JP6283542B2 - 車両用灯具およびその駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、自動車などに用いられる車両用灯具に関する。

車両用灯具は、一般にロービームとハイビームとを切りかえることが可能である。ロービームは、近方を所定の照度で照明するものであって、対向車や先行車にグレアを与えないよう配光規定が定められており、主に市街地を走行する場合に用いられる。一方、ハイビームは、前方の広範囲および遠方を比較的高い照度で照明するものであり、主に対向車や先行車が少ない道路を高速走行する場合に用いられる。したがって、ハイビームはロービームと比較してより運転者による視認性に優れているが、車両前方に存在する車両の運転者や歩行者にグレアを与えてしまうという問題がある。

近年、車両の周囲の状態にもとづいて、ハイビームの配光パターンを動的、適応的に制御するＡＤＢ（Adaptive Driving Beam）技術が提案されている。ＡＤＢ技術は、車両の前方の先行車両、対向車両や歩行者の有無を検出し、車両あるいは歩行者に対応する領域を減光するなどして、車両あるいは歩行者に与えるグレアを低減するものである。

ＡＤＢ機能を有する車両用灯具について説明する。図１は、比較技術に係るＡＤＢ機能を有する車両用灯具のブロック図である。なおこの比較技術を公知技術として認定してはならない。

車両用灯具１ｒは、光源１０および駆動装置２０ｒを備える。ＡＤＢにおいては、ハイビーム照射領域は、複数Ｎ個（Ｎは自然数）のサブ領域に分割される。光源１０は、Ｎ個のサブ領域に対応づけられる複数の発光ユニット１２＿１〜１２＿Ｎを含む。各発光ユニット１２は、ＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＤ（レーザダイオード）などの半導体デバイスを含み、それぞれが対応するサブ領域を照射するよう配置される。各発光ユニット１２は、単一のデバイスであってもよいし、直列に接続された複数のデバイスを含んでもよい。
駆動装置２０ｒは、複数の発光ユニット１２＿１〜１２＿Ｎそれぞれのオン（点灯）、オフ（消灯）を制御することで、ハイビームの配光を変化させる。あるいは駆動装置２０ｒは、高い周波数で発光ユニット１２をＰＷＭ（パルス幅変調）制御することで、実効的な輝度を調節する。

駆動装置２０ｒは、電流源３０、複数のバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎ、コントローラ５０を備える。電流源３０は、バッテリ２からスイッチ４を介してバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴ（入力電圧Ｖ_ＩＮともいう）を受け、光源１０に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶを、ある目標量に安定化する。

複数のバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎは、複数の発光ユニット１２＿１〜１２＿Ｎに対応づけられる。バイパス回路４０はオン、オフが切りかえ可能に構成される。ｉ番目のバイパス回路４０＿ｉがオン状態となると、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが、発光ユニット１２＿ｉではなくバイパス回路４０＿ｉに流れ、発光ユニット１２＿ｉが消灯し、バイパス回路４０＿ｉがオフ状態となると、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが発光ユニット１２＿ｉに流れて点灯する。

車両用灯具１ｒを制御する上流のプロセッサ（たとえば電子制御ユニットＥＣＵ）６は、車両前方の状態にもとづいて、ハイビームにより照射すべきサブ領域を判定し、駆動装置２０ｒのコントローラ５０に指示する。コントローラ５０は、プロセッサ６からの制御指令にもとづいてバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎの状態を制御する。具体的には、照射すべきサブ領域に対応する発光ユニット１２を選択し、選択された発光ユニット１２と並列なバイパス回路４０をオフ状態とし、残りの発光ユニット１２と並列なバイパス回路４０をオン状態とする。

バイパス回路４０をオンからオフを急峻に切りかえると、電流源３０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは小さくなる。電流源３０をバックコンバータ、ブーストコンバータ、フライバックコンバータやフォワードコンバータなどの、負荷と並列に接続される大容量の平滑キャパシタを有するトポロジーで構成した場合、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが急峻に小さくなると、平滑キャパシタに蓄えられていた電荷が放電され、発光ユニット１２側に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶがオーバーシュートする。反対にバイパス回路４０をオフからオンを急峻に切りかえると、駆動電流Ｉ_ＤＲＶがアンダーシュートする。バイパス回路４０のオン、オフにともなう駆動電流Ｉ_ＤＲＶの変動幅が大きいと、発光ユニット１２の信頼性に悪影響を及ぼし、あるいはノイズ成分の増大につながる。特に複数のバイパス回路４０のオン、オフを同時に切りかえる場合、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの変動幅が大きくなり、この問題は一層顕著となる。この問題を解決するために、バイパス回路４０のオン、オフを緩やかに切りかえる技術が提案されている（特許文献１参照）。

特開２００８−１２６９５８号公報

（課題１）
図２は、本発明者らが検討したバイパス回路４０ｒの回路図である。このバイパス回路４０ｒは、特許文献１と同様に、発光ユニット１２と並列に設けられたバイパストランジスタＭ１と、バイパストランジスタＭ１のオン、オフを指示する制御信号をフィルタリングしてバイパストランジスタＭ１のゲートに供給するローパスフィルタ（積分回路）４２を含む。ローパスフィルタ４２の前段には、レベルシフト回路４４が設けられる。

ローパスフィルタ４２は、バイパストランジスタＭ１のゲート電圧の変化を緩慢とすることにより、バイパストランジスタＭ１のオン、オフを緩やかに切りかえるために設けられる。

本発明者らは、バイパストランジスタＭ１のゲートソース間にシャントキャパシタを設けた図２のバイパス回路４０ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。

図３は、図２のバイパス回路４０ｒを備える車両用灯具１ｒの動作波形図である。

制御信号Ｓ１がハイレベルのとき、レベルシフト回路４４のトランジスタＱ１はオフであり、バイパストランジスタＭ１のゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳはゼロとなって、バイパストランジスタＭ１はオフ状態となる。この間、発光ユニット１２に流れる電流Ｉ_ＬＥＤは、電流源３０が生成する駆動電流Ｉ_ＤＲＶとなり、発光ユニット１２が点灯する。

