイッチ出力段のオフ期間（Ｎ１：オフ、Ｎ２：オン）に流れる下側インダクタ電流ＩＬに応じた電圧信号である。また、閾値電圧Ｖｃは、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２毎（それぞれの目標電流値Ｉ１及びＩ２毎）に切り替えられる。

図９は、電流制御部１１２の一変形例を示す図である。本変形例の電流制御部１１２では、調光電圧切替部１１２ｂが割愛されると共に、単一のエラーアンプ１１２ａに代えて２系統のエラーアンプ１１２ａ１及び１１２ａ２が設けられている。また、上記の変更に伴い、閾値電圧生成部１１２ｃのスイッチｃ５及びｃ６が取り除かれている。

エラーアンプ１１２ａ１は、反転入力端（－）に入力されるセンス電圧Ｖｓと、非反転入力端（＋）に入力される調光電圧Ｖｂ１との差分値Δ１（＝Ｖｂ１－Ｖａ）を増幅して誤差電流Ｉａ１を生成する。なお、誤差電流Ｉａ１は、Δ１＞０であるときに正方向に流れ、Δ１＜０であるときに負方向に流れる。また、誤差電流Ｉａ１の電流値は、｜Δ１｜が大きいほど増大し、｜Δ１｜が小さいほど減少する。調光電圧Ｖｂ１は、ＤＣ調光信号ＤＣＤＩＭ１に応じて任意に設定される。

エラーアンプ１１２ａ２は、反転入力端（－）に入力されるセンス電圧Ｖｓと、非反転入力端（＋）に入力される調光電圧Ｖｂ２との差分値Δ２（＝Ｖｂ２－Ｖａ）を増幅して誤差電流Ｉａ２を生成する。なお、誤差電流Ｉａ２は、Δ２＞０であるときに正方向に流れ、Δ２＜０であるときに負方向に流れる。また、誤差電流Ｉａ２の電流値は、｜Δ２｜が大きいほど増大し、｜Δ２｜が小さいほど減少する。調光電圧Ｖｂ２は、ＤＣ調光信号ＤＣＤＩＭ２に応じて任意に設定される。

なお、エラーアンプ１１２ａ１及び１１２ａ２それぞれの出力端は、キャパシタｃ１及びｃ２それぞれの第１端に直接接続されている。従って、閾値電圧生成部１１２ｃは、エラーアンプ１１２ａ１及び１１２ａ２それぞれの後段に接続される２系統の積分器（＝キャパシタｃ１及びｃ２）を用いて、２系統の誤差電流Ｉａ１及びＩａ２を並列的に積分することにより、２系統の積分電圧Ｖｃ１及びＶｃ２を生成すると共に、積分電圧Ｖｃ１及びＶｃ２のいずれかを閾値電圧Ｖｃとして出力する。

このように、電流制御部１１２の構成については、種々の変形が考えられる。例えば、ＡＤコンバータを用いて誤差電流Ｉａ（ないしはＩａ１及びＩａ２）をデジタル信号に変換し、以降の信号処理（積分処理や閾値切替処理）を全てデジタル的に実現してもよい。

図１０は、第２実施形態における電流安定化制御及び周波数安定化制御の一例を示す図であり、上から順に、出力電流Ｉｏ（実線）及びボトム検出値Ｉｂｔｍ（破線）、リセット信号ＲＳＴ、並びに、セット信号ＳＥＴが描写されている。

時刻ｔ６１において、セット信号ＳＥＴのパルス出力が行われると、トランジスタＮ１がオンしてトランジスタＮ２がオフするので、出力電流Ｉｏが増大し始める。

時刻ｔ６２において、セット信号ＳＥＴのパルス出力からオン時間Ｔｏｎが経過し、リセット信号ＲＳＴのパルス出力が行われると、トランジスタＮ１がオフしてトランジスタＮ２がオンするので、出力電流Ｉｏが増大から減少に転じる。

時刻ｔ６３において、出力電流Ｉｏがボトム検出値Ｉｂｔｍを下回り、セット信号ＳＥＴのパルス出力が行われると、トランジスタＮ１がオンしてトランジスタＮ２がオフするので、出力電流Ｉｏが減少から増大に転じる。時刻ｔ６３以降においても、上記と同様の動作が繰り返される。

