CN113572361B - 双向直流变换器及其控制方法、介质及设备 - Google Patents

双向直流变换器及其控制方法、介质及设备 Download PDF

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Abstract

本发明涉及谐振变换技术领域，具体提供一种双向直流变换器及其控制方法、介质及设备，解决现有双向直流变换器因电流应力、电压应力大，设计复杂，应用范围受到限制的问题。为此目的，本发明的双向直流变换器第一变换器的直流侧增加谐振电容，能够吸收流过输入电感的电流突变带来的电压尖峰，降低功率开关管的电压应力。谐振电容与谐振电感组成谐振电路，使功率开关管工作在零电流导通和低电流关断，降低功率开关管的开关损耗。根据谐振电容和谐振电感形成的谐振电路的谐振频率来确定控制功率开关管导通/关断的PWM信号的信号频率，将输出电压稳定在参考值范围内，降低双向直流变换器的控制复杂度。

Description

双向直流变换器及其控制方法、介质及设备
技术领域
本发明涉及谐振变换技术领域，具体提供一种双向直流变换器及其控制方法、介质及设备。
背景技术
谐振双向隔离变换器以其低开关损耗、软开关范围宽等优点，在变频直流母线互联应用场合得到广泛的应用。目前，谐振型双向直流变换器主要分为电压型双向直流变换器和电流型双向直流变换器。其中电压型双向直流变换器的典型拓扑结构包括LLC谐振双向直流变换器和串联谐振SRC双向直流变换器。LLC谐振双向直流变换器利用高频变压器的励磁电感作为第三个谐振元件，可以扩大输出电压调节范围，并且软开关范围宽。串联谐振SRC双向直流变换器通过在DAB主回路中串联谐振电容，可以实现ZCS关断或低电流关断，由于引入谐振电路，其软开关范围较宽，但是与LLC谐振双向直流变换器相比，其电压调节范围较窄。而电流型双向直流变换器由于直流端口侧串联一个较大的储能电感，可将其看作电流源，电流纹波更低，进而降低了高频变压器匝数比，这种双向直流变换器的特点是流过开关管的电流峰值即为双向直流变换器的平均电流，可以充分利用开关管的额定功率。
但是，现有的双向直流变换器，都存在一定的缺点。LLC谐振双向直流变换器通常采用变频控制，在负载范围较大的场合，其工作频率变化较大，使得大功率变压器磁芯元件设计困难，同时其不能对电流进行调节，限制了其应用范围。串联谐振SRC双向直流变换器的复杂度较低，但其在降低关断电流的同时，其电流应力也随之增大。电流型双向直流变换器的电流应力很低，但是由于漏电感的存在，储能大电感与漏电感串联，两个电感的电流不同，会产生极高的电压尖峰，有可能造成开关器件的击穿；同时电流型双向直流变换器的开关管在某些状态下承受的电压为输入电压和储能电感两端的电压之和，在功率变化时，电感两端会产生较大的电压尖峰，对于开关管会产生较大的电压冲击，也限制了其应用范围。
相应地，本领域需要一种新的双向直流变换器的控制方案来解决上述问题。
发明内容
本发明旨在解决上述技术问题，即，解决现有双向直流变换器由于电流应力、电压应力大，设计复杂，应用范围受到限制的问题。
在第一方面，本发明提供一种双向直流变换器的控制方法，所述双向直流变换器包括第一变换器、第二变换器、谐振变压器和谐振电容；所述谐振变压器包括谐振电感和变压器；
所述第一变换器的直流侧正极通过输入电感与所述双向直流变换器中第一输入/输出侧的正极连接，所述第一变换器的直流侧负极直接与所述第一输入/输出侧的负极连接，所述第一变换器的交流侧一端通过所述谐振电感与所述谐振变压器的原边绕组的第一端连接，所述第一变换器的交流侧另一端直接与所述原边绕组的第二端连接；
所述第二变换器的交流侧与所述谐振变压器的副边绕组连接，所述第二变换器的直流侧与所述双向直流变换器的第二输入/输出侧连接；
所述谐振电容的第一端连接于所述直流侧正极与所述输入电感之间，所述谐振电容的第二端与所述直流侧负极连接；
所述控制方法包括：
根据预设的直流变换需求，将所述第一输入/输出侧和所述第二输入/输出侧中的一个作为直流电输入侧，另一个作为直流电输出侧；
获取所述直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值以及预设的所述直流电输出侧输出的直流电的电压参考值；
根据所述电压实际值与所述电压参考值，确定用于驱动与所述直流电输入侧直接连接的变换器的PWM信号的占空比；
根据所述谐振电容与所述谐振电感形成的谐振电路的谐振频率，确定所述PWM信号的信号频率；
根据所述占空比与所述信号频率生成所述变换器的PWM信号，根据所述PWM信号对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制，以使所述双向直流变换器能够对所述输入直流电进行直流变换并经所述直流电输出侧输出电压值为所述电压参考值的直流电。
在上述双向直流变换器的控制方法的一个技术方案中，所述信号频率包括第一频率和第二频率，所述第一频率与所述谐振频率的频率差的绝对值小于所述第二频率与所述谐振频率的频率差的绝对值；
所述方法还包括通过下列步骤对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制：
步骤S1：根据所述占空比与所述第一频率生成所述变换器的PWM信号，根据所述PWM信号对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制；
步骤S2：获取所述直流电输出侧输出电压值的实际值；
步骤S3：判断所述实际值是否大于等于预设的电压阈值；
若是，则转至步骤S4；若否，则转至步骤S2；
步骤S4：根据所述占空比与所述第二频率重新生成所述变换器的PWM信号，根据重新生成的PWM信号继续对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制，并转至步骤S2。
在上述双向直流变换器的控制方法的一个技术方案中，所述PWM信号的信号频率等于所述谐振频率的1/2时，所述双向直流变换器的输出电压增益最大；
其中，所述输出电压增益计算公式为：
Figure GDA0003923048460000031
M为所述输出电压增益，N为所述谐振变压器中原边绕组和副边绕组的匝数比，Vout为所述直流电输出侧的输出电压值，Vin为所述直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值。
在上述双向直流变换器的控制方法的一个技术方案中，所述第一变换器和所述第二变换器均是全桥变换器，所述全桥变换器包括两相桥臂，每相桥臂均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂与所述下桥臂均包括功率开关管；
“根据所述占空比与所述信号频率生成所述变换器的PWM信号”的步骤具体包括：