時刻ｔ０に制御信号Ｓ１がローレベルに遷移すると、レベルシフト回路４４のトランジスタＱ１がオンし、バイパストランジスタＭ１のゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳが、ローパスフィルタ４２の時定数にしたがって上昇する。そしてゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳがＭＯＳＦＥＴのゲートソース間しきい値電圧Ｖ_ＴＨを超えると、バイパストランジスタＭ１がターンオンし、バイパストランジスタＭ１に駆動電流Ｉ_ＤＲＶが引き込まれ、発光ユニット１２に流れる電流Ｉ_ＬＥＤは減少する。

ここで、時刻ｔ１以前のバイパストランジスタＭ１のオフ状態において、そのドレインソース間電圧は、発光ユニット１２の順方向電圧Ｖｆと等しく、したがって３〜１０Ｖ程度となっている。この状態において、バイパストランジスタＭ１のゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳを緩やかに変化させても、バイパストランジスタＭ１に流れる電流を緩やかに変化させることはできず、したがって発光ユニット１２に流れる電流Ｉ_ＬＥＤを緩やかに変化させることはできない。この構成において電流Ｉ_ＬＥＤをさらに緩やかに変化させるためには、ローパスフィルタ４２のカットオフ周波数を低く（時定数を長く）設定する必要があるが、その場合、制御信号Ｓ１が遷移してから、ＬＥＤ電流Ｉ_ＬＥＤが変化しはじめるまでの遅延時間τが長くなってしまう。

（課題２）
平滑キャパシタは大容量であることから、バイパス回路４０のターンオン、ターンオフ制御にともなう駆動電流Ｉ_ＤＲＶの増大を抑制するためには、バイパス回路４０のターンオン時間、ターンオフ時間（以下、遷移時間と総称する）を相当長く設定する必要がある。その反面、遷移時間を長くしすぎると、スイッチングロスが増大するため効率が低下する。またバイパス回路４０を利用してＰＷＭ調光する場合、デューティ比が小さい場合に、遷移時間の影響で調光精度が悪化する。

なおこれらの問題は、ＡＤＢ制御を行う場合のみでなく、図１の車両用灯具１ｒを輝度制御に利用した場合などにも同様に発生する。

本発明は係るかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、発光ユニットの電流を緩やかに変化させることが可能な車両用灯具およびその駆動装置の提供にある。また別の目的のひとつは、駆動電流の変動を抑制可能な車両用灯具およびその駆動装置の提供にある。

（第１の態様）
本発明のある態様は、直列接続された複数の発光ユニットを含む光源とともに使用され、車両用灯具を構成する駆動装置に関する。駆動装置は、光源に駆動電流を供給する電流源と、複数の発光ユニットのうちＮ個（Ｎは自然数）の発光ユニットに対応づけられ、それぞれが対応する発光ユニットと並列に設けられ、独立してオン、オフが切りかえ可能に構成されたＮ個のバイパス回路と、を備える。バイパス回路は、発光ユニットと並列に設けられたバイパストランジスタと、バイパストランジスタのゲートドレイン／ゲートコレクタ間に設けられた帰還キャパシタと、バイパストランジスタのゲートソース／ゲートエミッタ間に制御信号に応じた駆動電圧を供給するゲート駆動回路と、を含む。

この態様によると、バイパストランジスタのゲートドレイン間に帰還キャパシタを設けたことにより、ミラー効果によって、ミラー区間の間、ゲートソース／ゲートエミッタ間電圧Ｖ_ＧＳがしきい値電圧Ｖ_ＴＨの近傍でフラットとなり、小さな傾きで変化する。これにより、バイパストランジスタのオン、オフを緩やかに切りかえることができ、発光ユニットに流れる電流を緩やかに遷移させることができる。

ゲート駆動回路は、バイパストランジスタのゲート容量および帰還キャパシタへの充電の時定数と放電の時定数が実質的に等しくなるよう構成されてもよい。
これによりバイパストランジスタのターンオン時とターンオフ時の電流の傾きを揃えることができる。

ゲート駆動回路は、バイパストランジスタのゲートソース間電圧／ゲートエミッタ間電圧を所定値以下に制限するクランプ素子を含んでもよい。
クランプ電圧は、ゲートソース間しきい値Ｖ_ＴＨの１．５倍〜３倍の範囲に設定してもよい。これにより、ターンオン時間とターンオフ時間を揃えることができる。

ゲート駆動回路は、制御信号を受け、ハイレベル電圧Ｖ_Ｈとゼロ電圧０Ｖの間を遷移する駆動電圧を生成するレベルシフト回路と、一端がバイパストランジスタのゲートと接続され、他端がレベルシフト回路の出力端子と接続された電流制限抵抗と、そのアノードがバイパストランジスタのゲート側となる向きで電流制限抵抗と並列に設けられたダイオードと、を含んでもよい。

レベルシフト回路は、制御信号に応じてオン、オフする入力トランジスタと、直列に接続された２個の抵抗を含み、入力トランジスタの一端の電圧を分圧する分圧抵抗ペアと、を含んでもよい。

レベルシフト回路は、制御信号に応じてオン、オフする定電流源と、定電流源が生成する電流の経路上に設けられた電流電圧変換用の抵抗と、を含んでもよい。

（第２の態様）
本発明の別の態様も、直列接続された複数の発光ユニットを含む光源とともに使用され、車両用灯具を構成する駆動装置に関する。駆動装置は、光源に駆動電流を供給するコンバータと、複数の発光ユニットのうちＮ個（Ｎは自然数）の発光ユニットに対応づけられ、それぞれが対応する発光ユニットと並列に設けられ、独立してオン、オフが切りかえ可能に構成されたＮ個のバイパス回路と、駆動電流が所定の目標値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにコンバータを制御するとともに、Ｎ個のバイパス回路のオン、オフを制御するコントローラと、を備える。コンバータは、スイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタのスイッチングに伴うエネルギーを蓄える第１磁性体素子と、を含む１次側回路と、第２磁性体素子を含む２次側回路と、１次側回路と２次側回路を結合する、容量値Ｃの結合キャパシタと、を備える。バイパス回路のターンオンまたはターンオフに要する遷移時間Ｔ_ＴＲＮは、ターンオンまたはターンオフの前後での出力電圧の変化幅をΔＶとするとき、式（１）を満たす。
ΔＶ×Ｃ＜Ｉ_ＲＥＦ×Ｔ_ＴＲＮ …（１）