なお、上記で説明した出力電流Ｉｏのボトム検出処理（＝出力電流Ｉｏとボトム検出値Ｉｂｔｍとの比較処理）は、電流制御部１１２（特にコンパレータ１１２ｄ）におけるスロープ電圧ＶＩＬと閾値電圧Ｖｃとの比較処理に相当する。

ここで、電流制御部１１２では、平均出力電流Ｉｏ（ａｖｅ）（＝出力電流Ｉｏの平均値）を目標電流値に安定化するように閾値電圧Ｖｃ（延いてはボトム検出値Ｉｂｔｍ）の調整制御が行われている。より具体的に述べると、電流制御部１１２では、センス電圧Ｖｓ（＝出力電流Ｉｏに相当）と調光電圧Ｖｂ（＝目標電流値に相当）との差分値Δを積分して閾値電圧Ｖｃが生成されている。

従って、閾値電圧Ｖｃ（延いてはボトム検出値Ｉｂｔｍ）は、平均出力電流Ｉｏ（ａｖｅ）が目標電流値よりも低いときに上昇し、平均出力電流Ｉｏ（ａｖｅ）が目標電流値よりも高いときに低下する。なお、閾値電圧Ｖｃが高いほどセット信号ＳＥＴのパルス生成タイミングが早くなるので、スイッチ出力段のオフ期間が短くなり、出力電流Ｉｏが増大する。逆に、閾値電圧Ｖｃが低いほどセット信号ＳＥＴのパルス生成タイミングが遅くなるので、スイッチ出力段のオフ期間が長くなり、出力電流Ｉｏが減少する。

上記一連の動作によれば、先述のヒステリシス制御方式と比べて、より高精度に平均出力電流Ｉｏ（ａｖｅ）を目標電流値に安定化させることが可能となる。

さらに、先にも述べたように、オン時間Ｔｏｎは、出力電圧Ｖｏ（特にＬＥＤ発光部２０に印加されるＳＮＳＮピン電圧）に比例して入力電圧ＰＶＩＮに反比例する可変値（Ｔｏｎ∝ＳＮＳＮ／ＰＶＩＮ）とされている。従って、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２の時分割制御に伴う灯数変動により、出力電圧Ｖｏ（＝ＳＮＳＮ）が上昇したときには、その上昇に応じてオン時間Ｔｏｎが長くなり、逆に、出力電圧Ｖｏ（＝ＳＮＳＮ）が低下したときには、その低下に応じてオン時間Ｔｏｎが短くなる。

ところで、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周期Ｔｓｗは、Ｔｓｗ＝Ｔｏｎ×（ＰＶＩＮ／ＳＮＳＮ）で表される。従って、上記のように、オン時間Ｔｏｎを可変制御することにより、スイッチング周期Ｔｓｗ（延いてはスイッチング周波数ｆｓｗ）を一定値に安定化することができるので、ＥＭＣ対策が容易となる。

図１１は、第２実施形態における時分割制御の一例を示す図であり、上から順に、ＰＷＭ調光信号Ｓ１１及びＳ１２、積分電圧Ｖｃ１及びＶｃ２、並びに、出力電流Ｉｏ１（実線）及びＩｏ２（破線）が描写されている。

期間ｔ１（時刻ｔ７１～ｔ７２）では、ＰＷＭ調光信号Ｓ１１がハイレベルとなり、ＰＷＭ調光信号Ｓ１２がローレベルとなるので、ＬＥＤ列２１が点灯されてＬＥＤ２２が消灯される。このとき、閾値電圧生成部１１２ｃでは、キャパシタｃ１が制御ループに組み込まれて積分電圧Ｖｃ１が閾値電圧Ｖｃとして出力されると共に、キャパシタｃ２が制御ループから切り離されて積分電圧Ｖｃ２が保持される状態となる。従って、ＬＥＤ列２１に流れる出力電流Ｉｏ１（＝Ｉｏ）は、ＤＣ調光信号ＤＣＤＩＭ１に応じた目標電流値Ｉ１に安定化される。

一方、期間ｔ２（時刻ｔ７２～ｔ７３）では、ＰＷＭ調光信号Ｓ１１がローレベルとなり、ＰＷＭ調光信号Ｓ１２がハイレベルとなるので、ＬＥＤ列２１が消灯されてＬＥＤ２２が点灯される。このとき、閾値電圧生成部１１２ｃでは、キャパシタｃ２が制御ループに組み込まれて積分電圧Ｖｃ２が閾値電圧Ｖｃとして出力されると共に、キャパシタｃ１が制御ループから切り離されて積分電圧Ｖｃ１が保持される状態となる。従って、ＬＥＤ２２に流れる出力電流Ｉｏ２（＝Ｉｏ）は、ＤＣ調光信号ＤＣＤＩＭ２に応じた目標電流値Ｉ２に安定化される。

