JP2003052176A - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置

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JP2003052176A JP2001238199A JP2001238199A JP2003052176A JP 2003052176 A JP2003052176 A JP 2003052176A JP 2001238199 A JP2001238199 A JP 2001238199A JP 2001238199 A JP2001238199 A JP 2001238199A JP 2003052176 A JP2003052176 A JP 2003052176A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 出力電圧検出回路１５で検出される２次側出
力電圧に応答して、制御回路１４が主スイッチング素子
Ｑのデューティを制御することによって前記出力電圧を
安定化するようにしたＰＷＭ方式のスイッチング電源装
置１１において、電源投入時に前記制御回路１４の動作
を開始させる起動回路の損失を低減する。 【解決手段】 フィルタコンデンサＣ１，Ｃ２およびフ
ィルタコイルＬによって構成されるＥＭＩ対策用のフィ
ルタ回路に関連して、Ｃ１，Ｃ２の電荷を速やかに放電
し、事故を未然に防止するために設けられけられる放電
抵抗Ｒ１を２つの直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に分割し、そ
の接続点の電圧を起動抵抗Ｒ２を介して前記制御回路１
４の電源用のコンデンサＣ５に与える。したがって、概
略入力交流電圧の実効値の１／２の電圧から起動電流を
供給することになり、起動回路の損失を低減することが
できる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータとして好適に実施されるスイッチング電源
装置に関し、特にその起動回路の損失の低減に関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯型小型電子機器などに用いられ、商
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流を、たとえ
ば数百ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングし、小型の変
圧器で所望とする電圧に高効率に変換するようにしたス
イッチング電源装置が広く用いられている。
【０００３】図１４は、典型的な従来技術のスイッチン
グ電源装置１の電気回路図である。このスイッチング電
源装置１は、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式でフライバッ
ク方式のスイッチング電源装置であり、ターミナルｐ
１，ｐ２間に与えられる交流電圧は、ヒューズ２と、フ
ィルタコンデンサｃ１，ｃ２およびフィルタコイルｌに
よって構成されるＥＭＩ対策用のフィルタ回路と、放電
抵抗ｒ１とを経た後、ダイオードブリッジ３および平滑
コンデンサｃ３によって整流・平滑化される。こうして
得られた直流電圧は、変圧器ｎの１次巻線ｎ１とＦＥＴ
から成る主スイッチング素子ｑとの直流回路に与えら
れ、前記主スイッチング素子ｑが後述するように制御回
路４によって前記高周波でスイッチングされることで、
前記変圧器ｎの２次巻線ｎ２に、主スイッチング素子ｑ
のｏｆｆ時に誘起電圧が発生する。前記誘起電圧は、ダ
イオードｄ１および平滑コンデンサｃ４によって整流・
平滑化され、ターミナルｐ３，ｐ４から図示しない負荷
へ出力される。
【０００４】前記放電抵抗ｒ１は、たとえばＡＣコンセ
ントを引抜いた時に、前記フィルタコンデンサｃ１，ｃ
２の充電状態が維持されているとプラグから感電する虞
があるので、該フィルタコンデンサｃ１，ｃ２の電荷を
速やかに放電し、事故を未然に防止するために設けられ
ている。
【０００５】前記ターミナルｐ３，ｐ４からの出力電圧
は、出力電圧検出回路５によって監視されており、その
検出結果をフォトカプラｐｃのフォトダイオードｄ２か
らフォトトランジスタｔｒへ送出し、１次側の前記制御
回路４にフィードバックする。制御回路４は、フィード
バックされた出力電圧の情報を基に、主スイッチング素
子ｑのデューティを制御し、こうして該スイッチング電
源装置１の出力電圧が安定化されている。
【０００６】一方、制御回路４の電源として、コンデン
サｃ５が設けられている。前記コンデンサｃ５には、前
記ダイオードブリッジ３および平滑コンデンサｃ３で整
流・平滑化された直流電圧が起動抵抗ｒ２，ｒ３を介し
て与えられる。したがってターミナルｐ１，ｐ２に交流
電源が接続されて該スイッチング電源装置１が起動する
と、コンデンサｃ５の充電電圧が徐々に上昇してゆき、
制御回路４の動作開始電圧に到達すると、該制御回路４
は動作を開始し、主スイッチング素子ｑに制御信号を送
出し、上述のようなスイッチング動作を開始する。
【０００７】また、前記コンデンサｃ５は、前記変圧器
ｎの副巻線ｎ３に誘起された電圧がダイオードｄ３を介
して与えられることでも充電される。したがって、前記
起動後は、このダイオードｄ３を介して供給される電流
を主電源として、制御回路４が動作を継続する。さらに
また、前記コンデンサｃ５には、制御回路４の低消費電
流モードにおいて、起動抵抗ｒ２，ｒ３による該コンデ