コンバータを結合キャパシタを有するトポロジーで構成することにより、大容量の平滑キャパシタが不要となるため、大容量の平滑キャパシタを有するトポロジーに比べて、遷移時間を大幅に短くできる。その上で、式（１）を満たすように遷移時間Ｔ_ＴＲＮを定めることにより、出力電圧Ｖ_ＯＵＴをΔＶ変化させるための電流を、バイパス回路側に流すことができるため、駆動電流がオーバーシュートしたりアンダーシュートするのを抑制できる。

第２磁性体素子Ｌ１２のインダクタンスをＬ_Ｓ、発光ユニットの最大定格電流をＩ_ＭＡＸ、スイッチングトランジスタのスイッチング周期をＴ_ＳＷとするとき、駆動装置は、式（２）を満たすよう構成されてもよい。
Ｉ_ＲＥＦ×ΔＶ×Ｔ_ＳＷ ^２／Ｔ_ＯＮ＜Ｌ_Ｓ×（Ｉ_ＭＡＸ ^２−Ｉ_ＲＥＦ ^２）／２ …（２）
コンバータのスイッチングトランジスタのスイッチング周期に着目したとき、第２磁性体素子に流れる電流は、スイッチング周期のリップル成分を有する。式（２）を満たすように構成したとき、電流リップルの最大値を発光ユニットの最大定格電流より小さく制限することができ、回路の信頼性を高めることができる。

本発明の別の態様もまた、駆動装置である。この装置は、直列接続された複数の発光ユニットを含む光源とともに使用され、車両用灯具を構成する駆動装置であって、光源に駆動電流を供給するコンバータと、複数の発光ユニットのうちＮ個（Ｎは自然数）の発光ユニットに対応づけられ、それぞれが対応する発光ユニットと並列に設けられ、独立してオン、オフが切りかえ可能に構成されたＮ個のバイパス回路と、駆動電流が所定の目標値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにコンバータを制御するとともに、Ｎ個のバイパス回路のオン、オフを制御するコントローラと、を備える。コンバータは、スイッチングトランジスタと第１磁性体素子と、を含む１次側回路と、第２磁性体素子を含む２次側回路と、１次側回路と２次側回路を結合する結合キャパシタと、を備える。発光ユニットの最大定格電流をＩ_ＭＡＸ、スイッチングトランジスタのスイッチング周期をＴ_ＳＷ、第２磁性体素子のインダクタンスをＬ_Ｓとするとき、駆動装置は式（２）を満たすよう構成される。
Ｉ_ＲＥＦ×ΔＶ×Ｔ_ＳＷ ^２／Ｔ_ＯＮ＜Ｌ_Ｓ×（Ｉ_ＭＡＸ ^２−Ｉ_ＲＥＦ ^２）／２ …（２）

コンバータのスイッチングトランジスタのスイッチング周期に着目したとき、第２磁性体素子に流れる電流は、スイッチング周期のリップル成分を有する。式（２）を満たすように構成したとき、電流リップルの最大値を発光ユニットの最大定格電流より小さく制限することができ、回路の信頼性を高めることができる。なお磁性体素子は、インダクタやトランスを含む。

バイパス回路は、発光ユニットと並列に設けられたバイパストランジスタと、バイパストランジスタのゲートドレイン／ゲートコレクタ間に設けられた帰還キャパシタと、バイパストランジスタのゲートソース間に、制御信号に応じた駆動電圧を供給するゲート駆動回路と、を含んでもよい。

本発明の別の態様は、車両用灯具に関する。車両用灯具は、直列に接続された複数の発光ユニットを含む光源と、光源を駆動する上述のいずれかの態様の駆動装置と、を備える。

本発明のある態様によれば、発光ユニットの電流を緩やかに変化させることができる。また別の態様によれば、駆動電流の変動を抑制できる。

比較技術に係るＡＤＢ機能を有する車両用灯具のブロック図である。 本発明者らが検討したバイパス回路の回路図である。 図２のバイパス回路を備える車両用灯具の動作波形図である。 第１の実施の形態に係るバイパス回路の回路図である。 図４のバイパス回路の動作波形図である。 実施の形態に係る車両用灯具を備えるランプユニットの斜視図である。 第１変形例に係るバイパス回路の回路図である。 第２の実施の形態に係る車両用灯具のブロック図である。 図９（ａ）、（ｂ）は、バイパス回路のターンオン動作に関する波形図である。 スイッチングトランジスタのスイッチング動作に関する波形図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。

（第１の実施の形態）
図４は、第１の実施の形態に係るバイパス回路４０の回路図である。このバイパス回路４０は、図１の駆動装置２０に使用される。バイパス回路４０の周辺回路の構成について、図１を参照して簡単に説明する。

車両用灯具１は、光源１０および駆動装置２０を備える。光源１０は、直列接続された複数の発光ユニット１２＿１〜１２＿Ｎを含む。駆動装置２０は、電流源３０、Ｎ個（Ｎは自然数）のバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎ、コントローラ５０、を備える。

電流源３０は、光源１０に対して、目標輝度に応じた駆動電流Ｉ_ＤＲＶを供給する。たとえば電流源３０は、昇圧型あるいは降圧型のコンバータおよびその制御回路を含む。制御回路は、駆動電流Ｉ_ＤＲＶを検出し、検出された駆動電流Ｉ_ＤＲＶが目標量に近づくように、コンバータのスイッチング状態をフィードバック制御してもよい。コンバータの形式および電流制御の方式は特に限定されず、公知技術を用いればよい。

Ｎ個のバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎは、複数の発光ユニット１２のうちＮ個の発光ユニット１２に対応づけられ、それぞれが対応する発光ユニット１２と並列に設けられる。バイパス回路４０＿ｉは、制御信号Ｓ１＿ｉに応じてオン状態とオフ状態が切りかえ可能であり、オン状態において発光ユニット１２＿ｉと並列なバイパス経路を形成するよう構成される。

コントローラ５０は、通常の点灯制御期間において、Ｎ個のバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎを、Ｎ個の発光ユニット１２＿１〜１２＿Ｎそれぞれの点灯・消灯の指示にもとづいてオン、オフ制御する。より具体的にはコントローラ５０は、制御信号Ｓ１＿ｉを発光ユニット１２＿ｉの目標輝度に応じてパルス幅変調し、バイパス回路４０＿ｉをＰＷＭ周期でスイッチングすることにより、発光ユニット１２＿ｉを調光する。

