JPH1094251A

JPH1094251A - 電源回路

Info

Publication number: JPH1094251A
Application number: JP8261208A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Sekiya; 利幸関谷
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1996-09-11
Filing date: 1996-09-11
Publication date: 1998-04-10
Anticipated expiration: 2016-09-11
Also published as: US5963437A; JP3647166B2

Abstract

(57)【要約】【課題】立ち上がり期間では一次側のスイッチング素
子に大きな駆動電流を重畳してしまい、関係回路素子に
負担をかける。【解決手段】オフ時にエネルギーを取り出すフライバ
ック巻線２２の整流出力電圧を検出する電圧検出抵抗１
２の検出結果により、一端を所定の直流電圧入力とし且
つ他端を所定状態にオン／オフ動作させる一次巻線２１
のオン動作時間を制御し且つ前記フライバック巻線２２
の整流出力電圧を所定値に制御する主制御部９とは独立
して、副制御部１９により、オン時にエネルギーを取り
出すフォワード巻線２３の出力の整流平滑電圧をオン／
オフ可能とするように制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、トランス（多出力
巻線トランス或いは高圧トランス）を含む電源回路に関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来、複写機等の静電方式画像形成装置
の電源システムとして、装置の論理回路動作用またはモ
ーター、ソレノイド等の電力供給用低圧出力と静電方式
画像形成用高圧出力を１つのトランスで動作させるもの
が提案及び実用化されている。

【０００３】以下、この種の電源システムの従来例とし
て、複写機に搭載される複合型電源回路のブロック構成
を図１８に示す。同図において、１は商用ＡＣ電源、２
は整流ブリッジ、３は第１の平滑コンデンサ、４は入力
巻線駆動用スイッチング素子、５は共振コンデンサで、
後述する複合型トランス２０の入力インダクタンス成分
とにより電圧共振を発生させる役割を持つ。６はクラン
プダイオード、７はカレントランスで、入力巻線駆動用
のスイッチング素子４、共振コンデンサ５及びクランプ
ダイオード６を流れる電流をモニターするためのトラン
スである。８はドライブトランスで、二次側にある主制
御部９からのスイッチング素子駆動信号を一時側に伝達
するためのトランスである。主制御部９は、低圧用フラ
イバック巻線２２の整流出力電圧の検出結果に基づいて
一次巻線２１のオン動作時間を制御し、該低圧用フライ
バック巻線２２の整流出力電圧を所定値に制御するもの
である。主制御部９は、スイッチング素子４の駆動信号
出力部９ａ、一次側駆動電流検出信号入力部９ｂ及び２
４ＶＲ平滑電圧検出信号入力部９ｃを有している。

【０００４】また、図１８において、１０は低圧用フラ
イバック巻線２２の出力を整流するダイオード、１１は
平滑コンデンサである。本例における本出力は２４Ｖに
制御するものとし、２４ＶＲと称する。１２は２４ＶＲ
の電圧を検出するための電圧検出抵抗、１３は低圧用フ
ォワード巻線２３の出力を整流するダイオード、１４は
スイッチング素子で、低圧用フォワード巻線２３の平滑
出力が所定値となるようにオン／オフ動作する。本例に
おける本出力は２４Ｖに制御するものとし、２４ＶＵと
称する。１５はフライホイールダイオード、１６は整流
用インダクタンス、１７は平滑コンデンサ、１８は２４
ＶＵ出力を検出するための出力検出抵抗、１９は副制御
部で、２４ＶＵ出力が所定値となるようにスイッチング
素子１４の導通角を制御するものである。副制御部１９
は、２４ＶＵ用スイッチング素子１４の駆動信号出力部
１９ａ、２４ＶＵ平滑出力検出信号入力部１９ｂ及びス
イッチング素子４の駆動信号入力部１９ｃを有してい
る。

【０００５】更に、図１８において、２０は複合型トラ
ンスで、一次巻線２１、低圧用フライバック巻線２２、
低圧用フォワード巻線２３及び高圧用巻線２４，２５を
有している。２６はダイオードで、高圧用巻線２４の出
力を負電圧に整流する。２７は平滑コンデンサ、２８は
ダイオードで、高圧用巻線２５の出力を正電圧に整流す
る。２９は平滑コンデンサである。

【０００６】次に、上記構成の電源回路の動作を説明す
る。

【０００７】商用ＡＣ電源１からの電流は整流ブリッジ
２及び平滑コンデンサ３により整流平滑されて複合型ト
ランス２０の一次巻線２１の一端に入る。スイッチング
素子４がオンの間、該スイッチング素子４に流れる電流
は複合型トランス２０の入力インダクタンスに反比例し
た傾きで直線的に増加する。また、２４ＶＵ巻線出力の
スイッチング素子１４がオンとなっている期間は、その
巻線電流が巻数比に反比例して一次側スイッチング素子
４に重畳される。

【０００８】次に、一次側スイッチング素子４がオフす
ると、その際の電流エネルギーを基に、一次側インダク
タンスと共振コンデンサ５によるＬＣ共振が発生する。
共振コンデンサ５の電圧は概略正弦波となり、増加し、
ピークを迎えた後、減少する。このときクランプタイオ
ード６によって負側はダイオード順方向電圧に制限され
る。主制御部９は、この様子をカレントランス７により
モニターし、負側に電流が振れ込むのを検知した瞬間、
スイッチング素子４に対して再びオン信号を発生する。
複合型トランス２０の低圧用フライバック巻線２２は、
この共振ピーク値側の位相で整流平滑され、この電圧が
主制御部９によりモニターされる。二次側にある主制御
部９は、２４Ｖよりも低い場合は、スイッチング素子４
のオン幅を増やし、高い場合は減らす。

【０００９】以上により、スイッチング素子４に対して
は常に０ボルトでのスイッチングが実現され、また低圧
用フライバック巻線２２の整流平滑電圧が２４Ｖに制御
される。一方、他の出力巻線は、複合型トランス２０の
巻数比に応じた出力電圧が出力される。

【００１０】以上のように、複合型トランス２０の入力
側においてＬＣフライバック電圧共振を発生させ、出力
側にて１つの低圧用フライバック巻線２２の出力のピー
ク整流値を所定値に制御することにり、複合型トランス
２０の高圧出力巻線２４，２５にはフライバック側のピ
ーク値を一定値に制御した高圧出力が発生することとな
る。

【００１１】なお、主制御部９は、一般的には２４ＶＲ
の制御目標電圧を時間的に漸次上昇させ、２４ＶＲの最
終目標値への立ち上がりに所定時間をかける、所謂ソフ
トスタート機能を付加し、関係各部品の過渡的な電流、
電圧負担を軽減するのが通例である。

【００１２】２４ＶＵ巻線出力は、所謂フォワード側の
出力を平滑する向きとなっており、一般的には２４ＶＲ
に比べ出力電圧を大きくとることができるが、複合型ト
ランス２０の各巻線のフォワード側電圧はＡＣ入力電圧
の平滑電圧に概略比例するため、出力電圧に対する要求
制度によっては二次側での個別の電圧制御が必要とな
る。２４ＶＵ電圧制御部（副制御部）１９は、２４ＶＵ
電流電圧をモニターし、スイッチング素子１４の導通率
を変化させ、所定の電圧に制御する。

【００１３】定常時の主要な動作波形を図１９に示す。
同図は、２４ＶＵの外部負荷がオン状態になった際の定
常動作を示す。

【００１４】図１９において、（ａ）はＭＰＷＭの動作
波形、（ｂ）はスイッチング素子４のコレクタ電圧の動
作波形、（ｃ）はスイッチング素子４のコレクタ電流の
動作波形、（ｄ）は２４ＶＵＳＷ（スイッチング素子１
４）制御信号の動作波形である。

【００１５】また、従来より、複写機等の静電方式の電
子写真画像形成装置においては、感光体への帯電、現
像、転写紙への転写、転写紙の感光体からの分離等の目
的で、数百ボルト（ｖ）から数十キロボルト（ｋｖ）程
度の出力を行う数種の高圧電源回路を具備している。

【００１６】これらは、その目的に応じて外部制御装置
より所定のオン／オフ信号、出力電圧制御信号、出力電
流制御信号を受け取り出力の制御を行うが、近年、画像
形成条件のよりきめ細かな最適化の流れとして、帯電装
置、転写装置等、それぞれの高圧出力負荷の電気的なイ
ンピーダンスによって出力電圧値をより最適な値へと切
り換えたいという要求が新たに生まれている。つまり、
環境条件、経時変化等によるそれらの電気的インピーダ
ンスの変動に積極的に対応しようというものである。

【００１７】その目的を達成するために、画像形成期間
外に、まず所定の定電流値で高圧出力を行い、その際の
出力電圧を検知することにより、負荷抵抗値を算出し、
その結果に応じて画像形成期間の出力電圧値、もしくは
出力電流値を決定するようにした高圧電源回路が実用化
されている。

【００１８】図２３に、この種の従来の高圧電源回路の
ブロック構成を示す。同図において、３０は高圧トラン
スで、本例では内部に出力巻線３１、入力巻線３２、検
出巻線３３、出力巻線３１に接続される高耐圧整流ダイ
オード３４及びブリーダ抵抗３５を有している。３６は
制御回路の比較結果に対応した電圧を高圧トランス３０
の入力部に伝送するためのフォロワトランジスタ、３７
は高圧トランス３０の入力巻線に安定した直流電圧を供
給する平滑コンデンサ、３８は高圧トランス３０を駆動
する高周波信号を発生する発振器、３９はスイッチング
トランジスタ、４０は高圧トランス２０の入力インダク
タンスとＬＣフライバック共振を発生させる共振コンデ
ンサ、４１は共振波形の負側への潜り込みを制限するク
ランプダイオードである。

【００１９】また、図２３において、４２は負荷への電
流を検出するための出力（シリーズ）抵抗で、数Ｍから
数１０ＭΩ程度の高低抗値の抵抗が選ばれる。また、４
３は負荷への電流を検出するための負荷電流検出回路
で、抵抗４４，４５及びコンデンサ４６を有している。
４７は負荷電流検出回路４３の電圧を高入力抵抗で後段
に接続するためのバッファ回路、４８は電流検出値と目
標設定値とを比較する演算増幅器、４９は制御目標設定
電圧、５０は制御ループを所望の周波数特性にするため
のフィルター回路、５１はフィルター回路５０の出力電
圧を高圧トランス２０の入力部に伝送するダイオード、
５２は定電圧制御ブロックで、フィルター回路５０の出
力よりも大きい電圧が出力された場合に定電圧制御ルー
プとして機能する。定電圧制御ブロック５２は、トラン
ジスタ５３，５４、ダイオード５５、抵抗５６，５７，
５８，５９，６０，６１及びコンデンサ６２を有してい
る。

【００２０】以上により高圧回路ユニット６３が構成さ
れている。

【００２１】また、図２３において、６４は高圧回路ユ
ニット６３の出力に接続される負荷で、電気的特性とし
て抵抗６５と容量６６の並列回路を想定する。６７は電
源コントローラで、高圧電源回路全体の動作を司るコン
トローラ機能を有するが、その動作については、高圧電
源回路全体の動作を制御する外部制御ユニットによって
支配される。６８は整流平滑回路で、ダイオード６９、
抵抗７０，７１，７２及びコンデンサ７３を有してい
る。

【００２２】次に、上記構成の高圧回路ユニット６３の
動作を説明する。

【００２３】まず、外部制御ユニット（高圧回路ユニッ
ト６３の動作をリモート制御する、高圧電源回路全体の
コントローラで、図示省略）から負荷抵抗測定値モード
開始の信号（図示省略）を受け取る。これを受けて定電
圧制御ブロック５２の出力電圧をオフした状態にて、高
圧出力イネーブル信号を発振器３８に送出する。これに
より発振器３８は、所定の周波数、デューティで発振を
開始し、スイッチングトランジスタ３９をスイッチング
動作させる。そして、スイッチングトランジスタ３９が
オンの期間、入力電圧とオン時間及び高圧トランス２０
の入力インダクタンスに応じて所定のエネルギーが高圧
トランス２０に蓄積される。一方、スイッチングトラン
ジスタ３９がオフの期間には、そのエネルギーが高圧ト
ランス２０の入力インダクタンスと共振コンデンサ４０
とによってＬＣ共振を起こし、スイッチングトランジス
タ３９のコレクタには、所謂フライバック電圧が発生す
る。この電圧は、巻数に応じて他の巻線にも伝達され、
巻数の大きい出力巻線には高い電圧が発生する。これが
整流ダイオード３６を通じて外部負荷５３に供給される
ことになる。一般的には、外部負荷６４の容量６６の成
分により出力巻線のほぼピーク値Ｖｏがホールドされ、
直流の高圧出力が外部負荷６４に供給される。この時の
外部負荷電流Ｉｄは、下記（１）式により求められる。

【００２４】Ｉｄ＝Ｖｏ／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）…（１）ここで、Ｒ１は抵抗６５の抵抗値、Ｒ２は抵抗４２の抵
抗値、Ｒ３は負荷電流検出回路４３の合成インピーダン
スをそれぞれ示す。

