JP2017127109A - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】出力電圧を切り替えることができるスイッチング電源装置において、出力電圧を低く設定したときに、出力電流が大きくならないようにする。
【解決手段】出力電圧Ｖｏｕｔを低く設定したことを、ＶＣＣ端子の電圧が基準電圧Ｖｔｈｖｃｃ＿ｌよりも低下したことを検出して過電流保護制御回路の過電流制限値を高い基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｈから低い基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｌに切り替え、スイッチング周波数Ｆｓｗの最大制限値ｆｓｗｍａｘを高い第１の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｈから低い第２の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｌに切り替える。これにより、スイッチング素子の過電流制限値およびスイッチング周波数Ｆｓｗの最大制限値ｆｓｗｍａｘが低く抑えられ、出力電流Ｉｏｕｔの上昇が抑えられる。
【選択図】図６

Description

本発明はスイッチング電源装置に関し、特に出力電圧を切り替えて出力する機能および過電流制限機能を備えたスイッチング電源装置に関する。
スイッチング電源装置は、商用の交流電圧を任意の電圧の直流電圧に変換して出力することができ、広い入力電圧範囲に対しても対応可能である。出力電圧が入力される商用電源とは絶縁されている方式として、フライバック式のものがある。このフライバック式のスイッチング電源装置において、出力電圧を切り替えて出力する機能および過電流制限機能を備えたものが知られている（たとえば、特許文献１参照）。以下に、このような機能を備えたスイッチング電源装置について説明する。
図８はフライバック式のスイッチング電源装置の代表的な構成例を示す回路図、図９はこのスイッチング電源装置の要部の動作波形を示す図である。なお、以下の説明において、端子名とその端子における電圧、信号等は、同じ符号を用いることがある。
このスイッチング電源装置は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御用の制御回路である制御ＩＣ８を有し、少なくとも図中のトランスＴ、スイッチング素子１７、ダイオード１９およびコンデンサ２０を備えている。スイッチング素子１７としては、ここでは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いており、以下では、ＭＯＳＦＥＴ１７で説明する。
商用の交流電源１は、入力のノイズフィルタを構成するコモンモードチョークコイル２およびＸコンデンサ３を介して、ダイオードブリッジ４に供給され、このダイオードブリッジ４によって全波整流される。
コンデンサ５は、ダイオードブリッジ４の出力と接地との間に設けられて、出力に安定してエネルギを供給するための入力電圧を保持する機能、およびＭＯＳＦＥＴ１７によるスイッチング動作によって発生されるスイッチングノイズを吸収する機能を有している。また、ダイオード６は、交流電源１の電圧を整流し、電流制限抵抗７を介して制御ＩＣ８のＶＨ端子に給電するものであり、起動時における制御ＩＣ８への電源供給を確保している。この電流制限抵抗７は、ＶＨ端子が接地に短絡したなどの非常時に、交流電源１からＶＨ端子に流れる電流を制限するためのものである。
制御ＩＣ８には、そのＬＡＴ端子にサーミスタ９が接続され、スイッチング電源装置が異常発熱したときにそれをサーミスタ９が検出して制御ＩＣ８に過熱ラッチ保護をかけるようにしている。また、制御ＩＣ８のＣＳ端子は、コンデンサ１０および抵抗１１によるノイズフィルタを介してセンス抵抗１２に接続されている。
制御ＩＣ８のＶＣＣ端子は、コンデンサ１３の一端と接続されるとともに、ダイオード１４を介してトランスＴの補助巻線１５と接続されている。このコンデンサ１３は、起動時にＶＨ端子から供給される起動電流を蓄積するとともに、起動後のＰＷＭ制御動作時に補助巻線１５から供給されてダイオード１４が整流した電圧を平滑化する。この起動電流を蓄積した電圧または補助巻線１５からの電圧を平滑化した電圧は、制御ＩＣ８の電源電圧となる。
トランスＴの一次巻線１６は、一端がコンデンサ５に接続され、他端がＭＯＳＦＥＴ１７のドレイン端子に接続される。また、ＭＯＳＦＥＴ１７のソース端子は、センス抵抗１２を介して接地されている。センス抵抗１２は、ＭＯＳＦＥＴ１７のオン電流をそれに比例した大きさの電圧信号に変換し、この電圧信号（電流検出信号）は、コンデンサ１０および抵抗１１によるノイズフィルタを介して制御ＩＣ８のＣＳ端子に入力されている。
トランスＴの二次巻線１８は、一端がダイオード１９のアノードに接続され、ダイオード１９のカソードは、コンデンサ２０の一端およびこのスイッチング電源装置の出力端子に接続されている。二次巻線１８の他端は、コンデンサ２０の他端に接続され、かつ、接地されている。コンデンサ２０の端子間電圧は、負荷に供給される出力電圧であり、この電圧に関する情報がフォトカプラ２１によって二次側から一次側へ伝えられる。フォトカプラ２１のＬＥＤ（Light Emitting Diode）と、電流制限抵抗２２と、２つのツェナーダイオード２３，２４とが直列に接続され、この直列回路の両端は、コンデンサ２０の端子に接続されている。フォトカプラ２１のフォトトランジスタは、そのコレクタ端子が制御ＩＣ８のＦＢ端子に接続され、エミッタ端子が接地されている。これにより、二次側の出力電圧に比例した（より厳密には出力電圧の一次関数となる）電流がＬＥＤによって光信号に変換され、その光信号は、フォトトランジスタに伝えられ、フォトトランジスタで光電変換された信号は、制御ＩＣ８のＦＢ端子へ伝達される。
直列接続されたツェナーダイオード２３，２４の一方（ツェナーダイオード２４）には、スイッチ２５が並列に接続されている。このスイッチ２５は、負荷から要求されるスタンバイ信号によってオン・オフ制御される。スタンバイ信号は、負荷が通常状態の動作をしているとき、スイッチ２５をオフ（開放）制御し、待機状態にあるときには、スイッチ２５をオン（短絡）制御する。
ＰＷＭ制御用の制御ＩＣ８を用いて構成されたスイッチング電源装置では、ＭＯＳＦＥＴ１７のスイッチング動作を制御することにより、交流入力電圧の整流電圧がトランスＴを介して所定の直流電圧に変換される。
ＩＣ回路により構成される制御ＩＣ８では、トランスＴの二次側の負荷に出力される電圧情報を、上記のようにフォトカプラ２１を介して制御ＩＣ８のＦＢ端子に帰還された信号により検出している。
ここで、負荷が通常動作しているとき、負荷から供給されるスタンバイ信号によってスイッチ２５は、オフ制御される。これにより、ＬＥＤには、出力電圧からＬＥＤの順方向電圧とツェナーダイオード２３，２４の降伏電圧との和を差し引いた電圧および電流制限抵抗２２の抵抗値によって決まる電流が流れ、制御ＩＣ８のＦＢ端子に帰還される。一方、負荷が一部しか機能していない待機状態のとき、スイッチ２５は、オン制御される。これにより、ＬＥＤには、出力電圧からＬＥＤの順方向電圧とツェナーダイオード２３の降伏電圧との和の電圧を差し引いた電圧および電流制限抵抗２２の抵抗値によって決まる電流が流れ、制御ＩＣ８のＦＢ端子に帰還される。このとき、ＬＥＤに流れる電流は、負荷が通常状態のときに流れる電流よりも多くなるので、制御ＩＣ８は、出力電圧が高くなったと判断して出力電圧を低下させるように制御し、出力電圧は、低い電圧に切り替えて出力されることになる。
また、スイッチング電源装置は、二次側出力への出力電力が過剰に大きくなったり負荷が短絡したりした場合に出力電力を制限する過電流制限機能を有している。この過電流制限機能は、一次側に配置したＭＯＳＦＥＴ１７に流れるドレイン電流をソース端子に接続したセンス抵抗１２で電圧値に変換して制御ＩＣ８のＣＳ端子に入力される信号を基にしている。すなわち、制御ＩＣ８は、センス抵抗１２の電圧値があるしきい値以上になるとＭＯＳＦＥＴのゲート電圧をＨ（Ｈｉｇｈ）レベルからＬ（Ｌｏｗ）レベルに変化させ、ドレイン電流が一定以上大きくならないように制御している。この過電流制限機能により、スイッチング電源装置の部品の破壊だけでなく発煙、発火を防いでいる。