図４を参照し、バイパス回路４０の構成を説明する。
バイパス回路４０は、バイパストランジスタＭ１、帰還キャパシタＣ１、ゲート駆動回路６０を備える。バイパストランジスタＭ１は、発光ユニット１２と並列に設けられる。発光ユニット１２のカソードと接続される配線をカソードラインＬ_Ｋ、アノードと接続される配線をＬ_Ａと称する。ｉ番目のバイパス回路４０のカソードラインは、ｉ＋１番目のバイパス回路４０のアノードラインと共通である。

バイパストランジスタＭ１はＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、そのソースはカソードラインＬ_Ｋと接続され、そのドレインはアノードラインＬ_Ａと接続される。ＭＯＳＦＥＴに代えてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いてもよく、この場合、ソースをエミッタと、ドレインをコレクタと読み替えればよい。

帰還キャパシタＣ１は、バイパストランジスタＭ１のゲートドレイン間に設けられる。帰還キャパシタＣ１の容量は、バイパストランジスタＭ１に十分大きなミラー効果をもたらすように定められる。通常、ゲートドレイン間容量はＭＯＳＦＥＴの応答性を低下させるため忌避されるが、後述のように本実施の形態では、積極的にミラー効果を利用する。帰還キャパシタＣ１の容量値としては、数百ｐＦ〜１０００ｐＦ程度が好適である。

ゲート駆動回路６０は、バイパストランジスタＭ１のゲートソース間に、制御信号Ｓ１に応じた駆動電圧Ｖ_ＧＳを供給する

本実施の形態において、制御信号Ｓ１のハイレベルは発光ユニット１２の点灯に、ローレベルは消灯に対応づけられる。したがってゲート駆動回路６０は、制御信号Ｓ１がハイレベルのときゲートソース間の駆動電圧Ｖ_ＧＳをゼロとしてバイパストランジスタＭ１をオフ状態とし、ローレベルのとき駆動電圧Ｖ_ＧＳをしきい値Ｖ_ＴＨより高いハイレベル電圧Ｖ_ＨとしてバイパストランジスタＭ１をオン状態とする。

ゲート駆動回路６０は、レベルシフト回路６２、電流制限抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１を含む。レベルシフト回路６２は、制御信号Ｓ１の論理レベルを反転し、ハイレベル電圧Ｖ_Ｈとゼロ電圧０Ｖにレベルシフトする。電流制限抵抗Ｒ１はレベルシフト回路６２の出力端子６４とバイパストランジスタＭ１のゲートの間に設けられ、バイパストランジスタＭ１のゲート容量の充電電流を制限する。ダイオードＤ１は、アノードがバイパストランジスタＭ１のゲート側となる向きで、電流制限抵抗Ｒ１と並列に設けられる。

レベルシフト回路６２は、ベース抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２、入力トランジスタＱ１、分圧抵抗Ｒｄ１、Ｒｄ２、ツェナーダイオードＺＤ１を含む。
入力トランジスタＱ１はＰＮＰ型バイポーラトランジスタであり、そのベースにはベース抵抗Ｒｂ１を介して制御信号Ｓ１が入力される。ベース抵抗Ｒｂ２は入力トランジスタＱ１のベースエミッタ間に設けられる。ベース抵抗Ｒｂ１、Ｒｂ２によって、制御信号Ｓ１と電源電圧Ｖ_ＣＣが分圧され、入力トランジスタＱ１のベースに入力される。

分圧抵抗Ｒｄ１、Ｒｄ２は、入力トランジスタＱ１のコレクタ電圧を分圧し、出力端子６４に駆動電圧Ｖ_ＧＳを発生させる。駆動電圧Ｖ_ＧＳのハイレベル電圧Ｖ_Ｈは、入力トランジスタＱ１のオン抵抗が十分に小さいとすれば、式（１）で与えられる。
Ｖ_Ｈ＝（Ｖ_ＣＣ−Ｖ_Ｋ）×Ｒｄ２／（Ｒｄ１＋Ｒｄ２） …（１）
Ｖ_Ｋは、カソードラインＬ_Ｋの電位である。

ツェナーダイオードＺＤ１は、出力端子６４とカソードラインＬ_Ｋの間に設けられ、駆動電圧Ｖ_ＧＳが所定のクランプ電圧Ｖ_ＣＬを超えないよう制限するクランプ素子として機能する。したがってハイレベル電圧Ｖ_Ｈは、式（１）で与えられる電圧とクランプ電圧Ｖ_ＣＬのうち、低い電圧となる。

バイパストランジスタＭ１のターンオン時間は、ゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳが、ゼロ電圧０Ｖからしきい値Ｖ_ＴＨに上昇するまでの時間に応じており、そのターンオフ時間は、ゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳが、ハイレベル電圧Ｖ_Ｈからしきい値Ｖ_ＴＨに低下するまでの時間に応じている。ターンオン時間とターンオフ時間を揃えるためには、Ｖ_Ｈ−Ｖ_ＴＨとＶ_ＴＨが同程度（０．５〜２倍）である必要がある。つまりハイレベル電圧Ｖ_Ｈ、言い換えればクランプ電圧Ｖ_ＣＬは、しきい値Ｖ_ＴＨの１．５〜３倍とすることが好ましい。

なおレベルシフト回路６２の電源電圧Ｖ_ＣＣは、駆動装置２０の構成に応じて定めればよい。たとえば図１の電流源３０が負電圧を生成するコンバータであり、ＯＵＴＮ＋１が負電圧であるアプリケーションでは、電源電圧Ｖ_ＣＣは５〜１０Ｖとすればよい。
図１の電流源３０が昇圧コンバータであり、ＯＵＴ１に昇圧した電圧が印加されるアプリケーションでは、Ｖ_ＣＣをその昇圧した電圧としてもよい。

ゲート駆動電圧Ｖ_ＧＳをハイレベル電圧Ｖ_Ｈとゼロの間で遷移させるためには、バイパストランジスタＭ１のゲート容量（不図示）および帰還キャパシタＣ１を充放電する必要がある。ゲート駆動回路６０は、これらの合成容量への充電の時定数と放電の時定数が実質的に等しくなるよう構成することが望ましい。図４のゲート駆動回路６０では、Ｒｄ１、Ｒ１を含む経路が充電経路となり、Ｄ１、Ｒｄ２を含む経路が放電経路となる。したがって、Ｒｄ１＋Ｒ１≒Ｚ_Ｄ１＋Ｒｄ２となるように抵抗値を定めてもよい。Ｚ_Ｄ１は、ダイオードＤ１の順方向インピーダンスである。