【００２５】この外部負荷電流により電流検出ポイント
Ｖｄｅｔの値は、その分下がる。この電流検出ポイント
Ｖｄｅｔの値が制御目標設定電圧４９の値よりも大きい
場合、演算増幅器４８の出力電圧は上がり、高圧トラン
ス２０の入力電圧が上がる。これにより、高圧トランス
２０の出力電圧は上がり、負荷電流が増加し、電流検出
ポイントＶｄｅｔの値を小さくする方向へと動作する。
逆に制御目標設定電圧４９の値に対して電流検出ポイン
トＶｄｅｔの値が低くなれば、演算増幅器４８の出力電
圧は下がり、高圧トランス２０の入力電圧が下がる。

【００２６】以上により、負荷電流が設定した値と等し
くなるように高圧トランス２０の出力電圧が調整される
こととなる。この状態で出力電圧検出巻線３３の出力を
整流平滑回路６８を通し、電源コントローラ６７のＡ／
Ｄポートより入力し、高圧出力電圧を演算する。

【００２７】以上により負荷電流、電圧が分かるので、
負荷インピーダンスが分かり、その値に応じて最適な高
圧出力値を演算により決定する。

【００２８】その後、外部制御ユニットから画像域用高
圧出力オンの信号（図示省略）を受けるのに応じて、先
に決定された最適出力電圧が出力されるように、定電圧
出力制御ブロック５２の出力電圧を設定する。但し、本
例では定電流制御ループは、ダイオード５１により常に
閉じられているため、定電流出力した際の出力電圧より
も大きい出力電圧のみが設定可能となる構成になってい
る。出力電圧は検出巻線３３の電圧を逐次監視し、演算
することによってフィードバック制御され、結果的には
定電圧制御が行われることとなる。

【００２９】更に、従来より複写機等の静電方式の電子
写真画像形成装置においては、感光体への帯電、現像、
転写紙への転写、転写紙の感光体からの分離等の目的
で、数百ボルト（ｖ）から数十キロボルト（ｋｖ）程度
の出力を行う数種の高圧電源回路を具備している。

【００３０】これらは、その目的に応じて外部制御装置
より所定のオン／オフ信号、出力電圧制御信号、出力電
流制御信号を受け取り出力の制御を行う。

【００３１】このうち、例えば、負荷電流を所定の値に
制御したいというような高圧出力の場合、電源回路内に
は負荷電流検出手段が具備され、その出力値に応じて変
圧装置への入力電力を制御して、負荷電流が所望の一定
値となるように制御される。

【００３２】図２４にこのような制御を行う従来の電源
回路のブロック構成を示す。同図において、７４は高圧
トランスで、本例では内部に出力巻線７５ａ、入力巻線
７５ｂ及び出力巻線７５ａに接続される高耐圧整流ダイ
オード７６を有している。７７は高圧トランス７４の入
力巻線７５ｂに直流電圧を供給する平滑コンデンサ、７
８は高圧トランス７４を駆動する高周波信号を発生する
発振器（ＯＳＣ）、７９はスイッチングトランジスタ、
８０は高圧トランス７４の入力インダクタンスとＬＣフ
ライバック共振を発生させる共振コンデンサ、８１は共
振波形の負側への潜り込みを制限するクランプタイオー
ド、８２は負荷への電流を検出するための抵抗で、特に
出力（シリーズ）抵抗として、数Ｍから数１０ＭΩ程度
の高低抗値の抵抗が選ばれる。８３は負荷への電流を検
出する負荷電流検出回路、８４は負荷電流検出回路８３
の電圧を高入力抵抗で後段に接続するためのバッファ回
路、８５は電流検出値と制御目標設定電圧値とを比較す
る演算増幅器、８６は制御目標設定電圧、８７は制御ル
ープを所望の周波数特性とするためのフィルター回路、
８８はフィルター回路８７の出力電圧を高圧トランス７
４の入力部に伝送するエミッタフォロアトランジスタで
ある。

【００３３】以上が高圧回路ユニット８９を構成する。

【００３４】また、図２４において、９０は高圧回路ユ
ニット８９の出力部に接続される負荷で、例えば電子写
真の場合、帯電器等が該当するが、電気的特性として抵
抗９１と容量９２の並列回路を想定する。９３は外部制
御ユニットで、電源回路全体の動作を司るコントローラ
機能を有する。９４は外部制御ユニット９３から高圧回
路ユニット８９へ負荷電流の設定値を送信するための信
号線で、演算増幅器８５の制御目標電圧値となる電圧を
設定するためのもので、種々の伝送方式が考えられるの
で、ここでは特に言及しない。９５は外部制御ユニット
９３から高圧回路ユニット８９への出力オン／オフを設
定するための信号線で、本例では、発振器７８に対して
発振開始、停止の信号を伝送することとする。

【００３５】次に、上記構成の高圧回路ユニット８９に
おいて、定電流動作させる際の動作を説明する。

【００３６】まず、外部制御ユニット９３から高圧回路
ユニット８９に対して電流設定値を設定する。本例で
は、負荷電流検出回路８３は図２５に示すような電流電
圧特性を持つように構成されているものとする。つま
り、負荷電流が０の場合、４ボルト（Ｖ）でそこから負
荷電流が流れるに伴って、小さい電圧値に直線的に変化
していく。従って、電流設定を行う場合、４Ｖより小さ
い値を演算増幅器８５の制御目標電圧値として設定する
こととなる。

【００３７】次に、出力オン／オフ信号をオンにする。
すると、発振器７８は所定の周波数、デューテイで発振
を開始し、スイッチングトランジスタ７９をスイッチン
グ動作させる。そして、スイッチングトランジスタ７９
がオンの期間、入力電圧とオン時間及び高圧トランス７
４の入力インダクタンスに応じて所定のエネルギーが高
圧トランス７４に蓄積される。一方、スイッチングトラ
ンジスタ７９がオフの期間には、そのエネルギーが高圧
トランス７４の入力インダクタンスと共振コンデンサ８
０とによってＬＣ共振を起こし、スイッチングトランジ
スタ８８のコレクタには、所謂フライバック電圧が発生
する。この電圧は、巻数に応じて他の巻線にも伝達さ
れ、巻数の大きい出力巻線７５ａには高い電圧が発生す
る。これが整流ダイオード７６を通じて外部負荷９０に
供給されることになる。一般的には、外部負荷９０の容
量９２の成分により出力巻線のほぼピーク値Ｖｏがホー
ルドされ、直流の高圧出力が外部負荷９０に供給され
る。この時の外部負荷電流Ｉｄは、下記（１）式により
求められる。

【００３８】Ｉｄ＝Ｖｏ／（Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３）…（１）ここで、Ｒ１は抵抗９１の抵抗値、Ｒ２は抵抗８２の抵
抗値、Ｒ３は負荷電流検出回路８３の合成インピーダン
スをそれぞれ示す。

【００３９】この外部負荷電流により電流検出ポイント
Ｖｄｅｔの値は、その分下がる。この電流検出ポイント
Ｖｄｅｔの値が制御目標設定電圧８６の値よりも大きい
場合、演算増幅器８５の出力電圧は上がり、高圧トラン
ス７４の入力電圧が上がる。これにより、高圧トランス
７４の出力電圧は上がり、負荷電流が増加し、電流検出
ポイントＶｄｅｔの値を小さくする方向へと動作する。
逆に制御目標設定電圧８６の値に対して電流検出ポイン
トＶｄｅｔの値が低くなれば、演算増幅器８５の出力電
圧は下がり、高圧トランス７４の入力電圧が下がる。

【００４０】以上により、負荷電流が設定した値と等し
くなるように高圧トランス７４の出力電圧が調整される
こととなる。

【００４１】以上の例では高圧トランス７４の入力電圧
の大きさを増減することにより、高圧出力電流一定制御
を実現するものであるが、高圧トランス７４のスイッチ
ング駆動におけるオンタイムの量を増減させ、高圧出力
電流一定制御を実現するものもある。

【００４２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記図
１８に示す従来例においては、以下のような問題点があ
った。

【００４３】（１）一次側のスイッチング素子４の駆動
電流には二次側のフォワード巻線の出力電流が巻数比に
逆比例して重畳されるため、２４ＶＵの平滑コンデンサ
の電圧が小さく、充電電流が大きい立ち上がり期間では
一次側のスイッチング素子４に非常に大きな駆動電流を
重畳してしまい、関係回路素子に負担をかける。

【００４４】（２）主たる制御の駆動源となる一次側Ｌ
Ｃ電圧共振が安定な０ボルトスイッチによる発振状態に
移行する以前から、上記状態が発生するため、安定な共
振状態へ移行するまでの過渡期間が延び、より長い期
間、関係回路素子に負担をかける。

【００４５】この様子を図２０及び図２１を用いて説明
する。

【００４６】図２０は、２４ＶＲと２４ＶＵの電圧立ち
上がり波形を模式的に表わす図であり、同図の（１）２
４ＶＲの電圧立ち上がり波形、（２）２４ＶＵの電圧立
ち上がり波形、（３）は期間である。

【００４７】２４ＶＲは主制御部により主制御パルス
（２４ＶＵスイッチング素子制御信号）１９ａのオン時
間の緩やかな拡大、又は制御用比較基準値の緩やかな上
昇等によるソフトスタート制御が機能し、所定時間をか
けて最終目標値まで到達するように制御される。一方、
２４ＶＵについては、その巻線元出力がフォワード側で
あるという性格上、２４ＶＲがソフトアップ中もほぼ最
終値に近い波高値をもった出力が巻線より供給され、そ
の結果、いち早く最終目標値に到達してしまう。

【００４８】図２１は、図２０のａ，ｂ，ｃのそれぞれ
の期間の２４ＶＵ制御信号の波形、主制御信号（２４Ｖ
Ｒ制御信号）の波形、一次側スイッチング素子４の駆動
電流の波形、コレクタ電圧の波形をそれぞれ示す図であ
り、同図の（１）は２４ＶＵ制御信号の波形、（２）は
主制御信号（２４ＶＲ制御信号）の波形、（３）は一次
側スイッチング素子４の駆動電流の波形、（４）はコレ
クタ電圧の波形である。

【００４９】期間ａは２４ＶＲの立ち上がりの初期の様
子を示している。主制御信号はソフトスタート機能によ
り狭いオン期間をもったＰＷＭ信号でスタートしてい
る。一方、２４ＶＵのの制御信号は２４ＶＵが目標値よ
りもずっと低いためにフォワード側オンの期間、完全オ
ン状態となる（主制御信号とほぼ同一のＰＷＭ信号とな
る）。このとき、前述のように２４ＶＵのフォワード側
巻線出力は既に最終値である。一次側の直流入力電圧の
巻数比換算分（Ｖ_24Uout）になっており、また、虹側出
力コンデンサの充電電圧（２４ＶＵ（ｔ））が低いた
め、そのほとんどが平滑用インダクタンス（Ｌ_24U）に
印加され、大きな巻線出力電流（及びその大きな時間傾
きα）を発生させることとなる。この二次側電流は巻数
比に応じて一次側のスイッチング素子４の駆動電流とな
る。

【００５０】期間ｂ，ｃと時間推移するごとに２４ＶＵ
の出力コンデンサの電圧は上昇し、当然、二次側の巻線
出力電流は減少し、最終的には２４ＶＵの外部負荷がオ
ンしない状態であればほぼ０となる。このとき、一次側
電流は２４ＶＲのフライバックエネルギーを蓄積するた
めだけの駆動電流となる（高圧巻線の負荷電流は一般に
極めて微小であるため無視してよい）。このときの一次
側の電流増加の傾きは、ほぼ高圧トランス２０の一次イ
ンダクタンスと直流入力電圧で決まる値となる。ｂにお
いては、その中間状態にある期間となる。

【００５１】ここで、特にａの期間では、設計条件によ
っては一次側の駆動電流が、定常時（２４ＶＵの定格外
部負荷電流が流れている状態）の最大値に比して、同等
さらにはより大きくなってしまうことがあり、そのよう
な場合には、一次側スイッチング素子４の駆動電流を検
出して過電流保護をかけるような保護回路構成（図示省
略）が実現できないか、又は保護レベルを定格負荷から
期待されるものよりはるかに緩やかなものにせざるを得
ない状況となる。

【００５２】以上は主に上記問題点（１）に関して述べ
たが、次に、上記問題点（２）に関して図２２を用いて
説明する。

【００５３】図２２は、一次側のスイッチング素子４の
駆動電流とコレクタ電圧の波形を起動時の３つの期間に
ついて模式的に示す図であり、同図の（１）は駆動電流
の波形、（２）はコレクタ電圧の波形である。また、ａ
は主制御パルスが出力開始した直後の期間を示す。共振
コンデンサに一次巻線の他端に印加された直流電圧が完
全充電された状態から主制御パルスがスタートする。パ
ルス幅は最も細い状態から開始するように制御される
（ソフトスタート）が、共振コンデンサの充電負荷をス
イッチング素子４がショートする形となるため、この期
間、図示のように時間的には短いが非常に大きい電流が
流れる。この期間は当然、ＬＣ共振を発生させるための
十分なトランス駆動電流が流れておらず、フライバック
波形が０ボルトまでは全く跳ね返ることができない。