根据所述信号频率确定对所述变换器中每相桥臂的上桥臂和下桥臂进行交替导通与关断控制的开关周期；
根据所述开关周期确定每相桥臂的死区时间；
根据所述占空比、所述信号频率与所述死区时间生成所述PWM信号；
其中，所述死区时间包括连续的第一死区时间和第二死区时间，在所述第一死区时间内所述谐振电感上的谐振电流快速下降，在所述第二死区时间内所述谐振电感上的谐振电流振荡衰减，直至稳定在零。
在第二方面，本发明提供一种双向直流变换器，其特征在于，所述双向直流变换器包括控制器、第一变换器、第二变换器、谐振变压器和谐振电容；所述谐振变压器包括谐振电感和变压器；
所述第一变换器的直流侧正极通过输入电感与所述双向直流变换器中第一输入/输出侧的正极连接，所述第一变换器的直流侧负极直接与所述第一输入/输出侧的负极连接，所述第一变换器的交流侧一端通过所述谐振电感与所述谐振变压器的原边绕组的第一端连接，所述第一变换器的交流侧另一端直接与所述原边绕组的第二端连接；
所述第二变换器的交流侧与所述谐振变压器的副边绕组连接，所述第二变换器的直流侧与所述双向直流变换器的第二输入/输出侧连接；
所述谐振电容的第一端连接于所述直流侧正极与所述输入电感之间，所述谐振电容的第二端与所述直流侧负极连接；
所述控制器包括：
输入输出侧确定模块，其被配置成根据预设的直流变换需求，将所述第一输入/输出侧和所述第二输入/输出侧中的一个作为直流电输入侧，另一个作为直流电输出侧；
电压值获取模块，其被配置成获取所述直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值以及预设的所述直流电输出侧输出的直流电的电压参考值；
占空比确定模块，其被配置成根据所述电压实际值与所述电压参考值，确定用于驱动与所述直流电输入侧直接连接的变换器的PWM信号的占空比；
信号频率确定模块，其被配置成根据所述谐振电容与所述谐振电感形成的谐振电路的谐振频率，确定所述PWM信号的信号频率；
直流变换控制模块，其被配置成根据所述占空比与所述信号频率生成所述变换器的PWM信号，根据所述PWM信号对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制，以使所述双向直流变换器能够对所述输入直流电进行直流变换并经所述直流电输出侧输出电压值为所述电压参考值的直流电。
在上述双向直流变换器的一个技术方案中，所述信号频率包括第一频率和第二频率，所述第一频率与所述谐振频率的频率差的绝对值小于所述第二频率与所述谐振频率的频率差的绝对值；
所述直流控制变换模块进一步被配置为通过下列步骤对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制：
步骤S1：根据所述占空比与所述第一频率生成所述变换器的PWM信号，根据所述PWM信号对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制；
步骤S2：获取所述直流电输出侧输出电压值的实际值；
步骤S3：判断所述实际值是否大于等于预设的电压阈值；
若是，则转至步骤S4；若否，则转至步骤S2；
步骤S4：根据所述占空比与所述第二频率重新生成所述变换器的PWM信号，根据重新生成的PWM信号继续对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制，并转至步骤S2。
在上述双向直流变换器的一个技术方案中，所述PWM信号的信号频率等于所述谐振频率的1/2时，所述双向直流变换器的输出电压增益最大；
其中，所述输出电压增益计算公式为：
Figure GDA0003923048460000051
M为所述输出电压增益，N为所述谐振变压器中原边绕组和副边绕组的匝数比，Vout为所述直流电输出侧的输出电压值，Vin为所述直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值。
在上述双向直流变换器的一个技术方案中，所述第一变换器和所述第二变换器均是全桥变换器，所述全桥变换器包括两相桥臂，每相桥臂均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂与所述下桥臂均包括功率开关管；
所述直流变换控制模块还包括：
开关周期确定单元，其被配置为根据所述信号频率确定对所述变换器中每相桥臂的上桥臂和下桥臂进行交替导通与关断控制的开关周期；
死区时间确定单元，其被配置为根据所述开关周期确定每相桥臂的死区时间；
PWM信号确定单元，其被配置为根据所述占空比、所述信号频率与所述死区时间生成所述PWM信号；
其中，所述死区时间包括连续的第一死区时间和第二死区时间，在所述第一死区时间内所述谐振电感上的谐振电流快速下降，在所述第二死区时间内所述谐振电感上的谐振电流振荡衰减，直至稳定在零。
在第三方面，提供一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质其中存储有多条程序代码，所述程序代码适于由处理器加载并运行以执行上述双向直流变换器的控制方法的技术方案中任一项技术方案所述的双向直流变换器的控制方法。
在第四方面，提供一种计算机设备，该计算机设备包括处理器和存储装置，所述存储装置适于存储多条程序代码，所述程序代码适于由所述处理器加载并运行以执行上述双向直流变换器的控制方法的技术方案中任一项技术方案所述的双向直流变换器的控制方法。
在采用上述技术方案的情况下，本发明实施例提供的双向直流变换器在第一变换器的直流侧增加谐振电容，能够吸收直流变换过程中，流过输入电感的电流突变带来的电压尖峰，有效降低双向直流变换器中功率开关管的电压应力。谐振电容与谐振电感组成谐振电路进行谐振，能够使功率开关管工作在零电流导通和低电流关断状态，能够有效降低功率开关管的开关损耗，提升双向直流变换器的变换效率。本发明实施例提供的双向直流变换器控制方法，根据谐振电容和谐振电感形成的谐振电路的谐振频率来确定控制变换器中功率开关管进行导通/关断控制的PWM信号的信号频率，能够将双向直流变换器的输出电压稳定在参考值范围内，降低了双向直流变换器的控制复杂度。
附图说明
参照附图，本发明的公开内容将变得更易理解。本领域技术人员容易理解的是：这些附图仅仅用于说明的目的，而并非意在对本发明的保护范围组成限制。此外，图中类似的数字用以表示类似的部件，其中：
图1是根据本发明的一个实施例的双向直流变换器的控制方法的主要步骤流程示意图；
图2是根据本发明一个实施例的双向直流变换器的结构拓扑图；
图3是根据本发明实施例的一个实施方式的对双向直流变换器的功率开关管进行导通/关断控制的流程图；
图4是根据本发明实施例的一个实施方式的对双向直流变换器的功率开关管进行导通/关断控制过程中PWM信号的信号波形图以及双向直流变换器中相关器件的电压与电流波形图；