制御ＩＣ８は、ＦＢ端子電圧とＣＳ端子電圧とを直接または間接的に比較してＯＵＴ端子からの出力信号を決定している。この出力信号がＭＯＳＦＥＴ１７のオン幅を可変制御することで、スイッチング電源をＰＷＭ制御することができ、これにより二次側の負荷へ供給する電力を調整している。
以上のスイッチング電源装置の動作を図９に示した動作波形を参照して説明する。図９において、上から出力電力Ｐｏｕｔ、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ、制御ＩＣ８のＶＣＣ端子の電圧ｖｃｃ、制御ＩＣ８のＦＢ端子の信号ｆｂ、スイッチング周波数Ｆｓｗ、制御ＩＣ８のＣＳ端子の信号ｃｓを示している。
まず、負荷が通常動作をしていて、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔがたとえば２０ボルト（Ｖ）に制御されているとする。このとき、負荷が待機状態の準備に入り、出力電流Ｉｏｕｔが低下すると、これにつれて出力電力Ｐｏｕｔ、信号ｆｂ、スイッチング周波数Ｆｓｗ、信号ｃｓのピーク値が徐々に低下してくる。出力電力Ｐｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔがさらに低下すると、信号ｆｂ、スイッチング周波数Ｆｓｗ、信号ｃｓのピーク値もさらに低下する。時刻ａにて、負荷が待機状態に入る（スイッチ２５がオン制御される）と、出力電圧Ｖｏｕｔが２０Ｖからたとえば１０Ｖに制御され、スイッチング周波数Ｆｓｗは、制御ＩＣ８の動作を維持できる電圧ｖｃｃが得られる周波数まで低下する。
次に、負荷が正常状態に復帰する準備段階に入り、出力電流Ｉｏｕｔおよび出力電力Ｐｏｕｔが増えていくと、これに併せて、信号ｆｂ、スイッチング周波数Ｆｓｗ、信号ｃｓのピーク値が徐々に増加していく。出力電流Ｉｏｕｔが最大値に達すると、信号ｆｂ、スイッチング周波数Ｆｓｗ、信号ｃｓのピーク値もそれぞれ最大になる。スイッチング周波数Ｆｓｗがその最大スイッチング周波数の最大制限値ｆｓｗｍａｘのとき、信号ｃｓのピーク値は、その過電流制限しきい値Ｖｔｈｏｃｐによって制限されている。その後、時刻ｂにて負荷が待機状態から通常状態に復帰する旨の通知がある（スイッチ２５がオフ制御される）と、出力電圧Ｖｏｕｔが１０Ｖから２０Ｖに切り替え制御される。
特開２００９−１５３２３４号公報
しかし、２種類以上の出力電圧を切り替えて出力するタイプのスイッチング電源装置では、出力電圧によらず過電流制限しきい値および最大スイッチング周波数が一定の場合、出力電圧が高いときと低いときで過電流制限時の出力電流値が変わってしまう問題がある。図８の例では、出力電圧が低い（Ｖｏｕｔ＝１０Ｖ）とき（特に、期間ｔの間）、出力電流が大きく（Ｉｏｕｔ＝６．４アンペア（Ａ）に）なり、出力電圧が高い（Ｖｏｕｔ＝２０Ｖ）とき、出力電流が低く（Ｉｏｕｔ＝４．４アンペア（Ａ）に）なっている。トランスの一次側から二次側に供給される最大電力が出力電圧とは無関係に決まることから、出力電圧が低い場合に出力電流が大きくなってしまう。このため、部品の選択は、出力電圧が低いときの出力電流値に合わせてしなければならなくなる。具体的には、二次側のダイオードやトランスの二次側巻線などを高い電流値に合わせて選択することになる。しかし、出力電圧を低くする目的は、負荷となる機器が動作を停止した場合などに消費電力を下げることである。負荷となる機器が動作を停止した場合、大きな出力電力を必要としない動作であることが多く、本来なら、出力電圧を低くしたときの過電流動作を前提とした部品選択をする必要がないのである。このように、２種類以上の出力電圧を切り替えて出力するタイプの従来のスイッチング電源装置では、出力電圧が低い場合に流れる大きな出力電流に合わせて部品選択をしなければならないため、無駄が大きかった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、出力電圧を低く設定したときには、流れる電流が大きくならないようにして、大きな出力電流に合わせた部品選択をする必要をなくしたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
本発明では、上記の課題を解決するために、直流電圧にトランスの一次側巻線を介して接続されたスイッチング素子をスイッチングすることにより前記トランスの二次側巻線の側に直流の出力電圧を生成し、生成された前記出力電圧に応じた出力電圧信号を前記トランスの一次側へフィードバックして前記出力電圧が一定になるように制御されるものであって、前記スイッチング素子をスイッチングする信号を生成する発振回路と、前記出力電圧信号を操作して前記出力電圧を第１出力電圧と前記第１出力電圧より低い第２出力電圧とに切り替える出力電圧切替回路と、前記スイッチング素子に流れる主電流を過電流制限値以下に制限する過電流保護回路とを備えたスイッチング電源装置が提供される。このスイッチング電源装置では、前記過電流保護回路は、前記第１出力電圧に切り替えられているときには前記過電流制限値を第１過電流制限値に設定し、前記第２出力電圧に切り替えられているときには前記過電流制限値を前記第１過電流制限値より低い第２過電流制限値に設定する。また、前記発振回路は、前記過電流制限値が前記第１過電流制限値のとき、スイッチング周波数の最大制限値を第１最大スイッチング周波数に設定し、前記過電流制限値が前記第２過電流制限値のときは、前記スイッチング周波数の前記最大制限値を前記第１最大スイッチング周波数より低い第２最大スイッチング周波数に設定する。
上記構成のスイッチング電源装置は、出力電圧を第１出力電圧より低い第２出力電圧に切り替えたとき、過電流制限値を低い第２過電流制限値に設定している。これにより、スイッチング素子の過電流制限値が低く抑えられ、出力電流の上昇が抑えられるという利点がある。
本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の制御ＩＣの回路構成の例を示すブロック図である。 過電流保護制御回路の構成例を示す回路図である。 発振器の構成例を示す回路図である。 最大スイッチング周波数を高く設定したときのＦＢ端子の電圧とスイッチング周波数との関係を示す図である。 最大スイッチング周波数を低く設定したときのＦＢ端子の電圧とスイッチング周波数との関係を示す図である。 スイッチング電源装置の要部の動作波形を示す図である。 スイッチング電源装置のスタート時における要部の動作波形を示す図である。 フライバック式のスイッチング電源装置の代表的な構成例を示す回路図である。 スイッチング電源装置の要部の動作波形を示す図である。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、スイッチング電源装置の全体的な構成は、図８に示した回路図と同じであるので、制御ＩＣ８を除く構成要素の説明をするときには、図８を参照して説明する。
図１は本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置の制御ＩＣの回路構成の例を示すブロック図である。
制御ＩＣ８において、起動回路３１は、起動時にＶＨ端子からＶＣＣ端子へ電流を供給するものであって、交流電源１が印加されると、制御ＩＣ８では、ＶＨ端子から起動回路３１を通してＶＣＣ端子へ電流が流れる。これにより、ＶＣＣ端子に外部接続されたコンデンサ１３が充電され、平滑化された電圧ｖｃｃは、制御ＩＣ８の起動時の電源電圧として使用される。
低電圧誤動作防止回路（ＵＶＬＯ）３２は、ＶＣＣ端子と基準電源Ｖ１とに接続されている。この低電圧誤動作防止回路３２では、ＶＣＣ端子の電圧値が基準電源Ｖ１以上になると、低電圧誤動作防止回路３２の出力である信号ＵＶＬＯがＬレベルとなり、内部電源回路３３が起動して、制御ＩＣ８内の各回路に電源供給が行われる。反対にＶＣＣ端子電圧が低い間は、低電圧誤動作防止回路３２は、信号ＵＶＬＯをＨレベルにして制御ＩＣ８の動作を停止させる。
発振器（ＯＳＣ）３４は、ＦＢ端子と接続され、信号ｆｂを受けて軽負荷時には発振周波数を低下させる機能を有している。発振器３４は、また、信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔを受けて、最大スイッチング周波数を２段階に切り替える機能を有している。発振器３４は、発振信号（デューティマックス信号）Ｄｍａｘを出力する。