以上がバイパス回路４０の構成である。続いてその動作を説明する。
図５は、図４のバイパス回路４０の動作波形図である。比較のために図２のバイパス回路４０ｒの動作波形を一点鎖線で示す。
時刻ｔ０に制御信号Ｓ１がローレベルに遷移すると、入力トランジスタＱ１がオンしてゲート電圧Ｖ_ＧＳが上昇し始める。そしてゲート電圧Ｖ_ＧＳがＭＯＳＦＥＴのしきい値Ｖ_ＴＨ付近に達すると、ＭＯＳＦＥＴが弱オン状態となって、ドレインソース間電圧Ｖ_ＤＳが低下しはじめる。このとき帰還キャパシタＣ１によって引き起こされるミラー効果によって、ドレインからゲートにフィードバックがかかり、ドレインソース間電圧Ｖ_ＤＳの低下速度が遅くなり、ゲート電圧Ｖ_ＧＳがしきい値Ｖ_ＴＨ付近に留まり非常に緩やかに上昇していく。ドレインソース間電圧Ｖ_ＤＳが動作安定点まで低下するとドレインからゲートへのフィードバックがなくなり、ゲート電圧Ｖ_ＧＳが元の時定数で上昇し始める。ゲート電圧Ｖ_ＧＳが緩やかに変化する区間をミラー期間Ｔｍと称する。

バイパストランジスタＭ１に流れるドレイン電流Ｉ_Ｍ１は、ゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳおよびドレインソース間電圧Ｖ_ＤＳの関数であり、それらが緩やかに変化することにより、ドレイン電流Ｉ_Ｍ１も緩やかに増大していく。これにより発光ユニット１２に流れる電流Ｉ_ＬＥＤは緩やかに減少していく。

時刻ｔ１に制御信号Ｓ１がハイレベルに遷移すると、入力トランジスタＱ１がオフしてゲート電圧Ｖ_ＧＳが低下し始める。そしてバイパストランジスタＭ１のターンオン時と同様に、ミラー効果によってバイパストランジスタＭ１が緩やかにターンオフし、その結果、発光ユニット１２に流れる電流Ｉ_ＬＥＤは緩やかに増大していく。

以上がバイパス回路４０の動作である。
このバイパス回路４０によれば、バイパストランジスタＭ１のゲートドレイン間に帰還キャパシタＣ１を設けたことにより、ミラー効果によって、ミラー区間Ｔｍの間、ゲートドレイン間電圧Ｖ_ＤＳが緩やかに変化し、またゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳがしきい値電圧Ｖ_ＴＨの近傍でフラットとなり小さな傾きで変化する。これにより、バイパストランジスタＭ１のオン、オフを緩やかに切りかえることができ、発光ユニット１２に流れる電流Ｉ_ＬＥＤを緩やかに遷移させることができる。

またゲート駆動回路６０を、バイパストランジスタＭ１へのゲート容量への充電経路と放電経路の時定数が実質的に等しくなるように構成した。これにより、ターンオン動作とターンオフ動作の遅延および電流Ｉ_ＬＥＤの傾きを揃えることができる。

またクランプ素子であるツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧は、ＭＯＳＦＥＴのしきい値Ｖ_ＴＨの１．５〜３倍の範囲に含まれる。これにより、駆動電圧Ｖ_ＧＳのハイレベル電圧Ｖ_Ｈがしきい値Ｖ_ＴＨと同程度となり、ターンオン時間とターンオフ時間を揃えることができる。

バイパス回路４０によれば、ターンオン時間、ターンオフ時間は、ゲート容量の充放電経路の時定数、すなわち抵抗Ｒ１、Ｒｄ１、Ｒｄ２およびダイオードＤ１のインピーダンスＺ_Ｄ１に応じて調節可能である。ターンオン時間、ターンオフ時間が短すぎると、オーバーシュートやアンダーシュートの抑制の効果が薄れる反面、それらが長すぎるとバイパストランジスタＭ１の損失が大きくなる。したがってターンオン時間、ターンオフ時間は、オーバーシュートやアンダーシュートを抑制可能な範囲でなるべく短くすることが望ましい。

続いて車両用灯具１の用途を説明する。図６は、実施の形態に係る車両用灯具１を備えるランプユニット（ランプアッシー）５００の斜視図である。ランプユニット５００は、透明のカバー５０２、ハイビームユニット５０４、ロービームユニット５０６、筐体５０８を備える。上述の車両用灯具１は、たとえばハイビームユニット５０４に用いることができる。複数の発光ユニット１２は、それぞれが異なる領域を照射するように、たとえば横方向に一列に配置される。そして、車両の走行状態において、車両側のコントローラ、たとえばＥＣＵ（電子制御ユニット）により、照射すべき領域が適応的に選択される。車両用灯具１には、照射すべき領域を指示するデータが入力され、車両用灯具１は、指示された領域に対応する光源１０（発光ユニット１２）を点灯させる。

以上、本発明のある態様について、第１の実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（第１変形例）
図７は、第１変形例に係るバイパス回路４０ａの回路図である。バイパス回路４０ａは、レベルシフト回路６２ａの構成が図４のそれと異なっている。レベルシフト回路６２ａは、定電流源６６、電流電圧変換用の抵抗Ｒｄ３、ツェナーダイオードＺＤ１を含む。定電流源６６は、制御信号Ｓ１に応じてオンオフが切りかえ可能であり、オン状態において定電流Ｉｃを生成する。定電流源６６の構成は特に限定されないが、たとえば入力トランジスタＱ１のエミッタに抵抗Ｒｅ１を挿入することで簡易的な定電流源を構成できる。制御信号Ｓ１がローレベルのときの入力トランジスタＱ１のベース電圧をＶ_ＢＬとすれば、定電流Ｉｃは式（２）で表される。
Ｉｃ＝｛Ｖ_ＣＣ−（Ｖ_ＢＬ＋Ｖ_ＢＥ）｝／Ｒｅ１ …（２）
Ｖ_ＢＥは、入力トランジスタＱ１のベースエミッタ間電圧であり約０．６Ｖの定数である。