图5是在图4所示t0-t1时间段内双向直流变换器的电流流通路径示意图；
图6是在图4所示t1-t2时间段内双向直流变换器的电流流通路径示意图；
图7是在图4所示t2-t3时间段内双向直流变换器的电流流通路径示意图；
图8是在图4所示t3-t4时间段内双向直流变换器的电流流通路径示意图；
图9是在图4所示t4-t5时间段内双向直流变换器的电流流通路径示意图；
图10是在图4所示t5-t6时间段内双向直流变换器的电流流通路径示意图；
图11是根据本发明的一个实施例的双向直流变换器的控制器的主要结构框图示意图。
附图标记列表：
1：第一输入/输出侧；2：第一滤波电容；3：输入电感；4：谐振电容；5：第一变换器；6：谐振变压器；61：谐振电感；62：变压器；7：第二变换器；8：第二滤波电容；9：第二输入/输出侧。
具体实施方式
下面参照附图来描述本发明的一些实施方式。本领域技术人员应当理解的是，这些实施方式仅仅用于解释本发明的技术原理，并非旨在限制本发明的保护范围。
在本发明的描述中，“模块”、“处理器”可以包括硬件、软件或者两者的组合。一个模块可以包括硬件电路，各种合适的感应器，通信端口，存储器，也可以包括软件部分，比如程序代码，也可以是软件和硬件的组合。处理器可以是中央处理器、微处理器、图像处理器、数字信号处理器或者其他任何合适的处理器。处理器具有数据和/或信号处理功能。处理器可以以软件方式实现、硬件方式实现或者二者结合方式实现。非暂时性的计算机可读存储介质包括任何合适的可存储程序代码的介质，比如磁碟、硬盘、光碟、闪存、只读存储器、随机存取存储器等等。术语“A和/或B”表示所有可能的A与B的组合，比如只是A、只是B或者A和B。术语“至少一个A或B”或者“A和B中的至少一个”含义与“A和/或B”类似，可以包括只是A、只是B或者A和B。单数形式的术语“一个”、“这个”也可以包含复数形式。
这里先解释本发明涉及到的一些术语。
开关损耗，包括导通损耗和截止损耗。导通损耗指功率开关管从截止到导通时，所产生的功率损耗。截止损耗指功率开关管从导通到截止时，所产生的功率损耗。
软开关，通过在开关过程前后引入谐振，使开关开通前电压先降到零，关断前电流先降到零，就可以消除开关过程中电压、电流的重叠，降低它们的变化率，从而大大减小甚至消除开关损耗。同时的，谐振过程限制了开关过程中电压和电流的变化率，这使得开关噪声也显著减小。这样的电路被称为软开关电路，而这样的开关过程也被称为软开关(Soft-Switching)。
谐振电路，由电感L和电容C组成的，可以在一个或若干个频率上发生谐振现象的电路，统称为谐振电路。其中谐振现象是指当电流端口电压和电流出现同相位，电路呈电阻性时出现的现象。
占空比，是指在一个功率开关管控制周期内，控制功率开关管导通的时间相对于功率开关管控制周期的总时间所占的比例。
寄生电容，一般是指电感，电阻，芯片引脚等在高频情况下表现出来的电容特性。
MOSFET，金属-氧化物半导体场效应晶体管，简称金氧半场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)是一种可以广泛使用在模拟电路与数字电路的场效晶体管(field-effect transistor)。
IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件。
参阅附图1和图2，图1是根据本发明的一个实施例的双向直流变换器的控制方法的主要步骤流程示意图，图2是根据本发明一个实施例的双向直流变换器的结构拓扑图。如图2所示，本发明实施例中的双向直流变换器包括第一变换器5、第二变换器7、谐振变压器6和谐振电容4；谐振变压器6包括谐振电感61和变压器62；第一变换器5的直流侧正极通过输入电感3与双向直流变换器中第一输入/输出侧1的正极连接，第一变换器5的直流侧负极直接与第一输入/输出侧1的负极连接，第一变换器5的交流侧一端通过谐振电感61与谐振变压器6的原边绕组的第一端连接，第一变换器5的交流侧另一端直接与原边绕组的第二端连接；第二变换器7的交流侧与谐振变压器6的副边绕组连接，第二变换器7的直流侧与双向直流变换器的第二输入/输出侧9连接；谐振电容4的第一端连接于直流侧正极与输入电感3之间，谐振电容4的第二端与直流侧负极连接；如图1所示，本发明实施例中的双向直流变换器的控制方法主要包括下列步骤S101-步骤S105。
步骤S101：根据预设的直流变换需求，将第一输入/输出侧1和第二输入/输出侧9中的一个作为直流电输入侧，另一个作为直流电输出侧。
在本实施例中，可以根据预设的直流变换需求，选择将第一输入/输出侧1作为直流电输入侧，将第二输入/输出侧9作为直流电输出侧；或者选择将第二输入/输出侧9作为直流电输入侧，将第一输入/输出侧1作为直流电输出侧。
一个实施方式中，当第一输入/输出侧1作为直流电输入侧，第二输入/输出侧9作为直流电输出侧时，第一变换器5可以对经第一输入/输出侧1输入的直流电进行逆变(将直流电转换成交流电)，第二变换器7对谐振变压器6的副边绕组输出的交流电进行整流(将交流电转换成直流电)并经第二输入/输出侧9输出；在一个实施方式中，当第二输入/输出侧9作为直流电输入侧，第一输入/输出侧1作为直流电输出侧时，第二变换器7可以对经第二输入/输出侧9输入的直流电进行逆变(将直流电转换成交流电)，第一变换器5对谐振变压器6的原边绕组输出的交流电进行整流(将交流电转换成直流电)并经第一输入/输出侧1输出。
步骤S102：获取直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值以及预设的直流电输出侧输出的直流电的电压参考值。
在本实施例中，可以根据预设的直流变换需求，获取直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值，并获取直流电输出侧输出的直流电的电压参考值。
步骤S103：根据电压实际值与电压参考值，确定用于驱动与直流电输入侧直接连接的变换器的PWM信号的占空比。
在本实施例中，可以根据步骤S102中获取的输入直流电的电压实际值以及输出直流电的电压参考值，确定用于驱动与直流电输入侧直接连接的变换器的PWM(脉冲宽度调制，Pulse Width Modulation)信号的占空比。也就是说，根据直流变换器输入直流电的电压实际值以及输出直流电的电压参考值来确定PWM信号的占空比。例如，输入直流电的电压实际值为5V，输出直流电的电压参考值为2.5V，那么PWM信号的占空比可以为1/2。需要说明的是，在本实施例中可以采用PWM技术领域中的常规的PWM信号调制方法，根据直流变换器输入直流电的电压实际值以及输出直流电的电压参考值来确定PWM信号的占空比，为了描述简洁，在此不再对PWM信号调制方法具体步骤进行赘述。