この発振信号Ｄｍａｘは、Ｈレベルの時間が長く、周期毎に短時間だけＬレベルになる信号であって、その周期がスイッチング電源のスイッチング周期となり、その周期と周期中のＨレベルの時間との比がスイッチング電源の最大時比率（デューティマックス）を与える。また、スロープ補償回路３５は、ＣＳ端子と接続され、信号ｃｓを受けて、後述のサブハーモニック発振を防止する機能を備えている。
ＦＢコンパレータ３６の入力端子は、ＦＢ端子と基準電源Ｖ２とに接続されている。ＦＢ端子の信号ｆｂが基準電源Ｖ２より低下したとき、ＦＢコンパレータ３６は、負荷電力が小さいと判断して、ＦＢコンパレータ３６から後段のワンショット回路３７にＨレベルのクリア信号ＣＬＲを出力し、ワンショット回路３７の動作を停止させることによりスイッチング動作を停止させる。また、ＦＢ端子の信号ｆｂが基準電源Ｖ２より高くなったとき、ＦＢコンパレータ３６は、スイッチング動作を開始させる。これにより、ＦＢコンパレータ３６は、軽負荷時にスイッチング動作を一時的に停止させるバースト動作を実現させている。
ワンショット回路３７は、発振器３４の発振信号Ｄｍａｘの立ち上がりでトリガされて後段のＲＳフリップフロップ３８に対するセットパルスを生成する。また、このセットパルスは、ＭＯＳＦＥＴ１７のターンオン時にＣＳ端子に発生するノイズにより、ＭＯＳＦＥＴ１７が誤ってターンオフしてしまうことを防ぐブランキング信号ともなっている。ワンショット回路３７は、Ｈレベルのクリア信号ＣＬＲが入力されている間は、ＲＳフリップフロップ３８に対するセットパルスを出力しない。
ＲＳフリップフロップ３８は、オアゲート３９およびアンドゲート４０とともにＰＷＭ信号を生成している。すなわち、オアゲート３９では、入力されているワンショット回路３７の出力信号およびＲＳフリップフロップ３８の出力信号より、２つの出力信号の論理和（ＯＲ）信号を生成する。
基本的には、このオアゲート３９の出力信号がＰＷＭ信号となるが、さらに、発振器３４の発振信号Ｄｍａｘに基づきアンドゲート４０でＰＷＭ信号の最大デューティを決めている。
低電圧誤動作防止回路３２から出力された信号ＵＶＬＯは、オアゲート４１を介してドライブ回路（ＯＵＴＰＵＴ）４２のＯＦＦ端子に供給されてドライブ回路４２の動作を許可するか否かを制御する。ドライブ回路４２は、ドライブ回路４２からＯＵＴ端子を介して出力されるスイッチ信号ＳｏｕｔをＭＯＳＦＥＴ１７のゲートに供給してスイッチ制御をしている。ＶＣＣ端子の電圧ｖｃｃが低くて信号ＵＶＬＯがＨレベルとなっているときは、ドライブ回路４２の出力をオフさせる（ＭＯＳＦＥＴ１７をオフさせる信号を出力する）。反対に、ＶＣＣ端子の電圧ｖｃｃが高くて信号ＵＶＬＯがＬレベル、かつラッチ回路５１の出力信号がＬレベルとなっているときは、アンドゲート４０の出力信号に従い、ドライブ回路４２は、ＭＯＳＦＥＴ１７をスイッチ制御する。
レベルシフト回路４３は、ＦＢ端子の信号ｆｂをＣＳコンパレータ４４に入力可能な電圧範囲にレベルシフトする機能を有し、その出力信号がＣＳコンパレータ４４の非反転入力端子（＋）に供給される。ＣＳコンパレータ４４には、その反転入力端子（−）にスロープ補償回路３５の出力信号およびソフトスタート基準電圧ｓｓ＿ｖｒｅｆが供給されている。なお、ＦＢ端子には、内部電源が抵抗Ｒ０を介して接続され、この抵抗Ｒ０がフォトカプラ２１を構成するフォトトランジスタの負荷抵抗（プルアップ抵抗）となっている。これにより、抵抗Ｒ０による内部電源回路３３からの電圧ドロップにより、スイッチング電源装置に接続されている負荷に印加されている出力電圧Ｖｏｕｔと、ＬＥＤおよびツェナーダイオード２３，２４により決められる基準電圧との差である誤差信号の大きさが検知される。なお、誤差信号は、その値が小さいほど負荷がより重いことを示しており、ＦＢ端子の信号ｆｂが高くなる。
ＣＳコンパレータ４４は、スロープ補償が施されたＣＳ端子の電圧またはソフトスタート基準電圧ｓｓ＿ｖｒｅｆの低い方の電圧と、レベルシフトされたＦＢ端子の電圧とを比較し、ＦＢ端子の電圧の方が高いと判断するとＭＯＳＦＥＴ１７のオフのタイミングを決めるＨレベルの信号を出力する。
制御ＩＣ８のＣＳ端子は、また、ＭＯＳＦＥＴ１７の過電流検出レベルを決めるＯＣＰコンパレータ４５に接続されている。ＯＣＰコンパレータ４５では、その非反転入力端子（＋）がＣＳ端子に、反転入力端子（−）が過電流保護制御回路４６に、出力がオアゲート４７にそれぞれ接続され、ＭＯＳＦＥＴ１７の過電流検出を行っている。ＯＣＰコンパレータ４５は、非反転入力端子（＋）への入力電圧が反転入力端子（−）への入力電圧以上となると、ＭＯＳＦＥＴ１７のオフのタイミングを決めるＨレベルの信号を出力する。
過電流保護制御回路４６は、ＶＣＣ端子の電圧ｖｃｃとＦＢ端子の信号ｆｂとソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄとが入力され、ＯＣＰコンパレータ４５にてＣＳ端子の信号ｃｓと比較される基準電圧ｏｃｐ＿ｒｅｆと発振器３４に供給される信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔとを出力する。
ＣＳコンパレータ４４からの出力信号と、ＯＣＰコンパレータ４５からの出力信号とは、いずれもオアゲート４７を介してＲＳフリップフロップ３８のリセット端子に供給されている。
ＣＳコンパレータ４４に入力されるソフトスタート基準電圧ｓｓ＿ｖｒｅｆおよび過電流保護制御回路４６に入力されるソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄは、低電圧誤動作防止回路３２の信号ＵＶＬＯを受けて動作するソフトスタート回路４８から出力される。
ＬＡＴ端子には、電流源４９が接続され、ＬＡＴ端子を介してサーミスタ９に一定の電流が供給される。ＬＡＴコンパレータ５０は、ＬＡＴ端子と基準電源Ｖ３とに接続され、ＬＡＴ端子の電圧（すなわち、サーミスタ９の端子電圧）と基準電源Ｖ３とを比較する。ＬＡＴ端子の電圧が基準電源Ｖ３の電圧以下に低下したことを検出すると、スイッチング電源装置が過熱状態にあると判断してラッチ回路５１に対するセット信号を出力する。
ラッチ回路５１は、ＬＡＴコンパレータ５０からのセット信号を受けて、Ｈレベルのラッチ信号Ｌａｔｃｈをオアゲート４１およびオアゲート５２に出力し、これにより、ドライブ回路４２がオフ、起動回路３１がオンにされる。また、ラッチ回路５１のリセット端子には、低電圧誤動作防止回路３２の信号ＵＶＬＯが供給されていて、ＶＣＣ端子の電圧ｖｃｃが低下するとラッチ状態が解除される。
内部電源回路３３が起動して内部回路に電源が供給されると、抵抗Ｒ０およびＦＢ端子を介してフォトカプラ２１を構成するフォトトランジスタに電圧ｆｂが印加されて、ＦＢ端子電圧が上昇する。
ＦＢ端子の電圧ｆｂが一定電圧値以上になると、発振器３４から発振信号Ｄｍａｘが出力され、発振信号Ｄｍａｘの立ち上がりでトリガされるワンショット回路３７からＲＳフリップフロップ３８に対するセットパルスが出力される。
このセットパルスは、ＲＳフリップフロップ３８の出力信号とともにオアゲート３９に入力される。そして、オアゲート３９の出力信号がＰＷＭ信号としてアンドゲート４０およびドライブ回路４２を通じて、ＯＵＴ端子からスイッチ信号ＳｏｕｔとなってＭＯＳＦＥＴ１７のゲート端子に供給され、ＭＯＳＦＥＴ１７を駆動する。
これにより、発振信号Ｄｍａｘの立ち上がりでＭＯＳＦＥＴ１７がターンオンすることになる。なお、ＲＳフリップフロップ３８の出力信号と、ワンショット回路３７からのセットパルスとの論理和をとるのは、ＭＯＳＦＥＴ１７のターンオン時にＣＳ端子に発生するノイズによりＲＳフリップフロップ３８がリセットされてＭＯＳＦＥＴ１７がターンオン直後にターンオフすることを防ぐためである。
ＭＯＳＦＥＴ１７がターンオンすると、センス抵抗１２にドレイン電流が流れるから、制御ＩＣ８のＣＳ端子の信号ｃｓが高くなる。そして、制御ＩＣ８のスロープ補償回路３５によってスロープ補償されたＣＳ端子の電圧が、ＦＢ端子の信号ｆｂをレベルシフト回路４３によってレベルシフトした電圧に達すると、ＣＳコンパレータ４４は、Ｈレベルの信号を出力する。このＨレベルの信号は、オアゲート４７を介してＲＳフリップフロップ３８のリセット端子に供給される。