抵抗Ｒｄ３は定電流Ｉｃの経路に設けられる。抵抗Ｒｄ３の電圧降下Ｒｄ３×Ｉｃが、出力端子６４から駆動電圧Ｖ_ＧＳとして出力される。ツェナーダイオードＺＤ１は、クランプ電圧Ｖ_ＣＬを超えないように駆動電圧Ｖ_ＧＳをクランプする。なおこの変形例では、Ｖ_ＣＬ＜Ｒｄ３×Ｉｃを満たすように回路定数を定めるとよい。

この変形例によっても実施の形態と同様の効果を得ることができる。

（第２変形例）
光源１０としては、ＬＥＤの他に、ＬＤ（レーザダイオード）や有機ＥＬ（エレクトロルミネッセンス）などの半導体光源を用いてもよい。

（第３変形例）
図６のランプユニット５００では、ハイビームユニット５０４に図３の車両用灯具１を使用する場合を説明したが、それに代えて、あるいはそれに加えて、ロービームユニット５０６に車両用灯具１を用いてもよい。

（第２の実施の形態）
図８は、第２の実施の形態に係る車両用灯具のブロック図である。

車両用灯具１は、光源１０および駆動装置２０ａを備える。光源１０は、Ｎ個のサブ領域に対応づけられる複数の発光ユニット１２＿１〜１２＿Ｎを含む。

駆動装置２０ａは、コンバータ３０ａ、フィルタ３６、Ｎ個のバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎ、コントローラ５０ａを備える。バイパス回路４０の構成は特に限定されるものではないが、図４や図７のように構成するとよい。

コンバータ３０ａおよびコントローラ５０ａの一部は、第１の実施の形態における電流源３０に対応する。コンバータ３０ａは、光源１０に駆動電流Ｉ_ＤＲＶを供給する。コントローラ５０ａは、電流コントローラ５２およびバイパスコントローラ５４を含む。電流コントローラ５２は、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが所定の目標値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにパルス信号Ｓ２を生成し、コンバータ３０ａを制御する。バイパスコントローラ５４は、Ｎ個のバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎそれぞれのオン、オフを制御する。

コンバータ３０ａと光源１０の間にはフィルタ３６が挿入される。フィルタ３６は、出力電流Ｉ_ＯＵＴのリップル成分あるいはノイズ成分を除去し、駆動電流Ｉ_ＤＲＶを光源１０に供給する。

コンバータ３０ａの構成を説明する。コンバータ３０ａは、Ｃｕｋコンバータであり、スイッチングトランジスタＭ１１、第１磁性体素子Ｌ１１、第２磁性体素子Ｌ１２、結合キャパシタＣ１１、入力キャパシタＣ１２、検出抵抗Ｒ１１を備える。入力キャパシタＣ１２は省略してもよい。検出抵抗Ｒ１１は、コンバータ３０ａが生成する電流Ｉ_ＯＵＴの経路上に設けられ、電流Ｉ_ＯＵＴに比例した電圧降下を発生させる。電流コントローラ５２は、検出抵抗Ｒ１１の電圧降下にもとづいて電流Ｉ_ＯＵＴ（すなわち駆動電流Ｉ_ＤＲＶ）検出し、バイパストランジスタＭ１を制御する。Ｃｕｋコンバータでは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが負となることに留意されたい。

入力キャパシタＣ１２、スイッチングトランジスタＭ１１、第１磁性体素子Ｌ１１は、１次側回路３２を構成する。ダイオードＤ１１、第２磁性体素子Ｌ１２は２次側回路３４を構成する。第２磁性体素子Ｌ１２のインダクタンスをＬ_Ｓと記す。１次側回路３２と２次側回路３４は、容量値Ｃである結合キャパシタＣ１１を介して結合される。

第１磁性体素子Ｌ１１は、スイッチングトランジスタＭ１１がオン時間にエネルギーを蓄え、オフ時間にエネルギーを放出する。放出されたエネルギーは、結合キャパシタＣ１１を介して２次側回路３４に伝送される。このエネルギー（電流）はダイオードＤ１１および第２磁性体素子Ｌ１２により整流される。第２磁性体素子Ｌ１２のインダクタンスＬ_Ｓに応じて、コンバータ３０ａの出力電流Ｉ_ＯＵＴの上昇、低下速度が定まる。

バイパス回路４０のターンオンまたはターンオフに要する遷移時間Ｔ_ＴＲＮは、ターンオンまたはターンオフの前後での出力電圧の変化幅をΔＶとするとき、式（１）を満たすよう定められる。
ΔＶ×Ｃ＜Ｉ_ＲＥＦ×Ｔ_ＴＲＮ …（１）
同時にターンオンするバイパス回路４０の個数をｎ_ＯＮと、同時にターンオフするバイパス回路４０の個数をｎ_ＯＦＦとすれば、ΔＶ＝｜（ｎ_ＯＮ−ｎ_ＯＦＦ）｜×Ｖｆとなる。つまりΔＶは、同時に制御されるバイパス回路４０の個数に応じて異なる値をとる。ΔＶが取り得る最大値をΔＶ_ＭＡＸとすれば、関係式（１ａ）を得る。
ΔＶ_ＭＡＸ×Ｃ／Ｉ_ＲＥＦ＜Ｔ_ＴＲＮ …（１ａ）

ｎ個のバイパス回路４０のうち最大でｋ個が同時にオン、オフ切りかえが可能であるとする。この場合、ΔＶの最大値は、ｋ個のバイパス回路４０が同時にオフからオフに遷移したとき、あるいはその反対のときに最大となる。したがってΔＶの最大値ΔＶ_ＭＡＸは、発光ユニット１２に駆動電流Ｉ_ＤＲＶが流れるときの順方向電圧Ｖｆを用いて、ΔＶ_ＭＡＸ＝ｋ×Ｖｆで与えられる。

なお後述のように、式（１）は、発光ユニット１２の保護のための条件であるところ、ｎ個のバイパス回路４０のすべてが同時にオン、オフ切りかえ可能である場合には、保護すべき発光ユニット１２が存在しないこととなり、意味をなさない。したがってこの場合には、ΔＶ_ＭＡＸ＝（ｎ−１）×Ｖｆとしてもよい。