步骤S104：根据谐振电容4与谐振电感61形成的谐振电路的谐振频率，确定PWM信号的信号频率。
在本实施例中，可以根据谐振电容4与谐振电感61形成的谐振电路的谐振频率来确定PWM信号的信号频率。
在一个实施方式中，谐振电容4和谐振电感61形成的谐振电路的谐振频率的计算公式为：
Figure GDA0003923048460000111
其中，f为谐振频率，Lr为谐振电感61的电感值，Caux为谐振电容4的电容值。
可以根据谐振频率f进一步确定PWM信号的信号频率。
步骤S105：根据占空比与信号频率生成变换器的PWM信号，根据PWM信号对变换器中的功率开关管进行导通/关断控制，以使双向直流变换器能够对输入直流电进行直流变换并经直流电输出侧输出电压值为电压参考值的直流电。
在本实施例中，可以根据步骤S103中获取的PWM信号的占空比以及步骤S104中获取的PWM信号的信号频率生成双向直流变换器的PWM信号，并可以根据PWM信号对变换器的功率开关管进行导通/关断控制，以使双向直流变换器能够对输入直流电进行直流变换后经直流电输出侧输出电压值为电压参考值的直流电。需要说明的是，在本实施例中可以采用PWM技术领域中的常规的PWM信号调制方法，根据占空比和信号频率生成PWM信号，例如，先根据PWM信号的信号频率确定控制功率开关管进行导通/关断的开关周期，再根据PWM信号的占空比确定在每个开关周期内控制功率开关管进行导通的时长，进而确定出在每个开关周期内控制功率开关管进行关断的时长。为了描述简洁，在此不再对PWM信号调制方法具体步骤进行赘述。
基于上述步骤S101-步骤S105，本发明实施例提供的双向直流变换器在第一变换器5的直流侧增加谐振电容4，能够吸收直流变换过程中，流过输入电感3的电流突变带来的电压尖峰，有效降低双向直流变换器中功率开关管的电压应力。谐振电容4与谐振电感61组成谐振电路进行谐振，能够使功率开关管工作在ZCS(Zero Current Switch)开通和低电流关断状态，能够有效降低功率开关管的开关损耗，提升双向直流变换器的变换效率。本发明实施例提供的双向直流变换器控制方法，根据谐振电容4和谐振电感61形成的谐振电路的谐振频率来确定控制变换器中功率开关管进行导通/关断控制的PWM信号的信号频率，能够将双向直流变换器的输出电压稳定在参考值范围内，降低了双向直流变换器的控制复杂度。
在一个实施方式中，PWM信号的信号频率等于谐振电容4和谐振电感61产生的谐振频率的1/2时，双向直流变换器的输出电压增益最大；
其中，输出电压增益计算公式为：
Figure GDA0003923048460000121
M为输出电压增益，N为谐振变压器6原边绕组和副边绕组的匝数比，Vout为直流电输出侧的输出电压值，Vin为直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值。
在本实施方式中双向直流变换器的PWM信号的信号频率和谐振频率的关系如下：以PWM信号的信号频率为X轴，以输出电压增益为Y轴，对PWM信号的信号频率与输出电压增益进行曲线拟合得到的曲线为向下开口的抛物线，在此抛物线顶点处，输出电压增益最大，而此顶点处对应的信号频率等于谐振频率的1/2。在一个实施方式中，可以使用较大的电压输出增益进行直流变换，以提高双向直流变换器的电压放大能力或功率放大能力，例如将信号频率稳定在谐振频率的1/2附近。
下面对步骤S105作进一步地说明。
在本发明实施例的一个实施方式中，PWM信号的信号频率包括第一频率和第二频率，第一频率与谐振频率的频率差的绝对值小于第二频率与谐振频率差的绝对值，步骤S105包括以下步骤实现对双向直流变换器中的功率开关管进行导通/关断控制：
步骤S1051：根据占空比与第一频率生成变换器的PWM信号，根据PWM信号对变换器中的功率开关管进行导通/关断控制；
步骤S1052：获取直流电输出侧输出电压值的实际值；
步骤S1053：判断实际值是否大于等于预设的电压阈值；若是，则跳转至步骤S1054；若否，则跳转至步骤S1052；
步骤S1054：根据占空比与第二频率重新生成变换器的PWM信号，根据重新生成的PWM信号继续对变换器中的功率开关管进行导通/关断控制。
在本实施方式中，PWM信号的信号频率可以包括第一频率和第二频率，第一频率与谐振频率的频率差的绝对值小于第二频率与谐振频率差的绝对值。可以根据占空比和第一频率生成双向直流变换器的PWM信号，并应用PWM信号对直流电输入侧的功率开关管进行导通/关断控制，以获取直流电输出侧输出电压值的实际值。如果输出电压的实际值小于预设的电压阈值，则继续根据占空比与第一频率生成的PWM信号控制直流电输出侧的输出电压；如果输出电压的实际值大于等于预设的电压阈值，则可以根据占空比和第二频率重新生成双向直流变换器的PWM信号，并根据重新生成的PWM信号继续对双向直流变换器中功率开关管进行导通/关断控制。
进一步，可以理解的是，由于谐振频率的1/2对应的PWM信号的信号频率是电压输出增益随PWM信号频率增加递增变化区间(单调递增区间)以及随PWM信号频率增加递减变化区间(单调递减区间)的分界点，因而需要在递增变化区间(单调递增区间)，或者在递减变化区间(单调递减区间)内选择第一频率和第二频率，以确保第一频率和第二频率是与电压输出增益之间实现单调变化(单调变大或者单调变小)。在确定选择哪个频率区间(单调递增区间或单调递减区间)对双向直流变换器的PWM信号进行调频控制后，则可以根据“第一频率与谐振频率的频率差的绝对值小于第二频率与谐振频率差的绝对值”的原则，在选定的频率区间内选定第一频率和第二频率。
在一个例子中，可以选择谐振频率的1/2作为第一频率对双向直流变换器的PWM信号进行控制。进一步地，如果选择的频率区间为递增变化区间(单调递增区间)，则可以将第二频率设置为小于谐振频率1/2的频率；如果选择的频率区间为递减变换变化区间(单调递增区间)，则可以将第二频率设置为大于谐振频率1/2的频率。
在本发明实施例的一个实施方式中，第一变换器5和第二变换器7均是全桥变换器，全桥变换器包括两相桥臂，每相桥臂均包括上桥臂和下桥臂，上桥臂与下桥臂均包括功率开关管；步骤S105还可以包括：
步骤S1055：根据信号频率确定对变换器中每相桥臂的上桥臂和下桥臂进行交替导通与关断控制的开关周期；
步骤S1056：根据开关周期确定每相桥臂的死区时间；
步骤S1057：根据占空比、信号频率与死区时间生成PWM信号；
其中，死区时间包括连续的第一死区时间和第二死区时间，在第一死区时间内谐振电感61上的谐振电流快速下降，在第二死区时间内谐振电感61上的谐振电流振荡衰减，直至稳定在零。