この信号によりＲＳフリップフロップ３８がリセットされることで、オアゲート３９の出力がＬレベルとなり（通常動作では、この時点でワンショット回路３７からのセットパルスはＬレベルになっている。）、これによりアンドゲート４０の出力もＬレベルとなるため、スイッチ信号ＳｏｕｔによりＭＯＳＦＥＴ１７はターンオフする。
また、スイッチング電源装置に接続される負荷が極端に重くなり、制御ＩＣ８のＦＢ端子に帰還される信号ｆｂが高電圧側の制御範囲外になっても、ＯＣＰコンパレータ４５がＣＳ端子の信号ｃｓを監視し、信号ｃｓの値が信号ｏｃｐ＿ｒｅｆの値以上になった場合には、ＭＯＳＦＥＴ１７をターンオフすることができる。
ＣＳコンパレータ４４でＦＢ端子の信号ｆｂをレベルシフトした電圧を、ＣＳ端子の信号ｃｓと比較する前に、ＣＳ端子の信号ｃｓに対し、スロープ補償回路３５によってＭＯＳＦＥＴ１７のオン時間の長さに比例したスロープ補償電圧を加算するスロープ補償がなされている。
一般に、定常状態でＭＯＳＦＥＴ１７が動作していれば、それぞれのスイッチング周期の最初にＭＯＳＦＥＴ１７に流れる電流の大きさが一定となる。ところが、ＭＯＳＦＥＴ１７のデューティ（オン時比率＝オン幅／スイッチング周期）が大きくなり過ぎると、電流の大きさが一定ではなくなって、スイッチング周期毎にＭＯＳＦＥＴ１７に流れる電流の状態が変動する。この現象が生じると、ＭＯＳＦＥＴ１７に流れる電流は、スイッチング周波数の信号に低周波の信号が重畳した状態となる。
こうした低周波数での発振は、サブハーモニック発振として知られているものであるが、このサブハーモニック発振にはそれが生じる条件がある。サブハーモニック発振は、ＣＳ端子の信号ｃｓに単調増加する信号を重畳するスロープ補償によりこの条件が成立しないようにして防止できる。
ここで、スイッチング電源装置では、制御ＩＣ８の発振器３４がＭＯＳＦＥＴ１７をスイッチング動作させるための発振信号Ｄｍａｘを生成しており、代表的には、６５ｋＨｚ、２５ｋＨｚおよびこれらの間の周波数が用いられている。すなわち、負荷が重負荷のとき、スイッチング周波数は、６５ｋＨｚ固定で動作し、負荷が軽負荷になるに従って周波数を６５ｋＨｚから２５ｋＨｚまで可変する。周波数が２５ｋＨｚまで低下すると、周波数を２５ｋＨｚに固定し、トランスＴの音鳴りの原因となる可聴周波数まで低下しないようにしている。このように、軽負荷になるに従って、動作周波数を低減させることで、スイッチング電源装置の効率を上げている。
制御ＩＣ８の発振器３４は、また、出力電圧Ｖｏｕｔが低い電圧に切り替えられたときに、過電流保護制御回路４６によって出力される信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔに基づいて、最大スイッチング周波数の最大制限値を変更している。
次に、制御ＩＣ８の過電流保護制御回路４６および発振器３４の具体例について説明する。
図２は過電流保護制御回路４６の構成例を示す回路図、図３は発振器３４の構成例を示す回路図、図４は最大スイッチング周波数を高く設定したときのＦＢ端子の電圧とスイッチング周波数との関係を示す図、図５は最大スイッチング周波数を低く設定したときのＦＢ端子の電圧とスイッチング周波数との関係を示す図である。
図２に示したように、過電流保護制御回路４６は、コンパレータ６１を有し、その非反転入力には電圧ｖｃｃが入力され、反転入力には、スイッチ６２を介して異なるしきい値を有する基準電圧Ｖｔｈｖｃｃ＿ｌおよび基準電圧Ｖｔｈｖｃｃ＿ｈが接続されている。スイッチ６２は、コンパレータ６１の出力がＨレベルのとき、反転入力に基準電圧Ｖｔｈｖｃｃ＿ｌを接続し、コンパレータ６１の出力がＬレベルのとき、反転入力に基準電圧Ｖｔｈｖｃｃ＿ｌより高い基準電圧Ｖｔｈｖｃｃ＿ｈを接続するようにしてコンパレータ６１をヒステリシスコンパレータにしている。
過電流保護制御回路４６は、また、コンパレータ６３を有し、その非反転入力には信号ｆｂが入力され、反転入力には、スイッチ６４を介して異なるしきい値を有する基準電圧Ｖｆｂｏｃｐ＿ｌおよび基準電圧Ｖｆｂｏｃｐ＿ｈが接続されている。スイッチ６４は、コンパレータ６３の出力がＨレベルのとき、反転入力に基準電圧Ｖｆｂｏｃｐ＿ｌを接続し、コンパレータ６３の出力がＬレベルのとき、反転入力に基準電圧Ｖｆｂｏｃｐ＿ｌより高い基準電圧Ｖｆｂｏｃｐ＿ｈを接続してコンパレータ６３をヒステリシスコンパレータにしている。
コンパレータ６１の出力は、アンドゲート６５およびノアゲート６６の一方の入力にそれぞれ接続され、コンパレータ６３の出力は、アンドゲート６５およびノアゲート６６の他方の入力にそれぞれ接続されている。アンドゲート６５およびノアゲート６６の出力は、オアゲート６７およびアンドゲート６８の一方の入力にそれぞれ接続されている。アンドゲート６８の他方の入力には、ソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄが入力され、オアゲート６７の他方の入力には、ノットゲート６９によって反転されたソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄが入力されている。オアゲート６７およびアンドゲート６８の出力は、ＲＳフリップフロップ７０のセット端子およびリセット端子にそれぞれ接続されている。ＲＳフリップフロップ７０の出力端子Ｑは、発振器３４に最大スイッチング周波数を切り替える信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔを出力している。
ＲＳフリップフロップ７０の出力端子Ｑは、また、トランスファゲート７１の負論理制御端子およびトランスファゲート７２の正論理制御端子に接続されている。ＲＳフリップフロップ７０の出力端子ＱＢは、また、トランスファゲート７１の正論理制御端子およびトランスファゲート７２の負論理制御端子に接続されている。トランスファゲート７１の入力端子には、基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｌが接続され、トランスファゲート７２の入力端子には、基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｈが接続されている。トランスファゲート７１，７２の出力端子は、ともに接続され、信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔの論理状態により、ＯＣＰコンパレータ４５に過電流制限値を表す信号ｏｃｐ＿ｒｅｆとして基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｌまたは基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｈを出力する。
ソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄは、このスイッチング電源装置がスイッチングをスタートしてからソフトスタートが終了するまでの期間、Ｌレベルとなっていて、ＲＳフリップフロップ７０をセット状態にし、信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔをＨレベルにする。ソフトスタートが終了した後、ソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄは、Ｈレベルとなるので、オアゲート６７は、アンドゲート６５からのセット信号をＲＳフリップフロップ７０に入力可能にし、アンドゲート６８は、ノアゲート６６からのリセット信号をＲＳフリップフロップ７０に入力可能にする。
発振器３４は、図３に示される。この図３において、トランジスタＰＭ１〜ＰＭ４は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴであり、トランジスタＮＭ１〜ＮＭ５は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。