また、期間ｔ３（時刻ｔ７３～ｔ７４）では、ＰＷＭ調光信号Ｓ１１及びＳ１２がいずれもローレベルとなるので、出力電流Ｉｏ１及びＩｏ２がどちらも流れず、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２が双方とも消灯される。このとき、閾値電圧生成部１１２ｃでは、キャパシタｃ１及びｃ２がいずれも制御ループから切り離されて積分電圧Ｖｃ１及びＶｃ２双方が保持される状態となる。このように、期間ｔ１及びｔ２とスイッチング周期Ｔｓｗとの間には、ｔ１＋ｔ２≦Ｔｓｗが成り立っていればよい。すなわち、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２の同時点灯は認められないが、同時消灯については不問である。

ただし、先にも述べたように、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２は、微視的に見ると交互に点消灯を繰り返すが、スイッチング周期Ｔｓｗが十分に短ければ、人間の肉眼には、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２が同時点灯しているように見える。

以上で説明したように、本実施形態のＬＥＤドライバＩＣ１１によれば、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２毎に目標電流値を切り替えながら単一の出力電流Ｉｏを生成してＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２それぞれに時分割で供給することにより、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２を個別に調光することが可能となる。

特に、本実施形態のＬＥＤドライバＩＣ１１は、ボトム検出オン時間固定方式で出力電流Ｉｏの出力帰還制御を行うので、先述のエラーアンプ制御方式と比べて、より小容量の出力キャパシタ（＝キャパシタＣ４）を用いることができる。そのため、ＬＥＤ列２１及びＬＥＤ２２の時分割制御時に高速な灯数変動が生じたとしても、さほど大きなラッシュ電流が流れないので、出力電流Ｉｏが過電流状態ないしは減電流状態となりにくい。この長所については、先述のヒステリシス制御方式と同様である。

さらに、本実施形態のＬＥＤドライバＩＣ１１では、エラーアンプ１１２ａを用いてボトム検出値Ｉｂｔｍ（＝閾値電圧Ｖｃ）の調整が行われるので、先述のヒステリシス制御方式と比べて、より高精度の電流安定化制御を実現することが可能となる。

＜第３実施形態＞
図１２は、ＬＥＤ発光装置の第３実施形態を示す図である。本実施形態のＬＥＤ発光装置１では、先出の第１実施形態（図１）若しくは第２実施形態（図７）と異なり、ＬＥＤ発光部２０を形成するＬＥＤ（またはＬＥＤ列）２３～２５が直列に接続されている。以下では、ＬＥＤ発光部２０が車両のＬＥＤヘッドランプであり、特に、ＬＥＤ２３をハイビームとし、ＬＥＤ２４をロービームとし、ＬＥＤ２５をクリアランスランプ（車幅灯）として説明する。

また、ＬＥＤ発光部２０の構成変更に伴い、時分割制御部１３を形成するスイッチＳＷ１～ＳＷ３は、ＬＥＤ２３～２５それぞれに対して並列に接続されている。従って、例えば、スイッチＳＷ１のみをオフしてその余のスイッチを全てオンすれば、ＬＥＤ２３のみに出力電流Ｉｏが流れる状態となる。同様に、スイッチＳＷ２のみをオフすれば、ＬＥＤ２４のみに出力電流Ｉｏが流れ、スイッチＳＷ３のみをオフすれば、ＬＥＤ２５のみに出力電流Ｉｏが流れる。このような時分割制御部１３は、例えば、ＬＣＭ［light control module］を用いて実装することができる。

もちろん、ＬＥＤ発光部２０には、ＬＥＤ２３～２５以外のＬＥＤを直列接続してもよい。その場合には、各ＬＥＤに並列接続される複数のスイッチを同時にオフして、複数のＬＥＤに出力電流Ｉｏを流すことも想定される。このとき、ＬＥＤドライバＩＣ１１への入力電圧ＰＶＩＮよりも高い出力電圧Ｖｏが必要となるのであれば、ＬＥＤドライバＩＣ１１に昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータを組み込んでおくとよい。