たとえばΔＶ_ＭＡＸ＝５０Ｖ、Ｃ＝１．０μＦ、Ｉ_ＲＥＦ＝１．０Ａとしたときには、Ｔ_ＴＲＮ＞５０μｓとすればよい。
なお後述する過電流の抑制効果は、結合キャパシタＣ１１の容量Ｃを小さくするほど、また遷移時間Ｔ_ＴＲＮを長くするほど有効となる。しかしながら容量Ｃが小さ過ぎると発振しやすくなったり、１次側回路３２から２次側回路３４へのエネルギーの伝送量が低下してコンバータ３０ａの出力電力が低下する。また遷移時間Ｔ_ＴＲＮを長くし過ぎると、バイパス回路４０における電力損失が増大したり、ＰＷＭ調光に遅延が生じ、調光精度が悪化する。したがって遷移時間Ｔ_ＴＲＮは、式（１）を満たしつつ、効率や耐発振性を考慮して定めればよい。

またコンバータ３０ａは、発光ユニット１２の最大定格電流をＩ_ＭＡＸ、スイッチングトランジスタＭ１１のスイッチング周期をＴ_ＳＷ、第２磁性体素子Ｌ１２のインダクタンスをＬ_Ｓするとき、式（２）を満たすように構成される。
Ｉ_ＲＥＦ×ΔＶ×Ｔ_ＳＷ ^２／Ｔ_ＯＮ＜Ｌ_Ｓ×（Ｉ_ＭＡＸ ^２−Ｉ_ＲＥＦ ^２）／２ …（２）

以上が第２の実施の形態に係る車両用灯具１ａの構成である。続いてその動作を説明する。図９（ａ）、（ｂ）は、バイパス回路４０のターンオン動作に関する波形図である。図９（ａ）は式（１）を満たす場合、図９（ｂ）は式（１）を満たさない場合を示す。

Ｃｕｋコンバータでは、結合キャパシタＣ１１の両端間電圧が、出力電圧Ｖ_ＯＵＴとなる。したがって出力電圧Ｖ_ＯＵＴをΔＶ変化させるには、結合キャパシタＣ１１の電荷を、ΔＶ×Ｃ、充電もしくは放電する必要がある。ΔＶの変化速度は、バイパス回路４０の遷移時間Ｔ_ＴＲＮであるから、遷移時間Ｔ_ＴＲＮの間に出力電圧Ｖ_ＯＵＴにΔＶの電圧変化が発生するとき、結合キャパシタＣ１１の充放電電流Ｉ_ＯＵＴは、
Ｉ_ＯＵＴ＝ΔＶ×Ｃ／Ｔ_ＴＲＮ
となる。Ｉ_ＯＵＴ＞Ｉ_ＲＥＦとなると、Ｉ_ＲＥＦを超える電流Ｉ_ＯＵＴが光源１０に流れることとなり、過電流状態となる。したがって図９（ｂ）に示すように、式（１）を満たさない遷移時間Ｔ_ＴＲＮにしたがって、バイパス回路４０を高速にターンオフさせると、出力電流Ｉ_ＯＵＴがオーバーシュートし、発光ユニット１２に過電流が流れてしまう。

これに対して、式（１）を満たすように結合キャパシタＣ１１の容量Ｃおよび遷移時間Ｔ_ＴＲＮを定めれば、結合キャパシタＣ１１の両端間電圧をΔＶ変化させるときの電流Ｉ_ＯＵＴは、目標値Ｉ_ＲＥＦを超えない。したがって出力電流Ｉ_ＯＵＴのオーバーシュートを抑制でき、発光ユニット１２に大電流が流れるのを防止できる。

図１０は、スイッチングトランジスタＭ１１のスイッチング動作に関する波形図である。図９に示すバイパス回路４０の遷移時間Ｔ_ＴＲＮに応じた電流変動が、数十μｓの時間スケールであるのに対して、ここで説明するバイパストランジスタＭ１のスイッチングにともなう電流変動は、数μｓとより短い時間スケールである。

コンバータ３０ａの出力電流Ｉ_ＯＵＴが目標電流Ｉ_ＲＥＦに安定化されているとき、バイパス回路４０の制御にともなって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが遷移時間Ｔ_ＴＲＮにわたってΔＶ_ＭＡＸ低下したとする。このとき、バイパス回路４０の切りかえの後に、コンバータ３０ａの１次側回路３２には、ΔＶ_ＭＡＸ×Ｉ_ＲＥＦに応じた余剰エネルギーが発生する。

電流コントローラ５２が、電流Ｉ_ＯＵＴをヒステリシス制御する場合、出力電流Ｉ_ＯＵＴが目標値Ｉ_ＲＥＦを超えるとスイッチングが停止する。したがってエネルギーがたまる最大時間は１回のスイッチング周期Ｔ_ＳＷである。このスイッチング周期Ｔ_ＳＷの間に出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、ΔＶ’＝ΔＶ_ＭＡＸ×Ｔ_ＳＷ／Ｔ_ＴＲＮ変化する。つまり余剰エネルギーＷ_ＥＸは、式（３）で与えられる。
Ｗ_ＥＸ＝Ｉ_ＲＥＦ×ΔＶ’×Ｔ_ＳＷ＝Ｉ_ＲＥＦ×ΔＶ_ＭＡＸ×Ｔ_ＳＷ ^２／Ｔ_ＴＲＮ …（３）

この余剰エネルギーＷ_ＥＸが１次側回路３２から２次側回路３４に伝送され、余剰エネルギーにより出力電流Ｉ_ＯＵＴが増大する。いま、出力電流Ｉ_ＯＵＴがＩ_ＲＥＦからＩ_ＰＥＡＫまで増大するとすると、エネルギー保存則から式（４）が成り立つ。
Ｗ_ＥＸ＝Ｌ_Ｓ×（Ｉ_ＰＥＡＫ ^２−Ｉ_ＲＥＦ ^２）／２ …（４）