発振器３４は、演算増幅器（オペアンプ）８０を有し、その第１の非反転入力端子には、信号ｆｂが入力され、第２の非反転入力端子には、スイッチ８１を介して異なるしきい値を有する基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ１および基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ２が接続されている。スイッチ８１は、過電流保護制御回路４６が出力する信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔによって切り替え制御される。信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔがＨレベルのとき、第２の非反転入力に基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ１が印加され、信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔがＬレベルのとき、第２の非反転入力にＶｒｅｆ＿ｌｉｍ２が印加される。第１の非反転入力端子および第２の非反転入力端子のうち、入力される電圧が低い方の端子が有効となり、高い方の端子は演算増幅器８０の動作に無関係となる。演算増幅器８０の出力は、トランジスタＮＭ１のゲート端子に接続され、トランジスタＮＭ１のソース端子は、演算増幅器８０の反転入力端子と定電流源８２の一端と抵抗８３の一端とに接続されている。また、定電流源８２の他端は、内部電源に接続されている。抵抗８３の他端は、接地されている。トランジスタＮＭ１のドレイン端子は、トランジスタＰＭ１のドレイン端子およびゲート端子に接続され、トランジスタＰＭ１のソース端子は、内部電源に接続されている。
トランジスタＰＭ１のゲート端子は、トランジスタＰＭ２のゲート端子に接続され、トランジスタＰＭ２のソース端子は、内部電源に接続されている。トランジスタＰＭ１のゲート端子は、また、トランジスタＰＭ３のゲート端子に接続され、トランジスタＰＭ３のソース端子は、内部電源に接続されている。したがって、トランジスタＰＭ１およびトランジスタＰＭ２は、第１のカレントミラー回路を構成し、トランジスタＰＭ１およびトランジスタＰＭ３は、第２のカレントミラー回路を構成している。
トランジスタＰＭ２のドレイン端子は、トランジスタＮＭ２のドレイン端子およびゲート端子に接続され、トランジスタＮＭ２のソース端子は、接地されている。トランジスタＮＭ２のゲート端子は、トランジスタＮＭ３のゲート端子に接続され、トランジスタＮＭ３のソース端子は、接地されている。したがって、トランジスタＮＭ２およびトランジスタＮＭ３は、第３のカレントミラー回路を構成している。
トランジスタＰＭ３のドレイン端子は、トランジスタＰＭ４のソース端子に接続され、トランジスタＰＭ４のソース端子は、また、定電流源８４の一端に接続され、定電流源８４の他端は、内部電源に接続されている。トランジスタＰＭ４のドレイン端子は、トランジスタＮＭ４のドレイン端子に接続されている。トランジスタＮＭ４のソース端子は、トランジスタＮＭ３のドレイン端子に接続され、トランジスタＮＭ３のドレイン端子は、また、定電流源８５の一端に接続され、定電流源８５の他端は、接地されている。ここで、トランジスタＰＭ４は、第２のカレントミラー回路および定電流源８４の電流をオン・オフするスイッチを構成し、トランジスタＮＭ４は、第３のカレントミラー回路および定電流源８５の電流をオン・オフするスイッチを構成している。
トランジスタＰＭ４およびトランジスタＮＭ４のドレイン端子は、コンデンサ８６の一端に接続され、そのコンデンサ８６の他端は、接地されている。コンデンサ８６の一端は、コンパレータ８７の非反転入力端子に接続されている。コンパレータ８７の反転入力端子は、内部電源と接地との間に直列接続された抵抗８８，８９の共通接続点に接続され、さらに、抵抗９０の一端に接続されている。抵抗９０の他端は、トランジスタＮＭ５のドレイン端子に接続され、トランジスタＮＭ５のソース端子は、接地されている。ここで、抵抗８８，８９は、コンデンサ８６が充電されるときの上限しきい値電圧を設定し、抵抗８８，８９，９０およびトランジスタＮＭ５は、コンデンサ８６が放電されるときの下限しきい値電圧を設定している。
コンパレータ８７の出力端子は、ノットゲート９２を介して発振器３４のＯＵＴ端子に接続されている。コンパレータ８７の出力端子は、また、トランジスタＰＭ４，ＮＭ４，ＮＭ５のゲート端子に接続されている。
発振器３４において、演算増幅器８０は、その第１および第２の非反転入力端子に入力される信号ｆｂ、および基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ１または基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ２のうち、値の小さい方の電圧と反転入力端子に入力される電圧との差を増幅する。この第２の非反転入力端子に入力される基準電圧は、過電流保護制御回路４６が出力する信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔによって切り替えられる。
電圧ｖｃｃがコンパレータ６１の反転入力端子への入力電圧より高く、かつ、信号ｆｂがコンパレータ６３の反転入力端子への入力電圧より高いとき、ＲＳフリップフロップ７０がセットされて過電流保護制御回路４６が出力する信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔは、Ｈレベルとなる。なお、このときソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄは、Ｈレベルであるとする（以下同様）。信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔがＨレベルのとき、スイッチ８１は、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ１を演算増幅器８０の第２の非反転入力端子に入力する。このとき、発振器３４によって生成されるスイッチング周波数Ｆｓｗの最大制限値ｆｓｗｍａｘは、図４に示したように、第１の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｈになる。一方、電圧ｖｃｃがコンパレータ６１の反転入力端子への入力電圧より低く、かつ、信号ｆｂがコンパレータ６３の反転入力端子への入力電圧より低いとき、ＲＳフリップフロップ７０がリセットされて過電流保護制御回路４６が出力する信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔは、Ｌレベルとなる。信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔがＬレベルのとき、スイッチ８１は、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ２を演算増幅器８０の第２の非反転入力端子に入力する。このとき、発振器３４によって生成されるスイッチング周波数Ｆｓｗの最大制限値ｆｓｗｍａｘは、図５に示したように、第１の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｈよりも低い第２の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｌになる。
ＲＳフリップフロップ７０の切り替えを電圧ｖｃｃのみによる（コンパレータ６３の出力を使わず、コンパレータ６１の出力のみによってＲＳフリップフロップ７０のセット・リセットを決める）ことも考えられるが、その場合、以下の不具合が考えられる。すなわち、高い出力電圧Ｖｏｕｔを出力するよう制御されているときに、負荷が過大になったり出力が短絡したりすると、電圧ｖｃｃが低下して過電流制限値が低い値に切り替わってしまい、その後、負荷電流が正常範囲に戻っても過電流と判定されてしまって出力電圧が上がらない、という不具合が生じ得る。また、低い出力電圧Ｖｏｕｔを出力するよう制御されているときに、外部より負荷の電源ラインにサージノイズなどが印加されると、電圧ｖｃｃが増加して過電流制限値が高い値に切り替わってしまい、負荷に対してより大きな電流を流してダメージを与えてしまう危険性がある。