【００５４】その後、期間ｃのような完全な０ボルトス
イッチによる電圧共振波形が得られるようになる前に、
期間ｂのようにフライバック波形が徐々に成長しつつ
も、依然としてフライバックエネルギーが低く、正常な
０ボルトスイッチが実現できない過渡期間を送る。この
期間に２４ＶＵの充電電流が重畳されると、同図の上側
のような一次側電流波形となり、共振コンデンサの残電
圧をスイッチング素子４がショートする電流と二次側か
らの重畳電流が合わされ、大きな電流負荷をスイッチン
グ素子４にかけることとなる。

【００５５】他、主たる制御は、上述したように一次側
の駆動電流が正から負に切り換わった瞬間を検出して、
次のオン動作を開始するような制御アルゴルの場合、２
４ＶＵの充電電流が正の方向として一次側に重畳される
過渡期間には、フライバック共振波形が０ボルトまで振
れ込むことを、より一層阻害する形となり、正常な０ボ
ルトスイッチによる電圧共振制御状態への移行が一層遅
れてしまうこととなる。

【００５６】また、上記図２３に示す従来例において
は、定電流出力ｉには出力電圧が小さく、負荷の抵抗分
流れる電流に対して容量成分を充電する電流が総負荷電
流の大部分を占める期間は、出力電圧はほぼ下記（２）
式（ｉ×ｔ）／ｃ…（２）となり、定電流値に比例した傾きをもって時間と共に直
線状に増加していく波形となる。また、並列にある抵抗
成分ｒも含めて考えた場合は、最終出力に対する時間変
化はｃｒを時定数とした｛１−ｅｘｐ（−ｔ／ｃｒ）｝
で表わされる。その際、出力負荷の抵抗成分、容量成分
の値によっては最終出力値に到達するのにかなりの時間
を要する場合がある。例えば、付加容量を２００ｐｆ、
負荷抵抗を５００ＭΩとした場合、ｃｒ時定数は、１０
０ｍｓ程度となり、最終値に対して更に近い割合の出力
を得るためには当然それ以上の時間を要することとな
る。

【００５７】先に、負荷インピーダンスの測定は画像形
成期間以外において実施すると述べたが、例えば、画像
形成期間の前に負荷インピーダンスの測定を行う場合、
複写動作の前処理シーケンスによっては、所謂ファース
トコピータイムに負荷インピーダンス測定期間をそのま
ま追加して考慮しなければならない場合も考えられ、ユ
ーザーに対してファーストコピーの速さを商品価値とし
てアピールするような装置の場合には、その様なレベル
の処理時間も無視することができず、より速やかな測定
方法が求められることとなる。

【００５８】更に、図２４に示す従来例においては、外
部負荷回路の抵抗値が何等かの原因で非常に高抵抗とな
った場合、例えば、高圧電源ユニットの出力から外部負
荷への給電経路に不良が発生した場合や、何等かの目的
で接続ケーブルが外された場合等には、負荷電流が流れ
ないために、定電流制御ループが回路ユニットの持つ最
大能力まで高圧トランスの入力電圧を上昇させる、もし
くはオンタイムを増加させることになり、通常の負荷に
おいて求められる最高出力を大きく越えて出力してしま
うこととなる。

【００５９】本発明は上記従来技術の有する問題点を解
消するためになされたもので、その第１の目的とすると
ころは、関係する各回路素子の電流定格を下げることが
でき、経済的な部品選択を可能にすると共に、一次側過
電流保護回路の設定電流を起動時の過渡的な最大電流を
考慮することなく、通常の動作時における定格電流動作
に基づいた値を設定することができ、動作安定性を向上
させることができる電源回路を提供することである。

【００６０】また、本発明の第２の目的とするところ
は、外部負荷の容量成分に対する充電期間を短縮するこ
とができ、所望の定電流値に迅速に到達させることがで
きる電源回路を提供することである。

【００６１】更に、本発明の第３の目的とするところ
は、外部負荷が未接続となった場合や、何等かの原因で
異常に高抵抗となった場合にも、出力電圧を所定値に制
限することができる電源回路を提供することである。

【００６２】

【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るために本発明の請求項１記載の電源回路は、一端を所
定の直流電圧入力とし且つ他端を所定状態にオン／オフ
動作させる一次巻線とオフ時にエネルギーを取り出す少
なくとも１つのフライバック巻線とオン時にエネルギー
を取り出す少なくとも１つのフォワード巻線と全周期に
亘ってエネルギーを取り出す高圧出力巻線とを含む多出
力巻線トランスと、前記フライバック巻線の整流出力電
圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段の検出結
果により前記一次巻線のオン動作時間を制御し且つ前記
フライバック巻線の整流出力電圧を所定値に制御する主
制御手段とを有する電源回路において、前記フォワード
巻線の出力の整流平滑電圧を前記主制御手段とは独立し
てオン／オフ可能とするための副制御手段を具備したこ
とを特徴とするものである。

【００６３】また、上記第１の目的を達成するために本
発明の請求項２記載の電源回路は、一端を所定の直流電
圧入力とし且つ他端を所定状態にオン／オフ動作させる
一次巻線とオフ時にエネルギーを取り出す少なくとも１
つのフライバック巻線とオン時にエネルギーを取り出す
少なくとも１つのフォワード巻線と全周期に亘ってエネ
ルギーを取り出す高圧出力巻線とを含む多出力巻線トラ
ンスと、前記フライバック巻線の整流出力電圧を検出す
る電圧検出手段と、該電圧検出手段の検出結果により前
記一次巻線のオン動作時間を制御し且つ前記フライバッ
ク巻線の整流出力電圧を所定値に制御する主制御手段と
を有する電源回路において、前記フォワード巻線の出力
の整流平滑電圧を前記主制御手段とは独立して出力値調
整可能とするための副制御手段を具備したことを特徴と
するものである。

【００６４】また、上記第１の目的を達成するために本
発明の請求項３記載の電源回路は、一端を所定の直流電
圧入力とし且つ他端を所定状態にオン／オフ動作させる
一次巻線とオフ時にエネルギーを取り出す少なくとも１
つのフライバック巻線とオン時にエネルギーを取り出す
少なくとも１つのフォワード巻線と全周期に亘ってエネ
ルギーを取り出す高圧出力巻線とを含む多出力巻線トラ
ンスと、前記フライバック巻線の整流出力電圧を検出す
る電圧検出手段と、該電圧検出手段の検出結果により前
記一次巻線のオン動作時間を制御し且つ前記フライバッ
ク巻線の整流出力電圧を所定値に制御する主制御手段と
を有する電源回路において、前記フォワード巻線の出力
の整流平滑電圧を前記主制御手段とは独立して起動速度
調整可能とするための副制御手段を具備したことを特徴
とするものである。

【００６５】また、上記第１の目的を達成するために本
発明の請求項４記載の電源回路は、一端を所定の直流電
圧入力とし且つ他端を所定状態にオン／オフ動作させる
一次巻線とオフ時にエネルギーを取り出す少なくとも１
つのフライバック巻線とオン時にエネルギーを取り出す
少なくとも１つのフォワード巻線と全周期に亘ってエネ
ルギーを取り出す高圧出力巻線とを含む多出力巻線トラ
ンスと、前記フライバック巻線の整流出力電圧を検出す
る電圧検出手段と、該電圧検出手段の検出結果により前
記一次巻線のオン動作時間を制御し且つ前記フライバッ
ク巻線の整流出力電圧を所定値に制御する主制御手段と
を有する電源回路において、前記フォワード巻線の出力
の整流平滑電圧を前記主制御手段の制御状態に応じてオ
ン／オフ可能とするための副制御手段を具備したことを
特徴とするものである。

【００６６】また、上記第１の目的を達成するために本
発明の請求項５記載の電源回路は、一端を所定の直流電
圧入力とし且つ他端を所定状態にオン／オフ動作させる
一次巻線とオフ時にエネルギーを取り出す少なくとも１
つのフライバック巻線とオン時にエネルギーを取り出す
少なくとも１つのフォワード巻線と全周期に亘ってエネ
ルギーを取り出す高圧出力巻線とを含む多出力巻線トラ
ンスと、前記フライバック巻線の整流出力電圧を検出す
る電圧検出手段と、該電圧検出手段の検出結果により前
記一次巻線のオン動作時間を制御し且つ前記フライバッ
ク巻線の整流出力電圧を所定値に制御する主制御手段と
を有する電源回路において、前記フォワード巻線の出力
の整流平滑電圧を前記主制御手段の制御状態に応じて出
力値調整可能とするための副制御手段を具備したことを
特徴とするものである。

【００６７】また、上記第１の目的を達成するために本
発明の請求項６記載の電源回路は、一端を所定の直流電
圧入力とし且つ他端を所定状態にオン／オフ動作させる
一次巻線とオフ時にエネルギーを取り出す少なくとも１
つのフライバック巻線とオン時にエネルギーを取り出す
少なくとも１つのフォワード巻線と全周期に亘ってエネ
ルギーを取り出す高圧出力巻線とを含む多出力巻線トラ
ンスと、前記フライバック巻線の整流出力電圧を検出す
る電圧検出手段と、該電圧検出手段の検出結果により前
記一次巻線のオン動作時間を制御し且つ前記フライバッ
ク巻線の整流出力電圧を所定値に制御する主制御手段と
を有する電源回路において、前記フォワード巻線の出力
の整流平滑電圧を前記主制御手段の制御状態に応じて起
動速度調整可能とするための副制御手段を具備したこと
を特徴とするものである。

【００６８】また、上記第１の目的を達成するために本
発明の請求項７記載の電源回路は、請求項１〜５、また
は６記載の電源回路において、前記フォワード巻線の出
力の整流平滑電圧の起動速度を調整するために、該整流
平滑電圧の制御用比較電圧を所定時間かけて漸次上昇さ
せることを特徴とするものである。

【００６９】また、上記第１の目的を達成するために本
発明の請求項８記載の電源回路は、請求項１〜５、また
は６記載の電源回路において、前記フォワード巻線の出
力の整流平滑電圧の起動速度を調整するために、該整流
平滑電圧の制御用比較電圧と制御対象の検出電圧の比較
結果とは独立して所定の期間、前記フォワード巻線の出
力の１サイクル中の導通時間を所定値以下に抑制するこ
とを特徴とするものである。

【００７０】また、上記第２の目的を達成するために本
発明の請求項９記載の電源回路は、負荷電流を検出する
負荷電流検出手段と、該負荷電流検出手段からの出力に
応じて変圧器の入力電圧または駆動ＰＷＭのオン時間も
しくはオンデューティを制御して前記負荷電流が所定値
となるように出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、
該出力電圧制御手段により制御された出力電圧を検出す
る出力電圧検出手段とを有する電源回路において、出力
開始後、所定期間は、所望の出力電流制御値よりも大き
い出力電流制御値を設定する出力電流制御値設定手段
と、該出力電流制御値設定手段により出力電流制御値を
設定後に該出力電流制御値を所望の値に再設定する出力
電流制御値再設定手段とを具備したことを特徴とするも
のである。

【００７１】また、上記第２の目的を達成するために本
発明の請求項１０記載の電源回路は、負荷電流を検出す
る負荷電流検出手段と、該負荷電流検出手段からの出力
に応じて変圧器の入力電圧または駆動ＰＷＭのオン時間
もしくはオンデューティを制御して前記負荷電流が所定
値となるように出力電圧を制御する出力電圧制御手段
と、該出力電圧制御手段により制御された出力電圧を検
出する出力電圧検出手段とを有する電源回路において、
所望の出力電流制御値よりも大きい出力電流制御値を設
定する出力電流制御値設定手段と、出力開始後に出力電
圧を逐次監視する出力電圧監視手段と、出力電圧が所定
値以上となった後に前記出力電流制御値を所望の値に再
設定する出力電流制御値再設定手段とを具備したことを
特徴とするものである。

【００７２】また、上記第２の目的を達成するために本
発明の請求項１１記載の電源回路は、負荷電流を検出す
る負荷電流検出手段と、該負荷電流検出手段からの出力
に応じて変圧器の入力電圧または駆動ＰＷＭのオン時間
もしくはオンデューティを制御して前記負荷電流が所定
値となるように出力電圧を制御する出力電圧制御手段
と、該出力電圧制御手段により制御された出力電圧を検
出する出力電圧検出手段とを有する電源回路において、
前記出力電圧制御手段の起動／停止を制御する起動／停
止制御手段と、所定の出力電流制御値を設定する出力電
流制御値設定手段とを具備し、所望の電圧が得られるよ
うに初めに前記出力電圧制御手段を起動させ、その後、
該出力電圧制御手段を停止させると共に、所定の出力電
流制御値を設定し、定電流制御を開始することを特徴と
するものである。

【００７３】また、上記第３の目的を達成するために本
発明の請求項１２記載の電源回路は、負荷電流を検出す
る負荷電流検出手段と、該負荷電流検出手段からの出力
に応じて変圧器の入力電圧または駆動ＰＷＭのオン時間
もしくはオンデューティを制御して前記負荷電流が所定
値となるように出力電圧を制御する出力電圧制御手段
と、前記負荷電流を検出する負荷電流検出手段とを有す
る電源回路において、出力動作開始後、所定時間経過後
に、前記負荷電流検出手段の検出値が所定値以下となっ
た場合、出力動作を停止または中断するように制御する
出力動作制御手段を具備したことを特徴とするものであ
る。