発光ユニット１２の信頼性を確保するためには、上昇後の電流量Ｉ_ＰＥＡＫが、発光ユニット１２の最大定格電流Ｉ_ＭＡＸよりも小さければよい。
したがって、式（５）が成り立っていれば、出力電流Ｉ_ＯＵＴは発光ユニット１２の最大定格電流Ｉ_ＭＡＸより小さいことが補償される。
Ｗ_ＥＸ＜Ｌ_Ｓ×（Ｉ_ＭＡＸ ^２−Ｉ_ＲＥＦ ^２）／２ …（５）
式（５）に式（３）を代入すると、式（２）を得る。
Ｉ_ＲＥＦ×ΔＶ_ＭＡＸ×Ｔ_ＳＷ ^２／Ｔ_ＯＮ＜Ｌ_Ｓ×（Ｉ_ＭＡＸ ^２−Ｉ_ＲＥＦ ^２）／２ …（２）

つまり、式（２）を満たすように回路を設計することで、発光ユニット１２を保護することができる。

たとえばΔＶ_ＭＡＸ＝５０Ｖ、Ｉ_ＲＥＦ＝１．０Ａ、Ｔ_ＳＷ＝４μｓ、Ｔ_ＴＲＮ＝１００μｓ、Ｉ_ＭＡＸ＝１．２Ａであるとき、Ｌ_Ｓ＞２９μＨとすればよい。

なお、第２磁性体素子Ｌ１２のインダクタンスＬ_Ｓを大きくするほど、過電流やノイズ成分を抑制できるが、磁性体素子が大型となり、また部品コストも高くなる。したがってサイズおよびコストの観点からは、第２磁性体素子Ｌ１２のインダクタンスＬ_Ｓは式（２）を満たす範囲で小さくすることが望ましい。ここでフィルタ３６がインダクタを含む場合、第２磁性体素子Ｌ１２とフィルタのインダクタの合成インダクタンスによって、出力電流Ｉ_ＯＵＴの変動が抑制される。したがって第２磁性体素子Ｌ１２のインダクタンスは、式（２）から決定される値から、フィルタ３６のインダクタンスを減じた値とすることができる。

以上、本発明のある態様について、第２の実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（第４変形例）
第２の実施の形態では、Ｃｕｋコンバータを例に説明したが、本発明はそれには限定されない。コンバータ３０ａとしては、第１磁性体素子Ｌ１１およびスイッチングトランジスタＭ１１を含む１次側回路３２、第２磁性体素子Ｌ１２を含む２次側回路３４、１次側回路３２と２次側回路３４を結合する結合キャパシタＣ１１を備えるトポロジーであればよい。こうしたコンバータ３０ａとしては、Ｚｅｔａコンバータなどが知られている。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１…車両用灯具、２…電池、４…スイッチ、６…プロセッサ、１０…光源、１２…発光ユニット、２０…駆動装置、３０…電流源、３０ａ…コンバータ、４０…バイパス回路、４２…ローパスフィルタ、４４…レベルシフト回路、Ｍ１…バイパストランジスタ、５０…コントローラ、５２…電流コントローラ、５４…バイパスコントローラ、Ｃ１…帰還キャパシタ、６０…ゲート駆動回路、６２…レベルシフト回路、６４…出力端子、６６…定電流源、Ｒ１…電流制限抵抗、Ｄ１…ダイオード、ＺＤ１…ツェナーダイオード、Ｑ１…入力トランジスタ、Ｓ１…制御信号、３２…１次側回路、３４…２次側回路、３６…フィルタ、Ｍ１１…スイッチングトランジスタ、Ｃ１１…結合キャパシタ、Ｃ１２…入力キャパシタ、Ｌ１１…第１磁性体素子、Ｌ１２…第２磁性体素子、Ｄ１１…ダイオード、Ｒ１１…検出抵抗、５００…ランプユニット、５０２…カバー、５０４…ハイビームユニット、５０６…ロービームユニット、５０８…筐体。

Claims (8)

1. 直列接続された複数の発光ユニットを含む光源とともに使用され、車両用灯具を構成する駆動装置であって、
   前記光源に駆動電流を供給する電流源と、
   前記複数の発光ユニットのうちＮ個（Ｎは自然数）の発光ユニットに対応づけられ、それぞれが対応する発光ユニットと並列に設けられ、独立してオン、オフが切りかえ可能に構成されたＮ個のバイパス回路と、
   を備え、
   前記バイパス回路は、
   前記発光ユニットと並列に設けられたバイパストランジスタと、
   前記バイパストランジスタのゲートドレイン／ゲートコレクタ間に設けられた帰還キャパシタと、
   前記バイパストランジスタのゲートソース／ゲートエミッタ間に、制御信号に応じた駆動電圧を供給するゲート駆動回路と、
   を含むことを特徴とする駆動装置。
2. 前記ゲート駆動回路は、前記バイパストランジスタのゲート容量および前記帰還キャパシタへの充電の時定数と放電の時定数が実質的に等しくなるよう構成されることを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
3. 前記ゲート駆動回路は、前記バイパストランジスタのゲートソース間電圧／ゲートエミッタ間電圧を所定のクランプ電圧を超えないよう制限するクランプ素子を含み、前記クランプ電圧は前記バイパストランジスタのしきい値電圧の１．５〜３倍であることを特徴とする請求項１または２に記載の駆動装置。
4. 前記ゲート駆動回路は、
   前記制御信号を受け、ハイレベル電圧Ｖ_Ｈとゼロ電圧０Ｖの間を遷移する駆動電圧を生成するレベルシフト回路と、
   一端が前記バイパストランジスタのゲートと接続され、他端が前記レベルシフト回路の出力端子と接続された電流制限抵抗と、
   そのアノードが前記バイパストランジスタのゲート側となる向きで、前記電流制限抵抗と並列に設けられたダイオードと、
   を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の駆動装置。
5. 前記レベルシフト回路は、
   前記制御信号に応じてオン、オフする入力トランジスタと、
   直列に接続された２個の抵抗を含み、前記入力トランジスタの一端の電圧を分圧する分圧抵抗ペアと、
   を含むことを特徴とする請求項４に記載の駆動装置。
6. 前記レベルシフト回路は、
   前記制御信号に応じてオン、オフする定電流源と、
   前記定電流源が生成する電流の経路上に設けられた電流電圧変換用の抵抗と、
   を含むことを特徴とする請求項４に記載の駆動装置。
7. Ｎ≧２であることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の駆動装置。
8. 直列に接続された複数の発光ユニットを含む光源と、
   前記光源を駆動する請求項１から７のいずれかに記載の駆動装置と、
   を備えることを特徴とする車両用灯具。

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