これに対し、本発明の実施の形態は、上記のような突発性の要因には影響されにくい信号ｆｂ（図１，８には図示していないが、系の安定化のために、フィードバックラインに遅れ要素を入れるのが通常である。）も併用しているので、上記のような不具合の発生を抑制することができる。
定電流源８２の電流値Ｉ８２と抵抗８３の抵抗値Ｒ８３の積Ｉ８２×Ｒ８３をＶ０とする。Ｖ０は、電流Ｉ８２が抵抗８３に流れることによって抵抗８３に発生する電圧であり、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ１，Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ２より低い値となる。信号ｆｂが電圧Ｖ０より大きいと、演算増幅器８０の反転入力端子は、入力電圧の小さい方の非反転入力端子と仮想短絡することで、抵抗８３には、小さい方の反転入力端子の電圧を抵抗８３の抵抗値で除した値の電流が流れる。この電流のうち、電流Ｉ８２は定電流源８２から供給される電流であり、抵抗８３に流れる電流から定電流Ｉ８２を差し引いた電流がトランジスタＮＭ１に流れる。
トランジスタＮＭ１に流れる電流は、トランジスタＰＭ１およびトランジスタＰＭ３からなる第２のカレントミラー回路によって折り返され、定電流源８４の電流が加算されて、スイッチを成すトランジスタＰＭ４を介してコンデンサ８６に充電される充電電流となる。
トランジスタＮＭ１に流れる電流は、また、トランジスタＰＭ１およびトランジスタＰＭ２からなる第１のカレントミラー回路によって折り返されて、トランジスタＮＭ２およびトランジスタＮＭ３からなる第３のカレントミラー回路に伝達される。第３のカレントミラー回路によって折り返された電流は、定電流源８５の電流が加算され、スイッチを成すトランジスタＮＭ４を介してコンデンサ８６の電荷を放電する放電電流となる。
コンデンサ８６の充放電によって生成された三角波の電圧は、コンパレータ８７によって、コンデンサ８６が充電されるときの上限しきい値電圧またはコンデンサ８６が放電されるときの下限しきい値電圧と比較される。三角波の電圧が上限しきい値電圧を超えると、コンパレータ８７は、Ｈレベルの信号を出力し、三角波の電圧が下限しきい値電圧を下回ると、コンパレータ８７は、Ｌレベルの信号を出力する。ここで、コンパレータ８７がＬレベルの信号を出力しているとき、トランジスタＮＭ５は、オフとなって、コンパレータ８７の反転入力端子に入力される電圧は、抵抗８８，８９によって生成される上限しきい値電圧である。また、コンパレータ８７がＨレベルの信号を出力しているときは、コンパレータ８７の反転入力端子に入力される電圧は、抵抗８８，８９，９０によって生成される下限しきい値電圧である。
一方、演算増幅器８０の２つの入力電圧のうちの小さい方の電圧（以下、単に「非反転入力端子の電圧」という）が電圧Ｖ０より小さいと、演算増幅器８０の仮想短絡が成り立たなくなる。すなわち、通常は、非反転入力端子の電圧が下がると、トランジスタＮＭ１のゲート電圧となる演算増幅器８０の出力電圧も下がってトランジスタＮＭ１に流れる電流が減少して演算増幅器８０の反転入力端子の電圧も下がって仮想短絡が維持されるのであるが、抵抗８３には定電流源８２より定電流Ｉ８２が常に供給されているので、演算増幅器８０の反転入力端子の電圧は、電圧Ｖ０より小さくなることはできない。このため、非反転入力端子の電圧が電圧Ｖ０より小さくなると、非反転入力端子の電圧と電圧Ｖ０との差が演算増幅器８０の大きな増幅率で増幅され、トランジスタＮＭ１のゲートに印加されて、トランジスタＮＭ１が直ちにオフする。したがって、トランジスタＮＭ１に流れる電流がゼロとなるので、発振器３４中の３つのカレントミラー回路に流れる電流もゼロとなるので、コンデンサ８６の充放電電流は定電流源８４，８５の電流のみとなる。このように、非反転入力端子の電圧が電圧Ｖ０より小さい領域では、スイッチング周波数Ｆｓｗが定電流源８４，８５の電流によって定まる一定の周波数となる。これが、図４，５に示すｆｂが小さいときの定周波数（非ゼロの最低周波数）領域である。なお、図４，５でスイッチング周波数Ｆｓｗがゼロとなるのは、信号ｆｂが基準電源Ｖ２の電圧Ｖ２以下でコンパレータ３６の出力がＨレベルになっている領域である。
発振器３４の発振周期は、コンデンサ８６を１回充放電する時間であり、抵抗８３に流れる電流が大きいほど短くなる。したがって、スイッチング周波数は、抵抗８３に流れる電流によって決まり、抵抗８３に流れる電流が大きいほど高くなる。抵抗８３に流れる電流の最大値は、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ１または基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ２によって定まるので、スイッチング周波数Ｆｓｗの最大制限値ｆｓｗｍａｘは、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ１または基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ２によって決められることになり、これらの電圧が高いほど最大制限値ｆｓｗｍａｘも高くなる。
次に、このスイッチング電源装置の要部の動作についてその動作波形を参照しながら説明する。
図６はスイッチング電源装置の要部の動作波形を示す図、図７はスイッチング電源装置のスタート時における要部の動作波形を示す図である。図６においては、上から出力電力Ｐｏｕｔ、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ、ＶＣＣ端子の電圧ｖｃｃ、ＦＢ端子の信号ｆｂ、スイッチング周波数Ｆｓｗ（発振器３４のＯＵＴ端子の周波数）、ＣＳ端子の信号ｃｓを示している。図７では、上から出力電力Ｐｏｕｔ、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ、ＶＣＣ端子の電圧ｖｃｃ、ＦＢ端子の信号ｆｂ、ソフトスタート基準電圧ｓｓ＿ｖｒｅｆ、スイッチング周波数Ｆｓｗ、ソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄ、制御ＩＣ８のＣＳ端子の信号ｃｓを示している。
まず、図６の時刻ａ以前では、スイッチング電源装置は、負荷から供給されるスタンバイ信号によって高い出力電圧Ｖｏｕｔ（２０Ｖ）を出力するよう制御されているとする。このとき、過電流保護制御回路４６には、いずれも高い電圧ｖｃｃおよび信号ｆｂが入力されている。コンパレータ６１は、高いしきい値である基準電圧Ｖｔｈｖｃｃ＿ｈよりも高い電圧ｖｃｃが入力されていることで、Ｈレベルの出力信号を出力し、したがって、コンパレータ６１は、電圧ｖｃｃと基準電圧Ｖｔｈｖｃｃ＿ｌとを比較している。コンパレータ６３は、高いしきい値である基準電圧Ｖｆｂｏｃｐ＿ｈよりも高い信号ｆｂが入力されていることで、Ｈレベルの出力信号を出力し、したがって、コンパレータ６３は、信号ｆｂと基準電圧Ｖｆｂｏｃｐ＿ｌとを比較している。なお、このとき、ソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄは、Ｈレベルに維持されていて、オアゲート６７の他方の入力にはＬレベル、アンドゲート６８の他方の入力にはＨレベルの信号が入力されている。
コンパレータ６１，６３がともにＨレベルとなることで、ＲＳフリップフロップ７０はセットされ、出力端子ＱがＨレベルとなり、過電流保護制御回路４６は、Ｈレベルの信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔを発振器３４に送出する。これにより、発振器３４は、演算増幅器８０の第２の非反転入力に基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ１が印加され、スイッチング周波数Ｆｓｗの最大制限値ｆｓｗｍａｘが第１の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｈに設定されている。このため、スイッチング電源装置は、トランスの一次側から二次側により多くの電力を送ることができる。
このとき、過電流制限値を表す信号ｏｃｐ＿ｒｅｆは、基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｈであり、ＯＣＰコンパレータ４５は、信号ｃｓを基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｈと比較することになる。