【００７４】更に、上記第３の目的を達成するために本
発明の請求項１３記載の電源回路は、負荷電流を検出す
る負荷電流検出手段と、該負荷電流検出手段からの出力
に応じて変圧器の入力電圧または駆動ＰＷＭのオン時間
もしくはオンデューティを制御して前記負荷電流が所定
値となるように出力電圧を制御する出力電圧制御手段
と、前記負荷電流を検出する負荷電流検出手段とを有す
る電源回路において、出力動作開始後、所定時間経過後
に、前記負荷電流検出手段の検出値が所定値以下となっ
た場合、その旨を電源回路の動作を指示する外部装置に
通知する通知手段を具備したことを特徴とするものであ
る。

【００７５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の各実施の形態を図
１〜図１７に基づき説明する。

【００７６】（第１の実施の形態）まず、本発明の第１
の実施の形態を図１〜図３に基づき説明する。尚、本実
施の形態に係る電源回路の定電圧制御回路を除く基本的
な構成は、上述した従来の図１８に示す構成と同一であ
るから、同図を流用して説明する。

【００７７】図１は、本発明の第１の実施の形態に係る
電源回路における定電圧制御回路の構成を示すブロック
図であり、同図中、１０１は定電圧制御回路で、制御用
比較電圧生成回路１０２、比較器１０３、フィルター回
路１０４を有している。

【００７８】制御用比較電圧生成回路１０２は、ツェナ
ーダイオード１０５、トランジスタ１０６，１０７、基
準電圧発生素子１０８、コンデンサ１０９，１１０、抵
抗１１１，１１２，１１３，１１４，１１５を有してい
る。尚、１０１ａは２４ＶＵ用スイッチング素子１４の
駆動信号出力部、１０１ｂは２４ＶＵ平滑出力検出信号
入力部である。

【００７９】ツェナーダイオード１０５は、２４ＶＲの
電圧を検出するための素子で、本実施の形態ではオン電
圧を１６ボルト（Ｖ）とする。電源起動時、主制御対象
であるフライバック出力（以下、２４ＶＲと称する）が
１６Ｖを越えたところで、ツェナーダイオード１０５が
オンし、後段のトランジスタ１０６，１０７をオンさせ
る。この結果、基準電圧発生素子１０８に電圧が供給さ
れ、２４ＶＵの定電圧制御用比較電圧１１６が後段の比
較器１０３に送られ、また、この比較器１０３には２４
ＶＵ平滑出力検出入力部１０１ｂを介して２４ＶＵ平滑
出力検出信号が送られる。そして、この比較器１０３に
より２４ＶＵの定電圧制御用比較電圧１１６と２４ＶＵ
平滑出力検出信号とが比較される。ここで、比較電圧１
１６の出力部には所定の時定数回路が構成されており、
所定の傾きを持ってソフトアップすることとなる。

【００８０】この様子を図２に示し、同図の（１）は２
４ＶＲの出力、（２）は２４ＶＵの出力を示す。上述し
たように２４ＶＵの比較電圧値がソフトアップするた
め、２４ＶＵの出力電圧値も定電圧制御によって同型の
ソフトアップとなる。図２中、ａ，ｂ，ｃの各期間の主
制御ループのＰＷＭ信号、２４ＶＵの導通制御信号（２
４ＶＵ用スイッチング素子１４の駆動信号）及び一次側
スイッチング素子４の駆動電流の出力タイミングを図３
に示す。同図の（１）は２４ＶＵの導通制御信号、
（２）は主制御ループのＰＷＭ信号、（３）は一次側ス
イッチング素子の駆動電流である。

【００８１】２４ＶＲを制御するための主制御信号ＭＰ
ＷＭは期間ａ，ｂ，ｃと時間推移するのに伴って目標電
圧値がソフトアップされるため徐々にオンデューティが
増加していく。一方、２４ＶＵの導通制御信号は上述し
たように２４ＶＲが１６Ｖを越えたところから制御電圧
値がソフトアップするという違いはあるが、やはり期間
ａ，ｂ，ｃと時間推移するのに伴って徐々にオンデュー
ティが増加していく。これにより、２４ＶＵの出力電圧
が低く、２４ＶＵの巻線出力電流及びその時間上昇率が
大きくなる期間ａでも、２４ＶＵの導通制御素子である
スイッチング素子１４のオン期間は短く絞られているた
めに、一次側の最大ピーク電流は所定値以下に押さえら
れる。図３において、一次側スイッチング素子４の駆動
電流に２つの傾きがあるのは、２４ＶＲのフライバック
エネルギー用の駆動信号のみ流れている期間と、２４Ｖ
Ｕの導通制御素子であるスイッチング素子１４がオン
し、２４ＶＵの出力平滑コンデンサ１７への充電電流分
が重畳される期間があるためである。２４ＶＵの出力平
滑コンデンサ１７への充電電流の傾きは、２４ＶＵの電
圧が大きくなるのに伴って小さくなり、最終的にはほぼ
０となるため（２４ＶＵの外部負荷９がオンしていない
期間内の説明であり、もちろん、外部負荷９がオンすれ
ば、その電流分が重畳される）、２４ＶＲの駆動電流の
みとなる。

【００８２】以上のように、本実施の形態に係る電源回
路によれば、２４ＶＵの制御用比較電圧値を、２４ＶＲ
を監視して所定値以上になったところからソフトアップ
スタートするようにすることで、常に主制御ループが正
常な制御状態に入ったところからフォワード巻線２３の
制御を開始することができ、また、フォワード巻線２３
の起動時の大きな充電電流値をソフトアップすることが
でき、一次側駆動電流の電流負荷を軽減することができ
る。

【００８３】（第２の実施の形態）次に、本発明の第２
の実施の形態を図４及び図５に基づき説明する。尚、本
実施の形態に係る電源回路の定電圧制御回路を除く基本
的な構成は、上述した従来の図１８に示す構成と同一で
あるから、同図を流用して説明する。

【００８４】上述した第１の実施の形態では２４ＶＵの
制御用比較電圧をソフトアップさせることが特徴の１つ
であったが、本実施の形態では、目標電圧値と検出電圧
値との比較結果に対して、所定の条件下で二次側フォワ
ード巻線３２の最大導通期間を制限できるようにしたこ
とを特徴とするものである。

【００８５】図４は、本発明の第２の実施の形態に係る
電源回路における定電圧制御回路の構成を示すブロック
図であり、同図において、４０１は定電圧制御回路で、
スライスレベルの制限回路４０２、三角波生成回路４０
３、比較器４０４，４０５、抵抗４０６，４０７，４０
８を有している。尚、４０１ａは２４ＶＵ用スイッチン
グ素子１４の駆動信号出力部、４０１ｂは２４ＶＵ平滑
出力検出信号入力部、４０１ｃはスイッチング素子４の
駆動信号入力部である。

【００８６】三角波生成回路４０３は、スイッチング素
子４の駆動信号入力部４０１ｃから入力する一次側フラ
イバック波形のゼロクロスタイミング信号を基準にして
図５に示すような位相で三角波を生成する。図５の
（１）はトランスの一次側の信号、（２）はスイッチン
グ素子４のベースに入る駆動信号、（３）は三角波生成
回路４０３により生成された三角波、（４）は２４ＶＵ
用スイッチング素子１４の駆動信号出力部４０１ａから
出力する駆動信号である。

【００８７】比較器４０４は、比較電圧と２４ＶＵ平滑
出力検出信号入力部４０１ｂを介して入力する検出電圧
とを比較する。比較器４０５は、三角波生成回路４０３
の出力と比較器４０４の出力とを比較し、２４ＶＵ巻線
の導通制御用ＰＷＭ信号（２４ＶＵ用スイッチング素子
１４の駆動信号）を生成する。定常状態においては、比
較器４０４の出力は、所定のアナログレベルに安定し、
三角波をスライスし、２４ＶＵ巻線の導通制御用ＰＷＭ
信号を発生させる。

【００８８】次に、本実施の形態の特徴である制限回路
４０２がどのように機能するかを説明する。

【００８９】制限回路４０２は、ツェナーダイオード４
０９、トランジスタ４１０、ダイオード４１１、コンデ
ンサ４１２、抵抗４１３，４１４，４１５，４１６，４
１７を有している。ツェナーダイオード４０９は、２４
ＶＲの電圧をモニターするための素子で、本実施の形態
では１６Ｖとする。２４ＶＲが１６Ｖ以下のレベルでは
トランジスタ４１０はオフとなり、時定数回路のコンデ
ンサ４１２には５Ｖの電圧が充電されている。この状態
では、２４ＶＵの電圧が立ち上がる前で、比較電圧と検
出電圧との比較結果がＬに張り付いた状態であっても比
較器４０４の出力抵抗４０６と時定数回路の出力抵抗４
１６及びダイオード４１１の順電圧のバランスにより、
２４ＶＵの巻線出力の導通期間を０もしくは所定値以下
になるようにスライスレベルを強制的に規定するような
機能を実現する。

【００９０】この様子を表わす図が図５であり、比較器
４０４のみの上述した第１の実施の形態の場合のスライ
スレベルがｂであり、本実施の形態をの場合のスライス
レベルがａである。

【００９１】ここで、２４ＶＲが起動し、１６Ｖを超え
たところでトランジスタ４１０がオンし、時定数回路の
出力レベルを漸次下げていく比較器４０４からの出力電
圧以下となったところで、制限回路４０２の動作は終了
する。時定数回路は２４ＶＵの立ち上がり速度を考慮に
いれ、適切な時定数を設定する。

【００９２】以上により、上述した第１の実施の形態の
図３と同様に、２４ＶＲの起動状態と連係し、フォワー
ド巻線２３の導通角が所定のソフトアップを行うように
することができる。

【００９３】（第３の実施の形態）次に、本発明の第３
の実施の形態を図６に基づき説明する。尚、本実施の形
態に係る電源回路の定電圧制御回路を除く基本的な構成
は、上述した従来の図１８に示す構成と同一であるか
ら、同図を流用して説明する。

【００９４】本実施例の特徴は、スライスレベルの制限
回路において監視する電圧を２４ＶＵ自身にしたことで
ある。

【００９５】図６は、本発明の第３の実施の形態に係る
電源回路における定電圧制御回路の構成を示すブロック
図であり、同図において、上述した第２の実施の形態に
おける図４と同一構成部分には同一符号が付してある。
図６において図４と異なる点は、制限回路の構成であ
る。即ち、本実施の形態における制限回路６０１は、監
視する電圧を２４ＶＵ自身にしたことにより、２４ＶＵ
が所定値以下の場合はスライスレベルを強制的にシフト
させ、２４ＶＵ巻線の導通角を起動時には所定の時間に
制限することができる。

【００９６】本実施の形態の場合は、第２の実施の形態
の場合に比べて時定数回路の時定数設計が容易であると
いう利点がある。つまり、本実施の形態では２４ＶＵの
立ち上がり時間によらず、２４ＶＵ自身が所定値まで上
昇するまでは強制的に２４ＶＵ巻線の導通角を所定値以
下に制限するため、電源ユニットへの入力電圧（例え
ば、商用ＡＣ電源電圧）の大きさ、２４ＶＵの外部負荷
の容量の大きさ、また、起動中にも外部負荷がオンする
場合には、その負荷電流値の大きさ等の差による実際の
２４ＶＵの立ち上がり速度差を考慮に入れる必要がなく
なる。

【００９７】（第４の実施の形態）次に、本発明の第４
の実施の形態を図７に基づき説明する。尚、本実施の形
態に係る電源回路の定電圧制御回路を除く基本的な構成
は、上述した従来の図１８に示す構成と同一であるか
ら、同図を流用して説明する。

【００９８】本実施例の特徴は、スライスレベルの制限
回路において、スライスレベル制限機能のオン／オフを
主制御部９から入力するようにしたことである。

【００９９】図７は、本発明の第４の実施の形態に係る
電源回路における出力制限回路の構成を示すブロック図
であり、同図において、上述した第３の実施の形態にお
ける図６と同一構成部分には同一符号が付してある。本
実施の形態における制限回路７０１は、図６の制限回路
６０１の構成からツェナーダイオード４０９及び抵抗４
１４を削除したもので、スライスレベル制限機能のオン
／オフが主制御部９から入力される。主制御部９は、２
４ＶＲの制御を行っており、２４ＶＲの制御状態（オ
ン、オフ、起動中等）認識できるので、例えば、２４Ｖ
Ｒが所定の電圧になった後、所定時間経過後、制限回路
７０１の機能を抑制する等の処理が可能である。

【０１００】（第５の実施の形態）次に、本発明の第５
の実施の形態を図８〜図１０に基づき説明する。

【０１０１】図８は、本発明の第５の実施の形態に係る
電源回路の構成を示すブロック図である。同図におい
て、上述した従来の図２３と同一構成部分には同一符号
が付してある。図８において、図２３と異なる点は、図
２３の構成に定電流設定値切換回路８０１を付加し、定
電流制御回路の電流設定値を定電流設定値切換回路８０
１を通して、電源コントローラ６７より２段階に設定可
能としたことである。定電流設定値切換回路８０１は、
トランジスタ８０２、抵抗８０３，８０４，８０５を有
している。

【０１０２】次に、本実施の形態に係る電源回路の動作
を図８、図９及び図１０を用いて説明する。図９は、本
実施の形態に係る電源回路の動作制御手順を示すフロー
チャート、図１０は、本実施の形態に係る電源回路の動
作概要を示すための出力電圧の時間変化を示す曲線図で
ある。図１０の例では、定電流制御回路による負荷容量
に対する充電速度を主たる議論の中心とするために、電
圧立ち上がり波形は、起動後の適当期間を直線的に表わ
し、その後、ｅｘｐに近い曲線で近似したもので考え
る。