ところで、車両の周囲が暗くなる夜間やトンネル内では、一般に、ハイビーム（ＬＥＤ２３）またはロービーム（ＬＥＤ２４）と、クリアランスランプ（ＬＥＤ２５）を同時に点灯する必要がある。この場合、例えば、スイッチＳＷ１をオンしてスイッチＳＷ２及びＳＷ３をオフすれば、ＬＥＤ２４及び２５の双方に共通の出力電流Ｉｏが流れるので、それぞれを同時に点灯することはできるが、それぞれを個別に調光することはできない。

一方、先述の時分割制御を応用すれば、ＬＥＤ２３～２５それぞれを個別に調光することが可能となる。以下、図面を参照しながら具体的に説明する。

図１３は、第３実施形態における時分割制御の一例を示す図であり、上から順に、スイッチＳＷ１～ＳＷ３それぞれのオン／オフ状態、及び、出力電流Ｉｏが描写されている。

期間ｔ１（時刻ｔ８１～ｔ８２）では、スイッチＳＷ１及びＳＷ３がオンしてスイッチＳＷ２がオフするので、ＬＥＤ２４のみが点灯して、ＬＥＤ２３及び２５が消灯する。このとき、ＬＥＤ２４に流れる出力電流Ｉｏは、ＬＥＤ２４用の目標電流値ＩＬＥＤ２４に安定化される。その結果、車両のロービームが所望の輝度で点灯される。

一方、期間ｔ２（時刻ｔ８２～ｔ８３）では、スイッチＳＷ１及びＳＷ２がオンしてスイッチＳＷ３がオフするので、ＬＥＤ２５のみが点灯して、ＬＥＤ２３及び２４が消灯する。このとき、ＬＥＤ２５に流れる出力電流Ｉｏは、ＬＥＤ２５用の目標電流値ＩＬＥＤ２５に安定化される。その結果、車両のクリアランスランプが所望の輝度で点灯される。

なお、ＬＥＤ２４及び２５は、微視的に見ると交互に点消灯を繰り返すが、スイッチング周期Ｔｓｗが十分に短ければ、人間の肉眼には、ＬＥＤ２４及び２５が同時点灯しているように見える。

このように、本実施形態のＬＥＤドライバＩＣ１１によれば、ＬＥＤ２３～２５毎に目標電流値を切り替えながら単一の出力電流Ｉｏを生成してＬＥＤ２３～２５それぞれに時分割で供給することにより、ＬＥＤ２３～２５を個別に調光することが可能となる。

＜車両への適用＞
これまでに説明したＬＥＤ発光装置１は、車両Ｘ１０の外装ランプとして好適に用いることができる。車両Ｘ１０の外装ランプとしては、例えば、図１４及び図１５で示すように、ヘッドランプ（ハイビーム／ロービーム／スモールランプ／フォグランプ／クリアランスランプ等を含む）Ｘ１１、昼間走行用ランプ（ＤＲＬ［daylight running lamps］）Ｘ１２、テールランプ（スモールランプやバックランプ等を含む）Ｘ１３、ストップランプＸ１４、ないしは、ターンランプＸ１５などを挙げることができる。

なお、ＬＥＤドライバＩＣ１１は、ＬＥＤ発光部２０と共にモジュール（図１６のＬＥＤヘッドランプモジュールＹ１０、図１７のＬＥＤターンランプモジュールＹ２０、または、図１８のＬＥＤリアランプモジュールＹ３０など）として提供されるものであってもよいし、ＬＥＤ発光部２０とは独立にＩＣ単体として提供されるものであってもよい。

＜その他の変形例＞
なお、上記の実施形態では、発光素子として発光ダイオードまたは発光ダイオード列を用いた構成を例に挙げて説明を行ったが、発光素子はこれに限定されるものではなく、例えば、発光素子として有機ＥＬ素子または有機ＥＬ素子列を用いることも可能である。

また、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本明細書中に開示されている発明は、例えば、車両の外装ランプ（ＤＲＬ／ポジションランプ、ターンランプ、リアランプ、クリアランスランプなど）に利用され得る。