在本实施方式中，第一变换器5和第二变换器7均是全桥变换器，全桥变换器包括两相桥臂，每相桥臂均包括上桥臂和下桥臂，上桥臂与下桥臂均包括功率开关管。如图2所示，第一变换器5的第一相桥臂由上桥臂和下桥臂组成，其中上桥臂包括功率开关管S1(Cs1表示S1的寄生电容Cs1)，功率开关管S1与二极管反向并联；下桥臂包括功率开关管S2(Cs2表示S2的寄生电容Cs2)，功率开关管S2与二极管反向并联。第一变换器5的第二相桥臂以及第二变换器7的两相桥臂与第一变换器5的第一相桥臂的组成类似，为描述简单在此不再赘述。其中，功率开关管可以为MOSFET、IGBT等功率半导体器件。可以根据PWM信号的信号频率确定每相桥臂的上桥臂和下桥臂进行交替导通与关断控制的开关周期，并进一步确定每相桥臂的死区时间，根据占空比、信号频率和死区时间生成PWM信号。其中死区时间包括连续的第一死区时间和第二死区时间，在第一死区时间内谐振电感61上的谐振电流快速下降，在第二死区时间内谐振电感61上的谐振电流振荡衰减，直至稳定在零。
一个例子，参阅图4，图4是根据本发明实施例的一个实施方式的对双向直流变换器的功率开关管进行导通/关断控制过程中PWM信号的信号波形图以及双向直流变换器中相关器件的电压与电流波形图，其中，当第一输入/输出侧1作为直流输入侧时在图4中自上至下的第一个波形图为控制第一变换器5中功率开关管S1和S4的PWM信号的波形图，第二个波形图为控制第一变换器5中功率开关管S2和S3的PWM信号的波形图；当第二输入/输出侧9作为直流输入侧时在图4中自上至下的第一个波形图为控制第二变换器7中功率开关管S5和S8的PWM信号的波形图，第二个波形图为控制第二变换器7中功率开关管S6和S7的PWM信号的波形图。图4中第三至第七个图中实线部分为第一输入/输出侧1作为直流输入侧的波形图，虚线部分为第二输入/输出侧9作为直流输入侧的波形图，DT代表PWM信号的占空比，t0-t6为PWM信号的一个开关周期，t1-t2，t4-t5为第一死区时间，t2-t3，t5-t6为第二死区时间。下面参照图5-图10对双向直流变换器将第一输入/输出侧1作为直流输入侧，使用图4中第一个波形图和第二个波形图所示的PWM信号对双向直流变换器中的开关管进行导通/关断控制的过程进行描述。其中，图5-图10为在图4所示各个时间段内双向直流变换器的电流流通路径示意图。
如图5所示，在t0时刻之前，由于第一变换器5的功率开关管和第二变换器7的功率开关管的寄生电容的作用，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)振荡衰减至零，输入电感3的两端电压近似为零，流过输入电感3的电流大小不变。在t0时刻，第一变换器5的功率开关管S1、S4导通，谐振电感61与谐振电容4产生谐振，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)从零开始谐振增大，第一变换器5的功率开关管S1、S4实现ZCS导通(在控制功率开关管S1、S4导通时流经功率开关管S1、S4的电流为零)；第二变换器7电流流过开关管S5、S8的反向并联二极管，电流大小近似为流过谐振电感61的电流的N倍。其中，N为谐振变压器6原边绕组和副边绕组的匝数比。双向直流变换器的电流流通路径为图5中实线所示的路径。
如图6所示，在t1时刻，第一变换器5的功率开关管S1、S4关断，第一变换器5的功率开关管S2、S3的寄生电容Cs2、Cs3开始放电，在寄生电容Cs2、Cs3放电完成后，第一变换器5的功率开关管S2、S3的反向并联二极管续流，第二变换器7的功率开关管S5、S8的反向并联二极管续流。此时，谐振电感61的电压(图4所示的vLr)为变压器62中原边绕组两端电压的绝对值的和，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)迅速下降。其中，双向直流变换器的电流流通路径为图6中实线所示的路径，t1时刻至t2时刻为第一死区时间。
如图7所示，在t2时刻，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)下降至零，续流二极管(与功率开关管S2、S3、S5和S8反向并联的二极管)零电流关断，第二变换器7的功率开关管S5、S6、S7、S8的寄生电容Cs5、Cs6、Cs7、Cs8重复充放电，直至变压器62中原边绕组两端电压(图4所示的VP)和副边绕组两端电压(图4所示的NVS)的电压差为零，在此状态下流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)处于震荡衰减状态。由于第二变换器7的功率开关管S5、S6、S7、S8的寄生电容Cs5、Cs6、Cs7、Cs8的容值均远小于谐振电容4和第二滤波电容8的容值，因此可以假设在此震荡过程中谐振电容4两端的电压值(图4所示的VC)和第二输入/输出侧9的输出电压值是保持不变的。在振荡开始时，第一变换器5的功率开关管S1、S4的寄生电容Cs1、Cs4向功率开关管S2、S3的寄生电容Cs2、Cs3充电，第二变换器7的功率开关管S6、S7的寄生电容Cs6、Cs7向功率开关管S5、S8的寄生电容Cs5、Cs8充电，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)会反向增大，直至寄生电容Cs6、Cs7、Cs5、Cs8完全充放电后，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)达到反向最大值；第一变换器5的功率开关管S2、S3的寄生电容Cs2、Cs3向功率开关管S1、S4的寄生电容Cs1、Cs4充电，第二变换器7的功率开关管S5、S8的寄生电容Cs5、Cs8向功率开关管S6、S7的寄生电容Cs6、Cs7充电，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)反向减小，直至寄生电容Cs5、Cs8、Cs6、Cs7再次完成充放电；之后重复上述振荡过程，直至变压器62中原边绕组两端电压(图4所示的VP)和副边绕组两端电压(图4所示的NVS)的电压差平衡，此时谐振电感61的两端电压(图4所示的vLr)为零，流过谐振电感61的电流也稳定在零值。其中，双向直流变换器的电流流通路径为图7中实线所示的路径，t2时刻至t3时刻为第二死区时间。
如图8所示，在t3时刻到来之前，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)振荡衰减至零，输入电感3的两端电压近似为零，流过输入电感3的电流大小不变。在t3时刻，向第一变换器5的功率开关管S2、S3施加导通信号，S2、S3的寄生电容Cs2、Cs3放电完成后，S2、S3导通，谐振电感61和谐振电容4产生谐振，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)从零开始谐振增大，第一变换器5的功率开关管S2、S3实现ZCS导通(在控制功率开关管S2、S3导通时流经功率开关管S2、S3的电流为零)；第二变换器7电流流过开关管S6、S7的反向并联二极管，电流大小近似为电流谐振电感61的电流(图4所示的iLr)的N倍。其中，N为谐振变压器6原边绕组和副边绕组的匝数比，双向直流变换器的电流流通路径为图8中实线所示的路径。