【０１０３】まず、外部コントローラより負荷抵抗測定
開始命令を受け取る。すると、定電流制御回路の電流設
定値を最終目標電流Ｉ1よりも２倍大きいＩ0に設定する
（ステップＳ９０１）。本実施の形態では電源コントロ
ーラ６７が定電流設定値切換回路８０１のトランジスタ
８０２をオンする信号を出力することに対応する。その
後、発振回路３８に対してオン信号を出力し、高圧出力
を開始する（ステップＳ９０２）。このとき、出力電圧
は図１０のａのように、最終目標Ｉ1でスタートさせた
場合の立ち上がりｂより２倍の傾きで出力電圧を上昇さ
せる。

【０１０４】次いでステップＳ９０３で電源コントロー
ラ６７では、出力開始後の経過時間を計測し、その計測
結果に基づいて予め決められた時間ｔ１が経過したか否
かを経過するまで判断する（ステップＳ９０３）。そし
て、予め決められた時間ｔ１が経過したところで、定電
流設定値をＩ1に切り換え設定する（ステップＳ９０
４）。最終的な出力電圧は、最終的な出力定電流値と負
荷の抵抗成分の変動が通常ある範囲内の中で変動すると
考えて良く、本実施の形態では図１０のＶａからＶｂま
でと想定する。

【０１０５】今、最終出力電圧がＶａとなるような負荷
を考えると、切り換えたときの出力電圧値Ｖｃｈからは
電圧の傾きが１／２程度に落ちて上昇が始まり、ゆっく
りと曲線を描きつつ、最終値に到達していく。そして、
出力開始後の経過時間計測結果に基づいて予め決められ
た時間ｔ２が経過したか否かを経過するまで判断する
（ステップＳ９０５）。そして、予め決められた時間ｔ
２が経過したところで、検出巻線出力が取り込まれ（ス
テップＳ９０６）、画像域最高定電圧値が計算された
後、本処理動作を終了する。これにより、ほぼ負荷容量
は完全に充電され、出力電圧は、ほぼ一定となる。

【０１０６】初めの定電流値をＩ0とした場合とＩ1とし
た場合とでＶｃｈを得るために必要な期間は、約２倍程
度の差が生じるため、最終電圧値を得るための時間は、
本実施の形態においては、概ねｔ１程度短縮することが
可能となる。

【０１０７】最終出力がＶｂとなるような負荷の場合に
は、切り換え後に図１０のｃのような直線になり、この
ときは電圧変化の時定数に高圧トランス３０内部のブリ
ーダ抵抗の放電部分が加味されて、より速い応答とな
り、すばやく最終値に到達する。

【０１０８】（第６の実施の形態）次に、本発明の第６
の実施の形態を図１１及び図１２に基づき説明する。
尚、本実施の形態に係る電源回路の基本的な構成は、上
述した第５の実施の形態の図８と同一であるから、同図
を流用して説明する。

【０１０９】図１１は、本実施の形態に係る電源回路の
動作制御手順を示すフローチャート、図１２は、本実施
の形態に係る電源回路の動作概要を示すための出力電圧
の時間変化を示す曲線図である。

【０１１０】まず、外部コントローラより負荷抵抗測定
開始命令を受け取る。すると、図１１において、まず、
電源回路は定電圧値をＶｂに設定し（ステップＳ１１０
１）、出力電圧をＶｂ一定とするような定電圧制御モー
ドによる制御を開始する。その後、発振回路３８に対し
てオン信号を出力し（ステップＳ１１０２）、出力電圧
Ｖｂに対応した検出巻線電圧が得られるように、逐次検
出巻線出力を取り込み（ステップＳ１１０３）、整流平
滑回路６８を通してＡ／Ｄ入力し、出力電圧がＶｂにな
ったか否かを、Ｖｂになるまで判断する（ステップＳ１
１０４）。その判断結果に基づいて定電圧制御回路５２
からの出力電圧のレベルを出力ポートのオン／オフ率を
切り換えることにより実現する。子のとき、回路動作
は、負荷電流に無関係に、目標電圧値に向かって電源回
路がもつ最大の出力能力で出力電圧を上昇させていくと
考えて良い。そして、出力電圧がＶｂなったところで、
定電流設定値をＩ1に切り換え設定し（ステップＳ１１
０５）、電源回路を定電流モードに切り換えるべく、定
電圧制御回路５２の出力をオフ（０ボルト）とする。す
ると、Ｖｂから目的の定電流値を得るべく定電流制御ル
ープが機能し、上述した第５の実施の形態における図９
のステップＳ９０５〜ステップＳ９０７までと同様の後
処理を行う（ステップＳ１１０６）。

【０１１１】本実施の形態に係る電源回路によれば、Ｖ
ｂまでは電源回路がもつ最大出力能力により、出力電圧
を上昇させるため、切り換え前の電圧上昇を最速とする
ことができる。Ｖｂとしては通常の負荷変動域のうち最
も低い抵抗値に対して、所望の定電流をかけた電圧を設
定することによって、過渡的な電圧オーバーシュートを
非常に小さくできる。

【０１１２】（第７の実施の形態）次に、本発明の第７
の実施の形態を図１３及び図１４に基づき説明する。図
１３は、本発明の第７の実施の形態に係る電源回路にお
ける出力制限回路の構成を示すブロック図である。

【０１１３】図１３において、１３０１は外部制御ユニ
ットから電源回路内に高圧の出力オン／オフを指令する
外部信号で、本図ではＥＸ−ＯＮ＊と表わし、Ｈ（ハイ
レベル）で出力オフ、Ｌ（ローレベル）で出力オンを命
令するものと論理規定する。１３０２はＥＸ−ＯＮ＊信
号を受けて、高圧回路の動作を実際にオン／オフさせる
内部信号で、ＩＮ−ＯＮ＊と表わし、Ｈ（ハイレベル）
で出力オフ、Ｌ（ローレベル）で出力オンを命令するも
のと論理規定する。１３０３は第１タイマーで、ＥＸ−
ＯＮ＊がＬとなったことを受け、ＩＮ−ＯＮ＊がＬにな
った時刻から所定の時間、内部オン＊をＬにさせるため
に時間を計測する。この第１タイマー１３０３は、トラ
ンジスタ１３０３ａ、１３０３ｂ、１３０３ｃ、コンデ
ンサ１３０３ｄ、１３０３ｅ、抵抗１３０３ｆ、１３０
３ｇを有している。

【０１１４】また、図１３において、１３０４は第２の
タイマーで、第１タイマー１３０３により所定時間、Ｉ
Ｎ−ＯＮ＊がＬになった後、負荷電流検出手段から負荷
電流が所定値しか流れていないことを検知した際に、所
定の時間ＩＮ−ＯＮ＊をＨにさせるものである。この第
２のタイマー１３０４は、トランジスタ１３０４ａ、１
３０４ｂ、１３０４ｃ、コンデンサ１３０４ｄ、１３０
４ｅ、抵抗１３０４ｆ、１３０４ｇ、１３０４ｈを有し
ている。

【０１１５】また、図１３において、１３０５は第１タ
イマー１３０３をスタートさせる信号（Ｔ１−Ｓ）、１
３０６は第１タイマー１３０３の計測結果信号（Ｔ１−
Ｑ）、１３０７は第２タイマー１３０４をスタートさせ
る信号（Ｔ２−Ｓ）、１３０８は第２タイマー１３０４
の計測結果信号（Ｔ２−Ｑ）、１３０９は第１タイマー
１３０３及び第２タイマー１３０４の時間計測動作をリ
セットさせる信号（ＲＥＳＥＴ）、１３１０は負荷電流
検出手段からの出力信号（Ｖｄｅｔ）で、本実施の形態
では上述した従来例の図２４に示したような電圧−電流
特性を持つものを想定する。１３１１は負荷電流が所定
値以下か、以上かを判別するための電圧判別手段で、本
実施の形態では２．４Ｖにてオンするツェナーダイオー
ドである。

【０１１６】また、図１３において、１３１２、１３１
３、１３１４、１３１５はトランジスタ、１３１６、１
３１７はダイオード、１３１８、１３１９、１３２０は
抵抗である。

【０１１７】図１４は、図１３における各信号の出力タ
イミングを示すタイムチャートである。同図の（ａ）は
ＥＸ−ＯＮ＊、（ｂ）はＴ１−Ｓ（ＩＮ−ＯＮ＊）、
（ｃ）はＴ１−Ｑ、（ｄ）はＴ２−Ｓ、（ｅ）はＴ２−
Ｑ、（ｆ）はＶｄｅｔをそれぞれ示す。

【０１１８】次に、上記構成の電源回路における出力制
限回路の動作を、図１３及び図１４を用いて説明する。

【０１１９】まず、外部制御信号ＥＸ−ＯＮ＊がＨで、
高圧出力オフの定常状態を考える。ＥＸ−ＯＮ＊＝Ｈの
ため、ＲＥＳＥＴ＝Ｈとなり、第１タイマー１３０３及
び第２タイマー１３０４は共にリセット状態となり、Ｔ
１−Ｑ、Ｔ２−Ｑは共にオープン状態となる。ＩＮ−Ｏ
Ｎ＊はもちろんＨとなり、高圧出力はオフ状態となる。

【０１２０】次に、負荷電流値が設定され（図１４のタ
イムチャートには図示せず）、その後、ＥＸ−ＯＮ＊が
Ｌになった場合を考える。ＥＸ−ＯＮ＊＝Ｌになったこ
とを受け、両タイマー１３０３，１３０４へのＲＥＳＥ
ＴはＬとなり、リセット状態は解放される。そして、Ｉ
Ｎ−ＯＮ＊＝Ｌとなり、高圧出力回路が所定の負荷電流
が得られるまで出力電圧を上昇させる動作を開始する。
これと同時にＴ１−ＳはＬになり、これをトリガーに第
１タイマー１３０３がＩＮ−ＯＮ＊＝Ｌの時間計測を開
始する。

【０１２１】第１タイマー１３０３がタイムアップする
とＴ１−Ｑ＝Ｌとなり、このとき、もし負荷電流が所定
値以上流れていない場合（本実施の形態ではＶｄｅｔが
約３Ｖ以下になっていない場合）、これを受けて電圧検
出手段が１３１１が導通し、２段のトランジスタ１３１
４，１３１５をオンさせる。これを受けてＩＮ−ＯＮ＊
の前段のトランジスタ１３１３のベース入力をダイオー
ド１３１７を介してＬにし、ＩＮ−ＯＮ＊を強制的にＨ
に戻し、高圧出力動作を中断させる。また、これと同時
に第２タイマー１３０４のＴ２−ＳがＬになり、高圧出
力を中断させる時間の計測を開始させる。

【０１２２】第２タイマー１３０４がタイムアップする
とＴ２−ＱがＬになり、ＩＮ−ＯＮ＊を再びＬにし、高
圧出力をオンさせると共に、Ｔ１−ＳがＬになり、これ
をトリガーに第１タイマー１３０３がＩＮ−ＯＮ＊＝Ｌ
の時間計測を開始する。負荷ケーブルが抜かれる等、何
等かの理由で負荷抵抗が所定値以上の値になっている状
態では、外部制御信号ＥＸ−ＯＮ＊がＬである間、以上
の動作を繰り返すこととなる。通常の負荷が正常に接続
された場合、負荷電流検出手段からの出力が所定値以下
となり、電圧判別手段１３１１がオフとなり、高圧出力
動作の中断シーケンスは回避される。また、外部制御信
号ＥＸ−ＯＮ＊がＨとなった場合には初期状態に戻り、
高圧出力オフとなる。

【０１２３】以上のように、本実施の形態に係る電源回
路によって、負荷ケーブルの引き抜き等により負荷抵抗
の値が通常の値に比して非常に大きくなった場合には、
出力動作を電源回路内で独立に間欠動作とすることがで
きる。

【０１２４】（第８の実施の形態）次に、本発明の第８
の実施の形態を図１５及び図１６に基づき説明する。本
実施の形態に係る電源回路は、他の機能ブロック、例え
ば低圧電源回路、蛍光灯インバータ回路、ヒータ制御回
路等を含み、それらの複雑なシーケンス制御を行う必要
がある場合等に適用される。

【０１２５】図１５は、本発明の第８の実施の形態に係
る電源回路の構成を示すブロック図であり、同図におい
て、１５０１は電源回路で、電源制御用マイクロコンピ
ュータ（以下、電源コントローラと称する）１５０２、
高圧生成ブロック１５０３を有している。電源コントロ
ーラ１５０２は、電源回路１５０１全体の制御を行う。
高圧生成ブロック１５０３は、電源コントローラ１５０
２のＤ／Ａポートから出力される出力負荷電流設定信号
（情報）１５０４及び内部出力オン信号（ＩＮ−ＯＮ
＊）１５０５を受け、高圧生成動作を行う。高圧生成ブ
ロック１５０３から電源コントローラ１５０２のＡ／Ｄ
ポートに負荷電流検出手段からの出力電圧Ｖｄｅｔが取
り込まれる。また、電源コントローラ１５０２には外部
制御ユニット１５０７が接続され、該外部制御ユニット
１５０７から電源コントローラ１５０２に負荷電流の設
定情報１５０８や出力オン信号（ＥＸ−ＯＮ＊）／出力
オフ信号１５０９が送られる。