１ ＬＥＤ発光装置（＝発光装置に相当）
２ ＭＣＵ
１０ ＬＥＤ制御部
１１ ＬＥＤドライバＩＣ（＝発光素子駆動装置に相当）
１１１ 基準電圧生成部
１１２ 電流制御部
１１２ａ、１１２ａ１、１１２ａ２ エラーアンプ
１１２ｂ 調光電圧切替部
１１２ｃ 閾値電圧生成部
１１２ｄ コンパレータ
１１３ オン時間設定部
１１４ ゲート駆動部（＝スイッチ駆動部に相当）
１１５ 電流センスアンプ
１１６ ＰＷＭ調光信号生成部
１１７ 異常保護部
１２ ＤＣ／ＤＣ部品
１３ 時分割制御部
１３１、１３２ スイッチ
２０ ＬＥＤ発光部
２１～２５ ＬＥＤまたはＬＥＤ列（＝発光素子に相当）
Ｂ１、Ｂ２ バッファ
ｂ１、ｂ２ スイッチ
Ｃ１～Ｃ４ キャパシタ
ｃ１、ｃ２ キャパシタ
ｃ３～ｃ６ スイッチ
Ｌ１ インダクタ
Ｎ１～Ｎ５ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３ スイッチ
Ｘ１０ 車両
Ｘ１１ ヘッドランプ
Ｘ１２ 昼間走行用ランプ
Ｘ１３ テールランプ
Ｘ１４ ストップランプ
Ｘ１５ ターンランプ
Ｙ１０ ＬＥＤヘッドランプモジュール
Ｙ２０ ＬＥＤターンランプモジュール
Ｙ３０ ＬＥＤリアランプモジュール

Claims (8)

1. 複数の発光素子毎に目標電流値を切り替えながら単一の出力電流を生成して前記複数の発光素子に時分割で供給し、ボトム検出オン時間固定方式で前記出力電流の出力帰還制御を行う発光素子駆動装置であって、
   前記出力電流のボトムを検出したときにセット信号のパルス出力を行う電流制御部と、
   前記セット信号のパルス出力からオン時間が経過したときにリセット信号のパルス出力を行うオン時間設定部と、
   前記セット信号及び前記リセット信号に応じてスイッチ出力段を駆動することにより前記出力電流を生成するスイッチ駆動部と、
   を有し、
   前記電流制御部は、前記スイッチ出力段のオフ期間に流れるインダクタ電流の減少に応じて低下するスロープ電圧と前記複数の発光素子毎に切り替えられる閾値電圧とを比較して前記セット信号を生成するコンパレータを含む、発光素子駆動装置。
2. 前記電流制御部は、前記出力電流の平均値を前記目標電流値に安定化するように前記閾値電圧の調整制御を行う、請求項１に記載の発光素子駆動装置。
3. 前記電流制御部は、
   前記出力電流に応じたセンス電圧と所定の調光電圧との差分を増幅して誤差信号を生成するエラーアンプと、
   前記複数の発光素子毎に前記調光電圧を切り替える調光電圧切替部と、
   前記調光電圧の切替制御に同期して前記エラーアンプの後段に接続される複数の積分器を切り替えながら前記誤差信号を順次分配的に積分することにより複数の積分電圧を生成するとともに前記複数の積分電圧のいずれか一つを前記閾値電圧として出力する閾値電圧生成部と、
   をさらに含む、請求項２に記載の発光素子駆動装置。
4. 前記電流制御部は、
   前記出力電流に応じたセンス電圧と複数の調光電圧との差分をそれぞれ増幅して複数の誤差信号を生成する複数のエラーアンプと、
   前記複数のエラーアンプそれぞれの後段に接続される複数の積分器を用いて前記複数の誤差信号を並列的に積分することにより複数の積分電圧を生成するとともに前記複数の積分電圧のいずれか一つを前記閾値電圧として出力する閾値電圧生成部と、
   をさらに含む、請求項２に記載の発光素子駆動装置。
5. 前記オン時間は、前記複数の発光素子に印加される出力電圧に比例した可変値である、請求項１～４のいずれか一項に記載の発光素子駆動装置。
6. 請求項１～５のいずれか一項に記載の発光素子駆動装置と、
   前記発光素子駆動装置により駆動される複数の発光素子と、
   を有する、発光装置。
7. 前記発光素子は、発光ダイオードまたは発光ダイオード列、若しくは、有機ＥＬ素子または有機ＥＬ素子列である、請求項６に記載の発光装置。
8. 外装ランプとして請求項６又は７に記載の発光装置を有する、車両。

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