時刻ａにて、スイッチング電源装置が低い出力電圧Ｖｏｕｔ（１０Ｖ）を出力するよう切り替えられると、このときには、既に、出力電力Ｐｏｕｔおよび出力電流Ｉｏｕｔが低下しているので、信号ｆｂは、基準電圧Ｖｆｂｏｃｐ＿ｌより低下している。これにより、コンパレータ６３は、Ｌレベルの信号を出力し、信号ｆｂと比較するしきい値を基準電圧Ｖｆｂｏｃｐ＿ｈに設定する。また、出力電圧Ｖｏｕｔの低下に伴い、電圧ｖｃｃも低下していく。
電圧ｖｃｃが基準電圧Ｖｔｈｖｃｃ＿ｌより低下すると、コンパレータ６１は、Ｌレベルの信号を出力し、電圧ｖｃｃと比較するしきい値を基準電圧Ｖｔｈｖｃｃ＿ｈに設定する。コンパレータ６１，６３がともにＬレベルになることで、ＲＳフリップフロップ７０は、リセットされて出力端子ＱがＬレベルとなり、過電流保護制御回路４６は、Ｌレベルの信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔを発振器３４に送出する。これにより、発振器３４では、演算増幅器８０の第２の非反転入力に基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｌｉｍ２が印加され、スイッチング周波数Ｆｓｗの最大制限値ｆｓｗｍａｘが第１の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｈより低い第２の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｌに切り替えられる。
このとき、過電流制限値を表す信号ｏｃｐ＿ｒｅｆは、基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｈからこれよりも低い値を有する基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｌに切り替えられ、ＯＣＰコンパレータ４５は、信号ｃｓを基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｌと比較することになる。
負荷が待機状態を終了しようとしているとき、電圧ｖｃｃは、低いままであるが、出力電流の増加に伴い、やがて、信号ｆｂが上昇して基準電圧Ｖｆｂｏｃｐ＿ｈよりも高くなる。これにより、コンパレータ６１がＬレベルの信号を出力し、コンパレータ６３がＨレベルの信号を出力している状態となるが、過電流保護制御回路４６が出力する信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔおよび信号ｏｃｐ＿ｒｅｆに変化はない。すなわち、最大スイッチング周波数の最大制限値ｆｓｗｍａｘを指示する信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔは、Ｈレベル、過電流制限値を表す信号ｏｃｐ＿ｒｅｆは、基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｌのままである。
次に、時刻ｂにおいて、スイッチング電源装置が高い出力電圧Ｖｏｕｔ（２０Ｖ）を出力するよう切り替えられると、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる制御が開始され、これに伴い、電圧ｖｃｃが上昇していく。
時刻ｃで電圧ｖｃｃが基準電圧Ｖｔｈｖｃｃ＿ｈを超えると、コンパレータ６１の出力は、Ｈレベルに切り替えられ、過電流保護制御回路４６は、Ｈレベルの信号ｆｓｗ＿ｌｉｍｉｔを出力する。これにより、発振器３４は、最大スイッチング周波数の最大制限値ｆｓｗｍａｘを第１の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｈに切り替え、ＯＣＰコンパレータ４５の過電流制限値は、基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｈに切り替えられる。
このように、スイッチング電源装置が低い出力電圧に設定されている期間では、最大スイッチング周波数の最大制限値ｆｓｗｍａｘを低い値の第２の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｌに切り替え、過電流制限値を低い値の基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｌに切り替えている。これにより、図６の例では、出力電力Ｐｏｕｔがその最大電力の８８Ｗから１０Ｗまで下げられ、出力電流Ｉｏｕｔも最大出力電流の４．４Ａから１Ａに抑えられている。
スイッチング電源装置が高い出力電圧に設定されると、最大スイッチング周波数の最大制限値ｆｓｗｍａｘは、高い値の第１の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｈに切り替えられ、過電流制限値は、高い値の基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｈに切り替えられる。これにより、図６の例では、出力電力Ｐｏｕｔがその最大電力の８８Ｗまで出力が可能になり、出力電流Ｉｏｕｔも最大出力電流の４．４Ａまで出力が可能になる。
次に、スイッチング電源装置がスイッチングをスタートするときの動作について説明する。スイッチング電源装置がスイッチングをスタートするとき、図７に示したように、電圧ｖｃｃおよび信号ｆｂは、ともに０Ｖからのスタートとなることがあり、過電流制限値と最大スイッチング周波数が低い設定から始まる可能性がある。この場合、出力できる電力が低くなるため、出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がりが遅くなってしまう。これを防ぐために、ソフトスタートの終了またはスタートからある一定時間経過した後にＨレベルとなるソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄを使う。
ソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄは、ソフトスタート回路４８から出力されて、過電流保護制御回路４６に入力される。過電流保護制御回路４６では、ソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄがＬレベルの間、オアゲート６７、アンドゲート６８およびノットゲート６９によって、ＲＳフリップフロップ７０を強制的にセット状態にする。これにより、最大スイッチング周波数の最大制限値ｆｓｗｍａｘは、第１の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｈに設定され、過電流制限値を表す信号ｏｃｐ＿ｒｅｆは、基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｈに設定される。また、これらの設定は、ソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄがＬレベルの間、最大制限値ｆｓｗｍａｘが第２の最大スイッチング周波数ｆｓｗｍａｘ＿ｌになったり、信号ｏｃｐ＿ｒｅｆが基準電圧Ｖｔｈｏｃｐ＿ｌになったりすることはない。
時刻ｄにてソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄがＨレベルになると、ＲＳフリップフロップ７０は、アンドゲート６５およびノアゲート６６からの信号によって動作するようになる。このとき、負荷から供給されるスタンバイ信号によって低い出力電圧Ｖｏｕｔ（１０Ｖ）を出力するよう制御されているため、電圧ｖｃｃが低いことからコンパレータ６１の出力がＬレベルとなっているとともに、ソフトスタート期間中に負荷に電力をある程度供給できるようになっていることから、信号ｆｂが小さくコンパレータ６３の出力がＬレベルとなっているため、ＲＳフリップフロップ７０がリセットされる。