【０１２６】次に、本実施の形態に係る電源回路におけ
る電源コントローラ１５０２の動作を、図１６のフロー
チャートに基づき説明する。

【０１２７】まず、外部制御ユニット１５０７から通信
により（プロトコルその他の詳細構成は各種考えられる
ので、ここではとくに言及しない）、電源コントローラ
１５０２に対して負荷電流の設定信号１５０４及び内部
出力オン信号（ＩＮ−ＯＮ＊）１５０５が伝えられる。
これを受けて高圧生成ブロック１５０３に対して電源コ
ントローラ１５０２のＤ／Ａポートから対応する負荷電
流制御用目標電圧１５０４が設定される（ステップＳ１
６０１及びステップＳ１６０２）。

【０１２８】本実施の形態では、「Ｄ／Ａポートより」
と記述したが、例えば、所定の周波数及びデューティを
持つＰＷＭ（パルス幅変調）信号を出力ポートより出力
し、これをローパスフィルタに通し、アナログ電圧を得
ること等の方法も考えられる。

【０１２９】次に、高圧生成ブロック１５０３に対して
出力動作のオンを伝える内部出力オン信号（ＩＮ−ＯＮ
＊）＝Ｌが出力される（ステップＳ１６０３）。以上に
より高圧生成ブロック１５０３は負荷電流が所定値とな
るべく、出力電圧を上昇させる。その後、電源コントロ
ーラ１５０２内での時間管理によって、所定時間が経過
したか否かを経過するまで判別する（ステップＳ１６０
４）。後、負荷電流検出手段からの出力電圧Ｖｄｅｔを
電源コントローラ１５０２のＡ／Ｄポートより取り込
み、負荷電流Ｉｄが所定値ＩＤ以上になっているか否か
判別する（ステップＳ１６０５）。そして、負荷電流Ｉ
ｄ＞ＩＤの場合は、出力オフ信号を外部制御ユニット１
５０７から受信したか否かを判別し（、受信した場合に
は、内部出力オン信号（ＩＮ−ＯＮ＊）をオフとして高
圧出力動作を終了する。また、出力オフ信号を外部制御
ユニット１５０７から受信しない場合には、再び所定時
間経過後、負荷電流の判別を行うために、先のステップ
Ｓ１６０３における内部出力オン信号（ＩＮ−ＯＮ＊）
＝オンのシーケンスに戻る。

【０１３０】一方、前記負荷電流Ｉｄ＜ＩＤの場合は、
内部出力オン信号（ＩＮ−ＯＮ＊）を所定時間の間一旦
オフした後（ステップＳ１６０８）、同様に外部制御ユ
ニット１５０７から出力オフ信号を受信したか否かの判
別シーンスに入り、電源コントローラ１５０２内での時
間管理によって、所定時間が経過したか否かを経過する
まで判別する（ステップＳ１６０９）。その後、同様に
外部制御ユニット１５０７から出力オフ命令信号を受信
したか否かの判別シーケンスに入り、上記と同様な手順
を踏むものである。

【０１３１】（第３の実施の形態）次に、本発明の第３
の実施の形態を図６に基づき説明する。尚、本実施の形
態に係る電源回路の定電圧制御回路を除く基本的な構成
は、上述した従来の図１８に示す構成と同一であるか
ら、同図を流用して説明する。

【０１３２】本実施例の特徴は、スライスレベルの制限
回路において監視する電圧を２４ＶＵ自身にしたことで
ある。

【０１３３】図６は、本発明の第３の実施の形態に係る
電源回路における定電圧制御回路の構成を示すブロック
図であり、同図において、上述した第２の実施の形態に
おける図４と同一構成部分には同一符号が付してある。
図６において図４と異なる点は、制限回路の構成であ
る。即ち、本実施の形態における制限回路６０１は、監
視する電圧を２４ＶＵ自身にしたことにより、２４ＶＵ
が所定値以下の場合はスライスレベルを強制的にシフト
させ、２４ＶＵ巻線の導通角を起動時には所定の時間に
制限することができる。

【０１３４】本実施の形態の場合は、第２の実施の形態
の場合に比べて時定数回路の時定数設計が容易であると
いう利点がある。つまり、本実施の形態では２４ＶＵの
立ち上がり時間によらず、２４ＶＵ自身が所定値まで上
昇するまでは強制的に２４ＶＵ巻線の導通角を所定値以
下に制限するため、電源ユニットへの入力電圧（例え
ば、商用ＡＣ電源電圧）の大きさ、２４ＶＵの外部負荷
の容量の大きさ、また、起動中にも外部負荷がオンする
場合には、その負荷電流値の大きさ等の差による実際の
２４ＶＵの立ち上がり速度差を考慮に入れる必要がなく
なる。

【０１３５】（第４の実施の形態）次に、本発明の第４
の実施の形態を図７に基づき説明する。尚、本実施の形
態に係る電源回路の定電圧制御回路を除く基本的な構成
は、上述した従来の図１８に示す構成と同一であるか
ら、同図を流用して説明する。

【０１３６】本実施例の特徴は、スライスレベルの制限
回路において、スライスレベル制限機能のオン／オフを
主制御部９から入力するようにしたことである。

【０１３７】図７は、本発明の第４の実施の形態に係る
電源回路における制限回路の構成を示すブロック図であ
り、同図において、上述した第３の実施の形態における
図６と同一構成部分には同一符号が付してある。本実施
の形態における制限回路７０１は、図６の制限回路６０
１の構成からツェナーダイオード４０９及び抵抗４１４
を削除したもので、スライスレベル制限機能のオン／オ
フが主制御部９から入力される。主制御部９は、２４Ｖ
Ｒの制御を行っており、２４ＶＲの制御状態（オン、オ
フ、起動中等）認識できるので、例えば、２４ＶＲが所
定の電圧になった後、所定時間経過後、制限回路７０１
の機能を抑制する等の処理が可能である。

【０１３８】（第５の実施の形態）次に、本発明の第５
の実施の形態を図８〜図１０に基づき説明する。

【０１３９】図８は、本発明の第５の実施の形態に係る
電源回路の構成を示すブロック図である。同図におい
て、上述した従来の図２３と同一構成部分には同一符号
が付してある。図８において、図２３と異なる点は、図
２３の構成に定電流設定値切換回路８０１を付加し、定
電流制御回路の電流設定値を定電流設定値切換回路８０
１を通して、電源コントローラ６７より２段階に設定可
能としたことである。定電流設定値切換回路８０１は、
トランジスタ８０２、抵抗８０３，８０４，８０５を有
している。

【０１４０】次に、本実施の形態に係る電源回路の動作
を図８、図９及び図１０を用いて説明する。図９は、本
実施の形態に係る電源回路の動作制御手順を示すフロー
チャート、図１０は、本実施の形態に係る電源回路の動
作概要を示すための出力電圧の時間変化を示す曲線図で
ある。図１０の例では、定電流制御回路による負荷容量
に対する充電速度を主たる議論の中心とするために、電
圧立ち上がり波形は、起動後の適当期間を直線的に表わ
し、その後、ｅｘｐに近い曲線で近似したもので考え
る。

【０１４１】まず、外部コントローラより負荷抵抗測定
開始命令を受け取る。すると、定電流制御回路の電流設
定値を最終目標電流Ｉ1よりも２倍大きいＩ0に設定する
（ステップＳ９０１）。本実施の形態では電源コントロ
ーラ６７が定電流設定値切換回路８０１のトランジスタ
８０２をオンする信号を出力することに対応する。その
後、発振回路３８に対してオン信号を出力し、高圧出力
を開始する（ステップＳ９０２）。このとき、出力電圧
は図１０のａのように、最終目標Ｉ1でスタートさせた
場合の立ち上がりｂより２倍の傾きで出力電圧を上昇さ
せる。

【０１４２】次いでステップＳ９０３で電源コントロー
ラ６７では、出力開始後の経過時間を計測し、その計測
結果に基づいて予め決められた時間ｔ１が経過したか否
かを経過するまで判断する（ステップＳ９０３）。そし
て、予め決められた時間ｔ１が経過したところで、定電
流設定値をＩ1に切り換え設定する（ステップＳ９０
４）。最終的な出力電圧は、最終的な出力定電流値と負
荷の抵抗成分の変動が通常ある範囲内の中で変動すると
考えて良く、本実施の形態では図１０のＶａからＶｂま
でと想定する。

【０１４３】今、最終出力電圧がＶａとなるような負荷
を考えると、切り換えたときの出力電圧値Ｖｃｈからは
電圧の傾きが１／２程度に落ちて上昇が始まり、ゆっく
りと曲線を描きつつ、最終値に到達していく。そして、
出力開始後の経過時間計測結果に基づいて予め決められ
た時間ｔ２が経過したか否かを経過するまで判断する
（ステップＳ９０５）。そして、予め決められた時間ｔ
２が経過したところで、検出巻線出力が取り込まれ（ス
テップＳ９０６）、画像域最高定電圧値が計算された
後、本処理動作を終了する。これにより、ほぼ負荷容量
は完全に充電され、出力電圧は、ほぼ一定となる。

【０１４４】初めの定電流値をＩ0とした場合とＩ1とし
た場合とでＶｃｈを得るために必要な期間は、約２倍程
度の差が生じるため、最終電圧値を得るための時間は、
本実施の形態においては、概ねｔ１程度短縮することが
可能となる。

【０１４５】最終出力がＶｂとなるような負荷の場合に
は、切り換え後に図１０のｃのような直線になり、この
ときは電圧変化の時定数に高圧トランス３０内部のブリ
ーダ抵抗の放電部分が加味されて、より速い応答とな
り、すばやく最終値に到達する。

【０１４６】（第６の実施の形態）次に、本発明の第６
の実施の形態を図１１及び図１２に基づき説明する。
尚、本実施の形態に係る電源回路の基本的な構成は、上
述した第５の実施の形態の図８と同一であるから、同図
を流用して説明する。

【０１４７】図１１は、本実施の形態に係る電源回路の
動作制御手順を示すフローチャート、図１２は、本実施
の形態に係る電源回路の動作概要を示すための出力電圧
の時間変化を示す曲線図である。

【０１４８】まず、外部コントローラより負荷抵抗測定
開始命令を受け取る。すると、図１１において、まず、
電源回路は定電圧値をＶｂに設定し（ステップＳ１１０
１）、出力電圧をＶｂ一定とするような定電圧制御モー
ドによる制御を開始する。その後、発振回路３８に対し
てオン信号を出力し（ステップＳ１１０２）、出力電圧
Ｖｂに対応した検出巻線電圧が得られるように、逐次検
出巻線出力を取り込み（ステップＳ１１０３）、整流平
滑回路６８を通してＡ／Ｄ入力し、出力電圧がＶｂにな
ったか否かを、Ｖｂになるまで判断する（ステップＳ１
１０４）。その判断結果に基づいて定電圧制御回路５２
からの出力電圧のレベルを出力ポートのオン／オフ率を
切り換えることにより実現する。子のとき、回路動作
は、負荷電流に無関係に、目標電圧値に向かって電源回
路がもつ最大の出力能力で出力電圧を上昇させていくと
考えて良い。そして、出力電圧がＶｂなったところで、
定電流設定値をＩ1に切り換え設定し（ステップＳ１１
０５）、電源回路を定電流モードに切り換えるべく、定
電圧制御回路５２の出力をオフ（０ボルト）とする。す
ると、Ｖｂから目的の定電流値を得るべく定電流制御ル
ープが機能し、上述した第５の実施の形態における図９
のステップＳ９０５〜ステップＳ９０７までと同様の後
処理を行う（ステップＳ１１０６）。

【０１４９】本実施の形態に係る電源回路によれば、Ｖ
ｂまでは電源回路がもつ最大出力能力により、出力電圧
を上昇させるため、切り換え前の電圧上昇を最速とする
ことができる。Ｖｂとしては通常の負荷変動域のうち最
も低い抵抗値に対して、所望の定電流をかけた電圧を設
定することによって、過渡的な電圧オーバーシュートを
非常に小さくできる。

【０１５０】（第７の実施の形態）次に、本発明の第７
の実施の形態を図１３及び図１４に基づき説明する。図
１３は、本発明の第７の実施の形態に係る電源回路にお
ける出力制限回路の構成を示すブロック図である。

【０１５１】図１３において、１３０１は外部制御ユニ
ットから電源回路内に高圧の出力オン／オフを指令する
外部信号で、本図ではＥＸ−ＯＮ＊と表わし、Ｈ（ハイ
レベル）で出力オフ、Ｌ（ローレベル）で出力オンを命
令するものと論理規定する。１３０２はＥＸ−ＯＮ＊信
号を受けて、高圧回路の動作を実際にオン／オフさせる
内部信号で、ＩＮ−ＯＮ＊と表わし、Ｈ（ハイレベル）
で出力オフ、Ｌ（ローレベル）で出力オンを命令するも
のと論理規定する。１３０３は第１タイマーで、ＥＸ−
ＯＮ＊がＬとなったことを受け、ＩＮ−ＯＮ＊がＬにな
った時刻から所定の時間、内部オン＊をＬにさせるため
に時間を計測する。この第１タイマー１３０３は、トラ
ンジスタ１３０３ａ、１３０３ｂ、１３０３ｃ、コンデ
ンサ１３０３ｄ、１３０３ｅ、抵抗１３０３ｆ、１３０
３ｇを有している。