如图9所示，在t4时刻，向第一变换器5的功率开关管S2、S3施加关断信号，第一变换器5的功率开关管S1、S4的寄生电容Cs1、Cs4开始放电，在完成放电之后，第一变换器5的功率开关管S1、S4的反向并联二极管续流，第二变换器7的功率开关管S6、S7的反向并联二极管续流。此时，谐振电感61的电压(图4所示的vLr)为变压器62中原边绕组两端电压(图4所示的VP)绝对值的和，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)迅速反向下降。其中，双向直流变换器的电流流通路径为图9中实线所示的路径。
如图10所示，在t5时刻，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)降为零，续流二极管(与功率开关管S2、S3、S5和S8反向并联的二极管)零电流关断，第一变换器5的开关管S1、S2、S3、S4的寄生电容Cs1、Cs2、Cs3、Cs4重复充放电，直至变压器62原边绕组两端电压(图4所示的VP)和副边绕组两端电压(图4所示的NVS)的电压差为零，在此状态下流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)处于振荡衰减状态。由于功率开关管的寄生电容的容值远小于谐振电容4和第二滤波电容8的容值，因此可以假设在该振荡过程中谐振电容4两端电压值(图4所示的VC)和双向直流变换器的输出电压值保持不变。在振荡开始时，第一变换器5的功率开关管S2、S3的寄生电容Cs2、Cs3向第一变换器5的功率开关管S1、S4的寄生电容Cs1、Cs4充电，第二变换器7的功率开关管S5、S8的寄生电容Cs5、Cs8向第二变换器7的功率开关管S6、S7的寄生电容Cs6、Cs7充电，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)正向增大。完成充放电后，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)达到正向最大值，第一变换器5的功率开关管S1、S4的寄生电容Cs1、Cs4向第一变换器5的功率开关管S2、S3的寄生电容Cs2、Cs3充电，第二变换器7的功率开关管S6、S7的寄生电容Cs6、Cs7向第二变换器7的功率开关管S5、S8的寄生电容Cs5、Cs8充电，流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)正向减小，直到再次完成充放电；之后重复上述过程，直至变压器62中原边绕组两端电压(图4所示的VP)和副边绕组两端电压(图4所示的NVS)的电压差平衡，谐振电感61两端的电压(图4所示的vLr)为零，同时流过谐振电感61的电流(图4所示的iLr)也稳定在零值。其中，双向直流变换器的电流流通路径为图10中实线所示的路径。
双向直流变换器的第二输入/输出侧9作为直流输入侧，使用图4中第一个波形图和第二个波形图所示的PWM信号对双向直流变换器中的开关管进行导通/关断控制的过程，各个时间段的波形图如图4第三个图至第七个图中虚线所示，PWM信号对双向直流变换器中的功率开关管进行导通/关断控制的过程与第一输入/输出侧1作为直流输入侧的控制过程类似，为了描述简单，在此不再赘述。
需要指出的是，尽管上述实施例中将各个步骤按照特定的先后顺序进行了描述，但是本领域技术人员可以理解，为了实现本发明的效果，不同的步骤之间并非必须按照这样的顺序执行，其可以同时(并行)执行或以其他顺序执行，这些变化都在本发明的保护范围之内。
进一步，本发明还提供了一种双向直流变换器。
参阅附图11，图11是根据本发明的一个实施例的双向直流变换器的控制器的主要结构框图示意图。如图11所示，本发明实施例中双向直流变换器可以包括控制器、第一变换器5、第二变换器7、谐振变压器6和谐振电容4；谐振变压器6包括谐振电感61和变压器62；第一变换器5的直流侧正极通过输入电感3与双向直流变换器中第一输入/输出侧1的正极连接，第一变换器5的直流侧负极直接与第一输入/输出侧1的负极连接，第一变换器5的交流侧一端通过谐振电感61与谐振变压器6的原边绕组的第一端连接，第一变换器5的交流侧另一端直接与原边绕组的第二端连接；第二变换器7的交流侧与谐振变压器6的副边绕组连接，第二变换器7的直流侧与双向直流变换器的第二输入/输出侧9连接；谐振电容4的第一端连接于直流侧正极与输入电感3之间，谐振电容4的第二端与直流侧负极连接；控制器可以包括输入输出侧确定模块、电压值获取模块、占空比确定模块、信号频率确定模块和直流变换控制模块。在本实施例中，输入输出侧确定模块可以被配置成根据预设的直流变换需求，将第一输入/输出侧1和第二输入/输出侧9中的一个作为直流电输入侧，另一个作为直流电输出侧。电压值获取模块可以被配置成获取直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值以及预设的直流电输出侧输出的直流电的电压参考值。占空比确定模块可以被配置成根据电压实际值与电压参考值，确定用于驱动与直流电输入侧直接连接的变换器的PWM信号的占空比。信号频率确定模块可以被配置成根据谐振电容4与谐振电感61形成的谐振电路的谐振频率，确定PWM信号的信号频率。直流变换控制模块可以被配置成根据占空比与信号频率生成变换器的PWM信号，根据PWM信号对变换器中的功率开关管进行导通/关断控制，以使双向直流变换器能够对输入直流电进行直流变换并经直流电输出侧输出电压值为电压参考值的直流电。
在一个实施方式中，信号频率可以包括第一频率和第二频率，第一频率与谐振频率的频率差的绝对值小于第二频率与谐振频率的频率差的绝对值；直流变换控制模块可以进一步被配置为通过下列步骤对变换器中的功率开关管进行导通/关断控制：
步骤S1：根据占空比与第一频率生成变换器的PWM信号，根据PWM信号对变换器中的功率开关管进行导通/关断控制；
步骤S2：获取直流电输出侧输出电压值的实际值；
步骤S3：判断实际值是否大于等于预设的电压阈值；
若是，则转至步骤S4；若否，则转至步骤S2；
步骤S4：根据占空比与第二频率重新生成变换器的PWM信号，根据重新生成的PWM信号继续对变换器中的功率开关管进行导通/关断控制，并转至步骤S2。
在一个实施方式中，PWM信号的信号频率等于所述谐振频率的1/2时，双向直流变换器的输出电压增益最大；
其中，输出电压增益计算公式可以为：