以上のように、ソフトスタートエンド信号ｓｓ＿ｅｎｄがＨレベルになってこのスイッチング電源装置が起動するときには、必ず高い側の過電流制限値（Ｖｔｈｏｃｐ＿ｈ）および高い側の最大スイッチング周波数（ｆｓｗｍａｘ＿ｈ）からスタートすることになる。また、スイッチング電源装置のソフトスタート期間中または起動からある一定時間以内は、低い側の過電流制限値および低い側の最大発振周波数に切り替わらない。これにより、起動時における出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がりが遅くなってしまうことを防ぐことができる。
１ 交流電源
２ コモンモードチョークコイル
３ Ｘコンデンサ
４ ダイオードブリッジ
５ コンデンサ
６ ダイオード
７ 電流制限抵抗
８ 制御ＩＣ
９ サーミスタ
１０ コンデンサ
１１ 抵抗
１２ センス抵抗
１３ コンデンサ
１４ ダイオード
１５ 補助巻線
１６ 一次巻線
１７ スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
１８ 二次巻線
１９ ダイオード
２０ コンデンサ
２１ フォトカプラ
２２ 電流制限抵抗
２３，２４ ツェナーダイオード
２５ スイッチ
３１ 起動回路
３２ 低電圧誤動作防止回路
３３ 内部電源回路
３４ 発振器
３５ スロープ補償回路
３６ ＦＢコンパレータ
３７ ワンショット回路
３８ ＲＳフリップフロップ
３９ オアゲート
４０ アンドゲート
４１ オアゲート
４２ ドライブ回路
４３ レベルシフト回路
４４ ＣＳコンパレータ
４５ ＯＣＰコンパレータ
４６ 過電流保護制御回路
４７ オアゲート
４８ ソフトスタート回路
４９ 電流源
５０ ＬＡＴコンパレータ
５１ ラッチ回路
５２ オアゲート
６１ コンパレータ
６２ スイッチ
６３ コンパレータ
６４ スイッチ
６５ アンドゲート
６６ ノアゲート
６７ オアゲート
６８ アンドゲート
６９ ノットゲート
７０ ＲＳフリップフロップ
７１，７２ トランスファゲート
８０ 演算増幅器
８１ スイッチ
８２ 定電流源
８３ 抵抗
８４，８５ 定電流源
８６ コンデンサ
８７ コンパレータ
８８，８９，９０ 抵抗
９２ ノットゲート
ＮＭ１〜ＮＭ５，ＰＭ１〜ＰＭ４ トランジスタ

Claims (10)

  1. 直流電圧にトランスの一次側巻線を介して接続されたスイッチング素子をスイッチングすることにより前記トランスの二次側巻線の側に直流の出力電圧を生成し、生成された前記出力電圧に応じた出力電圧信号を前記トランスの一次側へフィードバックして前記出力電圧が一定になるように制御されるものであって、前記スイッチング素子をスイッチングする信号を生成する発振回路と、前記出力電圧信号を操作して前記出力電圧を第１出力電圧と前記第１出力電圧より低い第２出力電圧とに切り替える出力電圧切替回路と、前記スイッチング素子に流れる主電流を過電流制限値以下に制限する過電流保護回路とを備えたスイッチング電源装置において、
    前記過電流保護回路は、前記第１出力電圧に切り替えられているときには前記過電流制限値を第１過電流制限値に設定し、前記第２出力電圧に切り替えられているときには前記過電流制限値を前記第１過電流制限値より低い第２過電流制限値に設定し、
    前記発振回路は、前記過電流制限値が前記第１過電流制限値のとき、スイッチング周波数の最大制限値を第１最大スイッチング周波数に設定し、前記過電流制限値が前記第２過電流制限値のときは、前記スイッチング周波数の前記最大制限値を前記第１最大スイッチング周波数より低い第２最大スイッチング周波数に設定する、
    スイッチング電源装置。
  2. 前記出力電圧の前記第１出力電圧または前記第２出力電圧への切り替えは、前記トランスの補助巻線による電圧から生成された電源電圧を第１しきい値と比較することで判断される、
    請求項１記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記過電流制限値が前記第１過電流制限値に切り替えられる条件は、前記電源電圧が前記第１しきい値以上かつ前記出力電圧信号が第２しきい値以上であること、および、前記過電流制限値が前記第２過電流制限値に切り替えられる条件は、前記電源電圧が前記第１しきい値より低くかつ前記出力電圧信号が第２しきい値より低いことである、
    請求項２記載のスイッチング電源装置。
  4. 起動時のソフトスタートの期間中または起動からある一定時間以内は、前記スイッチング周波数の前記最大制限値を前記第１最大スイッチング周波数に設定するとともに前記過電流制限値を前記第１過電流制限値に設定する、
    請求項１記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記過電流保護回路は、前記トランスの補助巻線による電圧から生成された電源電圧と前記出力電圧信号とを入力して前記過電流制限値と前記最大制限値を前記第１最大スイッチング周波数または前記第２最大スイッチング周波数に切り替える切替信号とを出力する過電流保護制御回路と、前記スイッチング素子に流れる主電流の検出信号と前記過電流制限値とを比較する過電流保護コンパレータとを有している、
    請求項１記載のスイッチング電源装置。
  6. 前記発振回路は、前記過電流保護制御回路から前記切替信号を受けて、前記スイッチング周波数の前記最大制限値を前記第１最大スイッチング周波数または前記第２最大スイッチング周波数に設定する第１または第２基準電圧に切り替える基準電圧切替スイッチを有している、
    請求項５記載のスイッチング電源装置。
  7. 直流電圧にトランスの一次側巻線を介して接続されたスイッチング素子をスイッチングすることにより前記トランスの二次側巻線の側に直流の出力電圧を生成し、生成された前記出力電圧に応じた出力電圧信号を前記トランスの一次側へフィードバックして前記出力電圧が一定になるように制御されるものであって、前記スイッチング素子をスイッチングする信号を生成する発振回路と、前記出力電圧信号を操作して前記出力電圧を第１出力電圧と前記第１出力電圧より低い第２出力電圧とに切り替える出力電圧切替回路と、前記スイッチング素子に流れる主電流を第１過電流制限値以下または前記第１過電流制限値より低い第２過電流制限値以下に制限する過電流保護回路とを備えたスイッチング電源装置において、
    前記過電流保護回路は、前記電源電圧が第１しきい値以上かつ前記出力電圧信号が第２しきい値以上でないと過電流制限値を前記第２過電流制限値から前記第１過電流制限値に切り替えず、前記電源電圧が前記第１しきい値より低くかつ前記出力電圧信号が前記第２しきい値より低くないと前記過電流制限値を前記第１過電流制限値から前記第２過電流制限値に切り替えない、
    スイッチング電源装置
  8. 前記出力電圧の前記第１出力電圧または前記第２出力電圧への切り替えは、前記トランスの補助巻線による電圧から生成された電源電圧を前記第１しきい値と比較することで判断される、
    請求項７記載のスイッチング電源装置。
  9. 前記過電流保護制御回路は、前記トランスの補助巻線による電圧から生成された電源電圧を前記第１しきい値と比較する第１ヒステリシスコンパレータと、前記出力電圧信号を前記第２しきい値と比較する第２ヒステリシスコンパレータと、前記第１ヒステリシスコンパレータの出力および前記第２ヒステリシスコンパレータの出力を受ける第１アンドゲートと、前記第１ヒステリシスコンパレータの出力および前記第２ヒステリシスコンパレータの出力を受けるノアゲートと、前記第１アンドゲートの出力をセット端子に受け、前記ノアゲートの出力をリセット端子に受け、出力端子から前記切替信号を出力するＲＳフリップフロップとを有し、前記ＲＳフリップフロップの出力状態に応じて前記第１過電流制限値または前記第２過電流制限値を選択する
    請求項３または７記載のスイッチング電源装置。
  10. 前記過電流保護制御回路は、起動時のソフトスタートの期間または起動からある一定時間経過したことを示すソフトスタートエンド信号を受けるノットゲートと、前記第１アンドゲートの出力と前記ノットゲートの出力とを受けて出力を前記ＲＳフリップフロップのセット端子に接続したオアゲートと、前記ノアゲートの出力と前記ソフトスタートエンド信号とを受けて出力を前記ＲＳフリップフロップのリセット端子に接続した第２アンドゲートとを有する、
    請求項９記載のスイッチング電源装置。
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