【０１５２】また、図１３において、１３０４は第２の
タイマーで、第１タイマー１３０３により所定時間、Ｉ
Ｎ−ＯＮ＊がＬになった後、負荷電流検出手段から負荷
電流が所定値しか流れていないことを検知した際に、所
定の時間ＩＮ−ＯＮ＊をＨにさせるものである。この第
２のタイマー１３０４は、トランジスタ１３０４ａ、１
３０４ｂ、１３０４ｃ、コンデンサ１３０４ｄ、１３０
４ｅ、抵抗１３０４ｆ、１３０４ｇ、１３０４ｈを有し
ている。

【０１５３】また、図１３において、１３０５は第１タ
イマー１３０３をスタートさせる信号（Ｔ１−Ｓ）、１
３０６は第１タイマー１３０３の計測結果信号（Ｔ１−
Ｑ）、１３０７は第２タイマー１３０４をスタートさせ
る信号（Ｔ２−Ｓ）、１３０８は第２タイマー１３０４
の計測結果信号（Ｔ２−Ｑ）、１３０９は第１タイマー
１３０３及び第２タイマー１３０４の時間計測動作をリ
セットさせる信号（ＲＥＳＥＴ）、１３１０は負荷電流
検出手段からの出力信号（Ｖｄｅｔ）で、本実施の形態
では上述した従来例の図２４に示したような電圧−電流
特性を持つものを想定する。１３１１は負荷電流が所定
値以下か、以上かを判別するための電圧判別手段で、本
実施の形態では２．４Ｖにてオンするツェナーダイオー
ドである。

【０１５４】また、図１３において、１３１２、１３１
３、１３１４、１３１５はトランジスタ、１３１６、１
３１７はダイオード、１３１８、１３１９、１３２０は
抵抗である。

【０１５５】図１４は、図１３における各信号の出力タ
イミングを示すタイムチャートである。同図の（ａ）は
ＥＸ−ＯＮ＊、（ｂ）はＴ１−Ｓ（ＩＮ−ＯＮ＊）、
（ｃ）はＴ１−Ｑ、（ｄ）はＴ２−Ｓ、（ｅ）はＴ２−
Ｑ、（ｆ）はＶｄｅｔをそれぞれ示す。

【０１５６】次に、上記構成の電源回路における出力制
限回路の動作を、図１３及び図１４を用いて説明する。

【０１５７】まず、外部制御信号ＥＸ−ＯＮ＊がＨで、
高圧出力オフの定常状態を考える。ＥＸ−ＯＮ＊＝Ｈの
ため、ＲＥＳＥＴ＝Ｈとなり、第１タイマー１３０３及
び第２タイマー１３０４は共にリセット状態となり、Ｔ
１−Ｑ、Ｔ２−Ｑは共にオープン状態となる。ＩＮ−Ｏ
Ｎ＊はもちろんＨとなり、高圧出力はオフ状態となる。

【０１５８】次に、負荷電流値が設定され（図１４のタ
イムチャートには図示せず）、その後、ＥＸ−ＯＮ＊が
Ｌになった場合を考える。ＥＸ−ＯＮ＊＝Ｌになったこ
とを受け、両タイマー１３０３，１３０４へのＲＥＳＥ
ＴはＬとなり、リセット状態は解放される。そして、Ｉ
Ｎ−ＯＮ＊＝Ｌとなり、高圧出力回路が所定の負荷電流
が得られるまで出力電圧を上昇させる動作を開始する。
これと同時にＴ１−ＳはＬになり、これをトリガーに第
１タイマー１３０３がＩＮ−ＯＮ＊＝Ｌの時間計測を開
始する。

【０１５９】第１タイマー１３０３がタイムアップする
とＴ１−Ｑ＝Ｌとなり、このとき、もし負荷電流が所定
値以上流れていない場合（本実施の形態ではＶｄｅｔが
約３Ｖ以下になっていない場合）、これを受けて電圧検
出手段が１３１１が導通し、２段のトランジスタ１３１
４，１３１５をオンさせる。これを受けてＩＮ−ＯＮ＊
の前段のトランジスタ１３１３のベース入力をダイオー
ド１３１７を介してＬにし、ＩＮ−ＯＮ＊を強制的にＨ
に戻し、高圧出力動作を中断させる。また、これと同時
に第２タイマー１３０４のＴ２−ＳがＬになり、高圧出
力を中断させる時間の計測を開始させる。

【０１６０】第２タイマー１３０４がタイムアップする
とＴ２−ＱがＬになり、ＩＮ−ＯＮ＊を再びＬにし、高
圧出力をオンさせると共に、Ｔ１−ＳがＬになり、これ
をトリガーに第１タイマー１３０３がＩＮ−ＯＮ＊＝Ｌ
の時間計測を開始する。負荷ケーブルが抜かれる等、何
等かの理由で負荷抵抗が所定値以上の値になっている状
態では、外部制御信号ＥＸ−ＯＮ＊がＬである間、以上
の動作を繰り返すこととなる。通常の負荷が正常に接続
された場合、負荷電流検出手段からの出力が所定値以下
となり、電圧判別手段１３１１がオフとなり、高圧出力
動作の中断シーケンスは回避される。また、外部制御信
号ＥＸ−ＯＮ＊がＨとなった場合には初期状態に戻り、
高圧出力オフとなる。

【０１６１】以上のように、本実施の形態に係る電源回
路によって、負荷ケーブルの引き抜き等により負荷抵抗
の値が通常の値に比して非常に大きくなった場合には、
出力動作を電源回路内で独立に間欠動作とすることがで
きる。

【０１６２】（第９の実施の形態）次に、本発明の第９
の実施の形態を図１７に基づき説明する。図１７は、本
発明の第９の実施の形態に係る電源回路の構成を示すブ
ロック図であり、同図において、１７０１は電源回路
で、トランジスタ１７０２、ツェナーダイオード１７０
３、抵抗１７０４，１７０５，１７０６，１７０７，１
７０８，１７０９、コンデンサ１７１０，１７１１を有
している。そして、外部制御ユニット１７１２から電流
設定ＰＷＭ（パルス幅変調）信号１７１３、及び外部オ
ン信号（ＥＸ−ＯＮ＊）１７１４が電源回路１７０１に
入力される。また、電源回路１７０１から電流オン／オ
フ検知信号１７１５が入力される。

【０１６３】本実施の形態に係る電源回路１７０１は、
電源回路１７０１側に上述した第８の実施の形態で述べ
たような電源コントローラを具備しないような構成の場
合に効果的である。

【０１６４】次に、本実施の形態に係る電源回路１７０
１の動作を説明する。

【０１６５】まず、外部制御ユニット１７１２より電源
コントローラに対して負荷電流の設定情報が伝えられ
る。本実施の形態では、電源回路１７０１に対して所定
の周波数及びデューティを持つＰＷＭ（パルス幅変調）
信号を外部制御ユニット１７１２の出力ポートから出力
し、これをローパスフィルタを用いてフィルタリングし
てアナログ電圧を得る構成例を示している。次に、出力
動作のオンを伝えるＥＸ−ＯＮ＊＝Ｌが出力される。以
上によって、電源回路は負荷電流が所定値となるべく出
力電圧を上昇させる。

【０１６６】その後、外部制御ユニット１７１２での時
間管理によって、所定時間が経過した後、負荷電流検出
手段からの出力を読み込み、負荷電流ＩＤが所定値ＩＤ
以上になっているか否かを判別する。

【０１６７】Ｉｄ＜ＩＤの場合、ＥＸ−ＯＮ＊をＨとし
て高圧出力動作を一旦中断させる。その後、必要に応じ
て同じ手順で出力命令を出し、所定時間経過後、負荷電
流をチェックするシーケンスを繰り返す。更に、必要で
あれば、最大繰り返し回数を設定し、所定回数、再出力
命令を発行しても負荷電流が所定値以上を示さない場合
は、高圧負荷以上として、装置としてのエラー処理に移
行する等の処置も外部制御ユニット１７１２のシーケン
ス構成により可能である。また、Ｉｄ＞ＩＤの場合は、
出力中断手順をスキップする。

【０１６８】以上のように本実施の形態に係る電源回路
１７０１によれば、電源回路１７０１にマイクロコンピ
ュータ等の電源コントローラが具備されていない場合に
も、負荷電流値の判別結果のみをシーケンス制御手段を
利用し、出力動作を間欠動作させるか、または出力動作
を強制的に終了させ、装置としてのエラーシーケンス々
移行する等の高度の保護処理が可能である。

【０１６９】

【発明の効果】以上詳述したように本発明の請求項１〜
８の電源回路によれば、フォワード巻線出力の整流平滑
電圧を主制御手段とは独立に、またはその制御状態に応
じてオンメオフ、または出力値調整、または起動速度調
整可能とするように制御する副制御手段を具備すること
によって、フライバック側の整流平滑電圧の起動時にフ
ォワード側の充電電流に基づく過大な一次側駆動電流を
押さえることが可能となり、関係する各回路素子の電流
定格を下げることができ、経済的な部品の選択が可能と
なる。また、一次側過電流保護回路の設定電流を起動時
の過渡的な最大電流を考慮することなく、通常の動作時
における定格電流動作に基づいた値を設定することがで
き、一次側の過電流検知回路を寄り効果的なものにする
ことができる。

【０１７０】また、本発明の請求項９〜１１の電源回路
によれば、出力開始後、所定の期間は、所望の出力電流
制御値よりも所定量大きい出力電流制御値を設定する、
または出力電圧を逐次監視し、出力電圧が所定値以上と
なった後、出力電流制御値を所望の値に再設定する、ま
たは予め定電圧制御回路にて出力電圧を所定値以上に上
げた後、出力電流制御値を所望の値に設定し、定電流制
御回路動作を起動することによって、外部負荷の容量成
分に対する充電期間を短縮でき、所望の定電流値により
素早く到達させることができる。また、この結果、画像
形成のシーケンス制御時間に対する外部負荷抵抗の測定
時間の割合を最小限に押さえることができ、所謂ファー
ストコピータイムの短縮に寄与することができる。

【０１７１】更に、本発明の請求項１２及び１３の電源
回路によれば、出力動作が開始した後、所定時間経過後
に、負荷電流検出手段からの出力が所定の電流値以下を
表わす値となった場合、自ら出力動作を停止、または中
断する、もしくはその旨を電源回路の動作を指示する外
部装置に通達することによって、同様に外部装置から出
力動作を呈し、または中断させる信号を受け取ることが
可能となり、外部負荷が未接続となった場合や、何等か
の原因で異常に高抵抗となった場合にも、出力電圧を所
定値に制限することが可能となる。また、電源回路から
の出力が異常に大きくなることが回避できるため、高圧
発生装置としての高圧トランスの内部構造の耐圧設計が
容易となり、電源回路内の関係する各部品の耐圧設計が
容易になり、高圧出力を受ける外部の各負荷ユニットの
耐圧設計が容易となり、これによって、電源回路、外部
負荷ユニット、装置全体をそれぞれ経済的な構成とする
ことができる等の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電源回路にお
ける定電圧制御回路の構成を示すブロック図である。