Figure GDA0003923048460000191
M为输出电压增益，N为谐振变压器6中原边绕组和副边绕组的匝数比，Vout为直流电输出侧的输出电压值，Vin为直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值。
在一个实施方式中，第一变换器5和第二变换器7可以均是全桥变换器，全桥变换器包括两相桥臂，每相桥臂均包括上桥臂和下桥臂，上桥臂与下桥臂均包括功率开关管；直流变换控制模块还可以包括开关周期确定单元、死区时间确定单元和PWM信号确定单元。在本实施方式中，开关周期确定单元可以被配置为根据信号频率确定对变换器中每相桥臂的上桥臂和下桥臂进行交替导通与关断控制的开关周期。死区时间确定单元可以被配置为根据开关周期确定每相桥臂的死区时间。PWM信号确定单元可以被配置为根据占空比、信号频率与所述死区时间生成PWM信号。其中，死区时间包括连续的第一死区时间和第二死区时间，在第一死区时间内谐振电感61上的谐振电流快速下降，在第二死区时间内谐振电感61上的谐振电流振荡衰减，直至稳定在零。
上述双向直流变换器中的控制器以用于执行图1和图3所示的双向直流变换器的控制方法实施例，两者的技术原理、所解决的技术问题及产生的技术效果相似，本技术领域技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，双向直流变换器的控制器的具体工作过程及有关说明，可以参考双向直流变换器的控制方法的实施例所描述的内容，此处不再赘述。
本领域技术人员能够理解的是，本发明实现上述一实施例的方法中的全部或部分流程，也可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一计算机可读存储介质中，该计算机程序在被处理器执行时，可实现上述各个方法实施例的步骤。其中，所述计算机程序包括计算机程序代码，所述计算机程序代码可以为源代码形式、对象代码形式、可执行文件或某些中间形式等。所述计算机可读介质可以包括：能够携带所述计算机程序代码的任何实体或装置、介质、U盘、移动硬盘、磁碟、光盘、计算机存储器、只读存储器、随机存取存储器、电载波信号、电信信号以及软件分发介质等。需要说明的是，所述计算机可读介质包含的内容可以根据司法管辖区内立法和专利实践的要求进行适当的增减，例如在某些司法管辖区，根据立法和专利实践，计算机可读介质不包括电载波信号和电信信号。
进一步，本发明还提供了一种计算机可读存储介质。在根据本发明的一个计算机可读存储介质实施例中，计算机可读存储介质可以被配置成存储执行上述方法实施例的双向直流变换器的控制方法的程序，该程序可以由处理器加载并运行以实现上述双向直流变换器的控制方法。为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，具体技术细节未揭示的，请参照本发明实施例方法部分。该计算机可读存储介质可以是包括各种电子设备形成的存储装置设备，可选的，本发明实施例中计算机可读存储介质是非暂时性的计算机可读存储介质。
进一步，本发明还提供了一种计算机设备。在根据本发明的一个计算机设备实施例中，计算机设备包括处理器和存储装置，存储装置可以被配置成存储执行上述方法实施例的双向直流变换器的控制方法的程序，处理器可以被配置成用于执行存储装置中的程序，该程序包括但不限于执行上述方法实施例的双向直流变换器的控制方法的程序。为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，具体技术细节未揭示的，请参照本发明实施例方法部分。该计算机设备可以是包括各种电子设备形成的计算机设备。
进一步，应该理解的是，由于各个模块的设定仅仅是为了说明本发明的装置的功能单元，这些模块对应的物理器件可以是处理器本身，或者处理器中软件的一部分，硬件的一部分，或者软件和硬件结合的一部分。因此，图中的各个模块的数量仅仅是示意性的。
本领域技术人员能够理解的是，可以对装置中的各个模块进行适应性地拆分或合并。对具体模块的这种拆分或合并并不会导致技术方案偏离本发明的原理，因此，拆分或合并之后的技术方案都将落入本发明的保护范围内。
至此，已经结合附图所示的优选实施方式描述了本发明的技术方案，但是，本领域技术人员容易理解的是，本发明的保护范围显然不局限于这些具体实施方式。在不偏离本发明的原理的前提下，本领域技术人员可以对相关技术特征作出等同的更改或替换，这些更改或替换之后的技术方案都将落入本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种双向直流变换器的控制方法，其特征在于，所述双向直流变换器包括第一变换器、第二变换器、谐振变压器和谐振电容；所述谐振变压器包括谐振电感和变压器；
所述第一变换器的直流侧正极通过输入电感与所述双向直流变换器中第一输入/输出侧的正极连接，所述第一变换器的直流侧负极直接与所述第一输入/输出侧的负极连接，所述第一变换器的交流侧一端通过所述谐振电感与所述谐振变压器的原边绕组的第一端连接，所述第一变换器的交流侧另一端直接与所述原边绕组的第二端连接；
所述第二变换器的交流侧与所述谐振变压器的副边绕组连接，所述第二变换器的直流侧与所述双向直流变换器的第二输入/输出侧连接；
所述谐振电容的第一端连接于所述直流侧正极与所述输入电感之间，所述谐振电容的第二端与所述直流侧负极连接；
所述控制方法包括：
根据预设的直流变换需求，将所述第一输入/输出侧和所述第二输入/输出侧中的一个作为直流电输入侧，另一个作为直流电输出侧；
获取所述直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值以及预设的所述直流电输出侧输出的直流电的电压参考值；
根据所述电压实际值与所述电压参考值，确定用于驱动与所述直流电输入侧直接连接的变换器的PWM信号的占空比；
根据所述谐振电容与所述谐振电感形成的谐振电路的谐振频率，确定所述PWM信号的信号频率；
根据所述占空比与所述信号频率生成所述变换器的PWM信号，根据所述PWM信号对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制，以使所述双向直流变换器能够对所述输入直流电进行直流变换并经所述直流电输出侧输出电压值为所述电压参考值的直流电。
2.根据权利要求1所述的双向直流变换器的控制方法，其特征在于，所述信号频率包括第一频率和第二频率，所述第一频率与所述谐振频率的频率差的绝对值小于所述第二频率与所述谐振频率的频率差的绝对值；
所述方法还包括通过下列步骤对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制：