【図２】同実施の形態に係る電源回路における信号出力
状態を示す図である。

【図３】同実施の形態に係る電源回路における各信号及
び駆動電流の出力タイミングを示す図である。

【図４】本発明の第２の実施の形態に係る電源回路にお
ける定電圧制御回路の構成を示すブロック図である。

【図５】図４に示す定電圧制御回路における各信号波形
を示す図である。

【図６】本発明の第３の実施の形態に係る電源回路にお
ける定電圧制御回路の構成を示すブロック図である。

【図７】本発明の第４の実施の形態に係る電源回路にお
ける出力制限回路の構成を示すブロック図である。

【図８】本発明の第５の実施の形態に係る電源回路の構
成を示すブロック図である。

【図９】同実施の形態に係る電源回路の動作制御手順を
示すフローチャートである。

【図１０】同実施の形態に係る電源回路の動作概要を示
す図である。

【図１１】本発明の第６の実施の形態に係る電源回路の
動作制御手順を示すフローチャートである。

【図１２】同実施の形態に係る電源回路の動作概要を示
す図である。

【図１３】本発明の第７の実施の形態に係る電源回路に
おける出力制限回路の構成を示すブロック図である。

【図１４】同実施の形態に係る電源回路における各信号
の出力タイミングを示す図である。

【図１５】本発明の第８の実施の形態に係る電源回路の
構成を示すブロック図である。

【図１６】同実施の形態に係る電源回路の動作制御手順
を示すフローチャートである。

【図１７】本発明の第９の実施の形態に係る電源回路の
構成を示すブロック図である。

【図１８】従来の電源回路の構成を示すブロック図であ
る。

【図１９】図１８に示す従来の電源回路における定常時
の主要な動作波形を示す図である。

【図２０】図１８に示す従来の電源回路における電圧立
ち上がり波形を示す図である。

【図２１】図２０のａ〜ｃの各期間における各信号波形
を示す図である。

【図２２】図１８に示す従来の電源回路における一次側
スイッチング素子の波形を示す図である。

【図２３】図１８と異なる従来の電源回路の構成を示す
ブロック図である。

【図２４】図１８及び図２３と異なる従来の電源回路の
構成を示すブロック図である。

【図２５】図２４に示す従来の電源回路における負荷検
出回路の電流電圧特性を示す図である。

【符号の説明】

１商用ＡＣ電源２整流ブリッジ３第１の平滑コンデンサ４第１のスイッチング素子５共振コンデンサ６クランプダイオード７カレントランス８ドライブトランス９主制御部１０第１のダイオード１１第２の平滑コンデンサ１２電圧検出抵抗１３第２のダイオード１４第２のスイッチング素子１５フライホイールダイオード１６整流用インダクタンス１７第３の平滑コンデンサ１８出力検出抵抗１９副制御部２０複合型トランス２１一次巻線２２低圧用フライバック巻線２３低圧用フォワード巻線２４高圧用巻線２５高圧用巻線２６第３のダイオード２７第４の平滑コンデンサ２８第４のダイオード２９第５の平滑コンデンサ３０高圧トランス３１出力巻線３２入力巻線３３検出巻線３４高耐圧整流ダイオード３５ブリーダ抵抗３６フォロワトランジスタ３７平滑コンデンサ３８発信器３９スイッチングトランジスタ４０共振コンデンサ４１クランプダイオード４２出力（シリーズ）抵抗４３負荷電流検出回路４４抵抗４５抵抗４６コンデンサ４７バッファ回路４８演算増幅器４９制御目標設定電圧５０フィルター回路５１ダイオード５２定電圧制御ブロック５３トランジスタ５４トランジスタ５５ダイオード５６抵抗５７抵抗５８抵抗５９抵抗６０抵抗６１抵抗６２コンデンサ６３高圧電源回路６４外部負荷６５抵抗６６コンデンサ６７電源コントローラ６８整流平滑回路６９ダイオード７０抵抗７１抵抗７２抵抗７３コンデンサ７４高圧トランス７５ａ出力巻線７５ｂ入力巻線７６高耐圧整流ダイオード７７平滑コンデンサ７８発信器７９スイッチングトランジスタ８０共振コンデンサ８１クランプダイオード８２出力（シリーズ）抵抗８３負荷電流検出回路８４バッファ回路８５演算増幅器８６制御目標設定電圧８７フィルター回路８８エミッタフォロワトランジスタ８９高圧電源回路９０外部負荷９１抵抗９２コンデンサ９３外部制御ユニット９４信号線９５信号線１０１定電圧制御回路１０２制御用比較電圧生成回路１０３比較器１０４フィルター回路１０５ツェナーダイオード１０６トランジスタ１０７トランジスタ１０８基準電圧発生素子１０９コンデンサ１１０コンデンサ１１１抵抗１１２抵抗１１３抵抗１１４抵抗１１５抵抗１１６定電圧制御用比較電圧４０１定電圧制御回路４０２制御回路４０３三角波生成回路４０４第１の比較器４０５第２の比較器４０６抵抗４０７抵抗４０８抵抗４０９ツェナーダイオード４１０トランジスタ４１１ダイオード４１２コンデンサ４１３抵抗４１４抵抗４１５抵抗４１６抵抗４１７抵抗６０１制限回路７０１制限回路８０１定電流設定値切換回路８０２トランジスタ８０３抵抗８０４抵抗８０５抵抗１３０１外部信号（ＥＸ−ＯＮ＊）１３０２内部信号（ＩＮ−ＯＮ＊）１３０３第１タイマー１３０３ａトランジスタ１３０３ｂトランジスタ１３０３ｃトランジスタ１３０３ｄコンデンサ１３０３ｅコンデンサ１３０３ｆ抵抗１３０３ｇ抵抗１３０４第２タイマー１３０４ａトランジスタ１３０４ｂトランジスタ１３０４ｃトランジスタ１３０４ｄコンデンサ１３０４ｅコンデンサ１３０４ｆ抵抗１３０４ｇ抵抗１３０４ｈ抵抗１３０５信号（Ｔ１−Ｓ）１３０６計測結果信号（Ｔ１−Ｑ）１３０７信号（Ｔ２−Ｓ）１３０８計測結果信号（Ｔ２−Ｑ）１３０９信号（ＲＥＳＥＴ）１３１０信号１３１１電圧判別手段１３１２トランジスタ１３１３トランジスタ１３１４トランジスタ１３１５トランジスタ１３１６ダイオード１３１７ダイオード１３１８抵抗１３１９抵抗１３２０抵抗１５０１電源回路１５０２電源コントローラ１５０３高圧生成ブロック１５０４出力負荷電流設定信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】一端を所定の直流電圧入力とし且つ他端
を所定状態にオン／オフ動作させる一次巻線とオフ時に
エネルギーを取り出す少なくとも１つのフライバック巻
線とオン時にエネルギーを取り出す少なくとも１つのフ
ォワード巻線と全周期に亘ってエネルギーを取り出す高
圧出力巻線とを含むトランスと、前記フライバック巻線
の整流出力電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出
手段の検出結果により前記一次巻線のオン動作時間を制
御し且つ前記フライバック巻線の整流出力電圧を所定値
に制御する主制御手段とを有する電源回路において、前
記フォワード巻線の出力の整流平滑電圧を前記主制御手
段とは独立してオン／オフ可能とするように制御する副
制御手段を具備したことを特徴とする電源回路。
【請求項２】一端を所定の直流電圧入力とし且つ他端
を所定状態にオン／オフ動作させる一次巻線とオフ時に
エネルギーを取り出す少なくとも１つのフライバック巻
線とオン時にエネルギーを取り出す少なくとも１つのフ
ォワード巻線と全周期に亘ってエネルギーを取り出す高
圧出力巻線とを含むトランスと、前記フライバック巻線
の整流出力電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出
手段の検出結果により前記一次巻線のオン動作時間を制
御し且つ前記フライバック巻線の整流出力電圧を所定値
に制御する主制御手段とを有する電源回路において、前
記フォワード巻線の出力の整流平滑電圧を前記主制御手
段とは独立して出力値調整可能とするように制御する副
制御手段を具備したことを特徴とする電源回路。
【請求項３】一端を所定の直流電圧入力とし且つ他端
を所定状態にオン／オフ動作させる一次巻線とオフ時に
エネルギーを取り出す少なくとも１つのフライバック巻
線とオン時にエネルギーを取り出す少なくとも１つのフ
ォワード巻線と全周期に亘ってエネルギーを取り出す高
圧出力巻線とを含むトランスと、前記フライバック巻線
の整流出力電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出
手段の検出結果により前記一次巻線のオン動作時間を制
御し且つ前記フライバック巻線の整流出力電圧を所定値
に制御する主制御手段とを有する電源回路において、前
記フォワード巻線の出力の整流平滑電圧を前記主制御手
段とは独立して起動速度調整可能とするように制御する
副制御手段を具備したことを特徴とする電源回路。
【請求項４】一端を所定の直流電圧入力とし且つ他端
を所定状態にオン／オフ動作させる一次巻線とオフ時に
エネルギーを取り出す少なくとも１つのフライバック巻
線とオン時にエネルギーを取り出す少なくとも１つのフ
ォワード巻線と全周期に亘ってエネルギーを取り出す高
圧出力巻線とを含むトランスと、前記フライバック巻線
の整流出力電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出
手段の検出結果により前記一次巻線のオン動作時間を制
御し且つ前記フライバック巻線の整流出力電圧を所定値
に制御する主制御手段とを有する電源回路において、前
記フォワード巻線の出力の整流平滑電圧を前記主制御手
段の制御状態に応じてオン／オフ可能とするように制御
する副制御手段を具備したことを特徴とする電源回路。
【請求項５】一端を所定の直流電圧入力とし且つ他端
を所定状態にオン／オフ動作させる一次巻線とオフ時に
エネルギーを取り出す少なくとも１つのフライバック巻
線とオン時にエネルギーを取り出す少なくとも１つのフ
ォワード巻線と全周期に亘ってエネルギーを取り出す高
圧出力巻線とを含むトランスと、前記フライバック巻線
の整流出力電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出
手段の検出結果により前記一次巻線のオン動作時間を制
御し且つ前記フライバック巻線の整流出力電圧を所定値
に制御する主制御手段とを有する電源回路において、前
記フォワード巻線の出力の整流平滑電圧を前記主制御手
段の制御状態に応じて出力値調整可能とするように制御
する副制御手段を具備したことを特徴とする電源回路。
【請求項６】一端を所定の直流電圧入力とし且つ他端
を所定状態にオン／オフ動作させる一次巻線とオフ時に
エネルギーを取り出す少なくとも１つのフライバック巻
線とオン時にエネルギーを取り出す少なくとも１つのフ
ォワード巻線と全周期に亘ってエネルギーを取り出す高
圧出力巻線とを含むトランスと、前記フライバック巻線
の整流出力電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出
手段の検出結果により前記一次巻線のオン動作時間を制
御し且つ前記フライバック巻線の整流出力電圧を所定値
に制御する主制御手段とを有する電源回路において、前
記フォワード巻線の出力の整流平滑電圧を前記主制御手
段の制御状態に応じて起動速度調整可能とするように制
御する副制御手段を具備したことを特徴とする電源回
路。
【請求項７】前記フォワード巻線の出力の整流平滑電
圧の起動速度を調整するために、該整流平滑電圧の制御
用比較電圧を所定時間かけて漸次上昇させる電圧上昇手
段を設けたことを特徴とする請求項３または６記載の電
源回路。
【請求項８】前記フォワード巻線の出力の整流平滑電
圧の起動速度を調整するために、該整流平滑電圧の制御
用比較電圧と制御対象の検出電圧の比較結果とは独立し
て所定の期間、前記フォワード巻線の出力の１サイクル
中の導通時間を所定値以下に抑制する導通時間抑制手段
を設けたことを特徴とする請求項３または６記載の電源
回路。
【請求項９】負荷電流を検出する負荷電流検出手段
と、該負荷電流検出手段からの出力に応じて変圧器の入
力電圧または駆動ＰＷＭ（パルス幅変調）のオン時間も
しくはオンデューティを制御して前記負荷電流が所定値
となるように出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、
該出力電圧制御手段により制御された出力電圧を検出す
る出力電圧検出手段とを有する電源回路において、出力
開始後所定期間は所望の出力電流制御値より大きい出力
電流制御値を設定する出力電流制御値設定手段と、該出
力電流制御値設定手段により出力電流制御値を設定後に
該出力電流制御値を所望の値に再設定する出力電流制御
値再設定手段とを具備したことを特徴とする電源回路。
【請求項１０】負荷電流を検出する負荷電流検出手段
と、該負荷電流検出手段からの出力に応じて変圧器の入
力電圧または駆動ＰＷＭ（パルス幅変調）のオン時間も
しくはオンデューティを制御して前記負荷電流が所定値
となるように出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、
該出力電圧制御手段により制御された出力電圧を検出す
る出力電圧検出手段とを有する電源回路において、所望
の出力電流制御値よりも大きい出力電流制御値を設定す
る出力電流制御値設定手段と、出力開始後に出力電圧を
逐次監視する出力電圧監視手段と、出力電圧が所定値以
上となった後に前記出力電流制御値を所望の値に再設定
する出力電流制御値再設定手段とを具備したことを特徴
とする電源回路。
【請求項１１】負荷電流を検出する負荷電流検出手段
と、該負荷電流検出手段からの出力に応じて変圧器の入
力電圧または駆動ＰＷＭ（パルス幅変調）のオン時間も
しくはオンデューティを制御して前記負荷電流が所定値
となるように出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、
該出力電圧制御手段により制御された出力電圧を検出す
る出力電圧検出手段とを有する電源回路において、前記
出力電圧制御手段の起動／停止を制御する起動／停止制
御手段と、所定の出力電流制御値を設定する出力電流制
御値設定手段とを具備し、所望の電圧が得られるように
初めに前記出力電圧制御手段を起動させ、その後、該出
力電圧制御手段を停止させると共に、所定の出力電流制
御値を設定し、定電流制御を開始することを特徴とする
電源回路。
【請求項１２】負荷電流を検出する負荷電流検出手段
と、該負荷電流検出手段からの出力に応じて変圧器の入
力電圧または駆動ＰＷＭ（パルス幅変調）のオン時間も
しくはオンデューティを制御して前記負荷電流が所定値
となるように出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、
前記負荷電流を検出する負荷電流検出手段とを有する電
源回路において、出力動作が開始して所定時間経過後に
前記負荷電流検出手段の検出値が所定値以下となった場
合出力動作を停止または中断するように制御する出力動
作制御手段を具備したことを特徴とする電源回路。
【請求項１３】負荷電流を検出する負荷電流検出手段
と、該負荷電流検出手段からの出力に応じて変圧器の入
力電圧または駆動ＰＷＭ（パルス幅変調）のオン時間も
しくはオンデューティを制御して前記負荷電流が所定値
となるように出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、
前記負荷電流を検出する負荷電流検出手段とを有する電
源回路において、出力動作が開始して所定時間経過後に
前記負荷電流検出手段の検出値が所定値以下となった場
合その旨を電源回路の動作を指示する外部装置に通知す
る通知手段を具備したことを特徴とする電源回路。