步骤S1：根据所述占空比与所述第一频率生成所述变换器的PWM信号，根据所述PWM信号对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制；
步骤S2：获取所述直流电输出侧输出电压值的实际值；
步骤S3：判断所述实际值是否大于等于预设的电压阈值；
若是，则转至步骤S4；若否，则转至步骤S2；
步骤S4：根据所述占空比与所述第二频率重新生成所述变换器的PWM信号，根据重新生成的PWM信号继续对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制，并转至步骤S2。
3.根据权利要求2所述的双向直流变换器的控制方法，其特征在于，所述PWM信号的信号频率等于所述谐振频率的1/2时，所述双向直流变换器的输出电压增益最大；
其中，所述输出电压增益计算公式为：
Figure FDA0003923048450000021
M为所述输出电压增益，N为所述谐振变压器中原边绕组和副边绕组的匝数比，Vout为所述直流电输出侧的输出电压值，Vin为所述直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值。
4.根据权利要求1所述的双向直流变换器的控制方法，其特征在于，所述第一变换器和所述第二变换器均是全桥变换器，所述全桥变换器包括两相桥臂，每相桥臂均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂与所述下桥臂均包括功率开关管；
“根据所述占空比与所述信号频率生成所述变换器的PWM信号”的步骤具体包括：
根据所述信号频率确定对所述变换器中每相桥臂的上桥臂和下桥臂进行交替导通与关断控制的开关周期；
根据所述开关周期确定每相桥臂的死区时间；
根据所述占空比、所述信号频率与所述死区时间生成所述PWM信号；
其中，所述死区时间包括连续的第一死区时间和第二死区时间，在所述第一死区时间内所述谐振电感上的谐振电流快速下降，在所述第二死区时间内所述谐振电感上的谐振电流振荡衰减，直至稳定在零。
5.一种双向直流变换器，其特征在于，所述双向直流变换器包括控制器、第一变换器、第二变换器、谐振变压器和谐振电容；所述谐振变压器包括谐振电感和变压器；
所述第一变换器的直流侧正极通过输入电感与所述双向直流变换器中第一输入/输出侧的正极连接，所述第一变换器的直流侧负极直接与所述第一输入/输出侧的负极连接，所述第一变换器的交流侧一端通过所述谐振电感与所述谐振变压器的原边绕组的第一端连接，所述第一变换器的交流侧另一端直接与所述原边绕组的第二端连接；
所述第二变换器的交流侧与所述谐振变压器的副边绕组连接，所述第二变换器的直流侧与所述双向直流变换器的第二输入/输出侧连接；
所述谐振电容的第一端连接于所述直流侧正极与所述输入电感之间，所述谐振电容的第二端与所述直流侧负极连接；
所述控制器包括：
输入输出侧确定模块，其被配置成根据预设的直流变换需求，将所述第一输入/输出侧和所述第二输入/输出侧中的一个作为直流电输入侧，另一个作为直流电输出侧；
电压值获取模块，其被配置成获取所述直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值以及预设的所述直流电输出侧输出的直流电的电压参考值；
占空比确定模块，其被配置成根据所述电压实际值与所述电压参考值，确定用于驱动与所述直流电输入侧直接连接的变换器的PWM信号的占空比；
信号频率确定模块，其被配置成根据所述谐振电容与所述谐振电感形成的谐振电路的谐振频率，确定所述PWM信号的信号频率；
直流变换控制模块，其被配置成根据所述占空比与所述信号频率生成所述变换器的PWM信号，根据所述PWM信号对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制，以使所述双向直流变换器能够对所述输入直流电进行直流变换并经所述直流电输出侧输出电压值为所述电压参考值的直流电。
6.根据权利要求5所述的双向直流变换器，其特征在于，所述信号频率包括第一频率和第二频率，所述第一频率与所述谐振频率的频率差的绝对值小于所述第二频率与所述谐振频率的频率差的绝对值；
所述直流变换控制模块进一步被配置为通过下列步骤对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制：
步骤S1：根据所述占空比与所述第一频率生成所述变换器的PWM信号，根据所述PWM信号对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制；
步骤S2：获取所述直流电输出侧输出电压值的实际值；
步骤S3：判断所述实际值是否大于等于预设的电压阈值；
若是，则转至步骤S4；若否，则转至步骤S2；
步骤S4：根据所述占空比与所述第二频率重新生成所述变换器的PWM信号，根据重新生成的PWM信号继续对所述变换器中的功率开关管进行导通/关断控制，并转至步骤S2。
7.根据权利要求6所述的双向直流变换器，其特征在于，所述PWM信号的信号频率等于所述谐振频率的1/2时，所述双向直流变换器的输出电压增益最大；
其中，所述输出电压增益计算公式为：
Figure FDA0003923048450000041
M为所述输出电压增益，N为所述谐振变压器中原边绕组和副边绕组的匝数比，Vout为所述直流电输出侧的输出电压值，Vin为所述直流电输入侧接入的输入直流电的电压实际值。
8.根据权利要求5所述的双向直流变换器，其特征在于，所述第一变换器和所述第二变换器均是全桥变换器，所述全桥变换器包括两相桥臂，每相桥臂均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂与所述下桥臂均包括功率开关管；
所述直流变换控制模块还包括：
开关周期确定单元，其被配置为根据所述信号频率确定对所述变换器中每相桥臂的上桥臂和下桥臂进行交替导通与关断控制的开关周期；
死区时间确定单元，其被配置为根据所述开关周期确定每相桥臂的死区时间；
PWM信号确定单元，其被配置为根据所述占空比、所述信号频率与所述死区时间生成所述PWM信号；
其中，所述死区时间包括连续的第一死区时间和第二死区时间，在所述第一死区时间内所述谐振电感上的谐振电流快速下降，在所述第二死区时间内所述谐振电感上的谐振电流振荡衰减，直至稳定在零。
9.一种计算机可读存储介质，所述存储介质中存储有多条程序代码，其特征在于，所述程序代码适用于由处理器加载并运行以执行权利要求1-4中任一项所述的双向直流变换器的控制方法。
10.一种计算机设备，包括处理器和存储器，所述存储器适用于存储多条程序代码，其特征在于，所述程序代码适于由所述处理器加载并运行以执行权利要求1-4中任一项所述的双向直流变换器的控制方法。
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