ンサｃ５の充電電圧が前記制御回路４の定格電圧を超え
ないように、並列に、保護用のツェナダイオードｚｄが
設けられている。
【０００８】前記低消費電流モードは、電源立上げ時
に、コンデンサｃ５の充電電圧が低いために制御回路４
が誤動作しないようにその動作を停止しているモードで
あり、内蔵の低電圧誤動作防止回路が、電源投入から前
記コンデンサｃ５の充電電圧が所定の動作開始電圧に立
上がるまでの期間、動作を停止させることで実現され、
該動作停止期間は、殆ど電流を消費しなくなる。また、
スイッチング電源装置の定常動作中に、何らかの要因で
電源電圧が動作下限電圧以下に低下しても、前記低電圧
誤動作防止回路が働き、前記低消費電流モードとなる。
そして、前記動作開始電圧は、前記動作下限電圧より高
い値に設定され、安定動作が保証されている。
【０００９】前記主スイッチング素子ｑには直列に電流
検出抵抗ｒ４が接続されており、該主スイッチング素子
ｑを流れる電流が電圧に変換された後、抵抗ｒ５および
コンデンサｃ６から成るノイズ除去用のローパスフィル
タを介して、前記制御回路４の過電流検知用の電流検出
端子ａに電圧Ｖａとして入力される。前記電圧Ｖａのピ
ークが予め定める過電流検知レベルを超えると、制御回
路４は、主スイッチング素子ｑのスイッチング動作を停
止し、前記ターミナルｐ３，ｐ４から定格以上の出力電
流が引出され、主スイッチング素子ｑが破壊してしまう
ことを防止する過電流保護動作を行う。このとき、制御
回路４は、低消費電流モードとなり、該制御回路４での
消費電流が大幅に減少する。
【００１０】前記ローパスフィルタは、主スイッチング
素子ｑのターンｏｎの瞬間に流れる急峻な電流によって
前記電圧Ｖａが予め定める過電流検知レベルを超えてし
まい、誤動作してしまうことを防止するために挿入され
ている。
【００１１】また、前記コンデンサｃ６は、バイアス抵
抗ｒ６，ｒ７を介して前記平滑コンデンサｃ３からの直
流電圧によって充電されるとともに、主スイッチング素
子ｑのｏｆｆ時には、前記抵抗ｒ５および電流検出抵抗
ｒ４によって放電される。したがって、バイアス抵抗ｒ
６，ｒ７は、前記コンデンサｃ６を、 Ｖａ＝√２Ｖａｃ×（ｒ５＋ｒ４）／（ｒ６＋ｒ７＋ｒ
５＋ｒ４） で充電し、前記制御回路４の電流検出端子ａをバイアス
する。そして、主スイッチング素子ｑの電流による電流
検出抵抗ｒ４の電圧上昇分が上式に重畳されて、前述の
ように制御回路４の電流検出端子ａに与えられることに
なる。
【００１２】したがって、出力短絡などで予め定める時
間以上主スイッチング素子ｑがｏｎし続け、充電され続
けると、バイアス抵抗ｒ６，ｒ７による充電によって前
記電圧Ｖａが前記過電流検出レベルを超え、主スイッチ
ング素子ｑをｏｆｆ駆動する短絡保護動作が行われる。
【００１３】また、前記バイアス抵抗ｒ６，ｒ７が設け
られていない場合には、入力交流電圧が、たとえば１０
０Ｖとして過電流検出レベルを設定すると、２００Ｖに
なると、より大きなレベルでないと過電流保護動作が行
われなくなってしまう。したがって、前記バイアス抵抗
ｒ６，ｒ７を設け、入力交流電圧に応じてバイアス電圧
値を変化することで、過電流検出レベルを略一定にする
こともできる。
【００１４】前記変圧器ｎの１次巻線ｎ１には、並列
に、前記主スイッチング素子ｑのｏｆｆ時に該１次巻線
ｎ１に発生する逆起電力を吸収するために、ダイオード
ｄ４およびコンデンサｃ７から成る直列回路が接続さ
れ、また前記コンデンサｃ７には並列に、該コンデンサ
ｃ７に一旦蓄積された電荷を消費するための抵抗ｒ８が
接続されている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
るスイッチング電源装置１において、前記電流検出抵抗
ｒ４等による過電流保護動作を実現するにあたって、タ
ーミナルｐ１，ｐ２へ入力される交流電圧の差によっ
て、たとえば１００Ｖが入力される場合に比べて、２０
０Ｖが入力される場合には、主スイッチング素子ｑを流
れる電流は略半分になるので、１００Ｖの場合の過電流
検出レベルでは、２００Ｖの場合は保護機能が働かなく
なってしまう。このため、前記入力交流電圧の差による
影響を補正するために、前述のようにバイアス抵抗ｒ
６，ｒ７によって前記電流検出端子ａをバイアスし、入
力交流電圧値に応じてバイアス量を変化させている。
【００１６】しかしながら、これらのバイアス抵抗ｒ
６，ｒ７を始め、起動抵抗ｒ２，ｒ３が高電圧である前
記ダイオードブリッジ３および平滑コンデンサｃ３から
の直流電圧の出力端に接続されているので、これらの抵
抗ｒ２，ｒ３；ｒ６，ｒ７による消費電力が大きく、ス
イッチング電源装置の電力変換効率を劣化させてしまう
という問題がある。また、他の従来技術には、前記起動
抵抗ｒ２，ｒ３をＡＣライン、すなわちターミナルｐ
１，ｐ２に接続されたラインに接続しているものもある
けれども、高電圧部分に接続されている点では、大きな
差異はない。
【００１７】本発明の目的は、起動回路の損失を低減す
ることができるスイッチング電源装置を提供することで
ある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、入力交流電圧を整流回路で整流した直流電圧
を主スイッチング素子でスイッチングし、制御手段が、
２次側からフィードバックされる出力電圧情報に応じて
前記スイッチングを制御することで、前記出力電圧を所
望とする値に安定化するようにしたスイッチング電源装
置において、前記整流回路の入力側に介在される複数の
直列抵抗と、前記直列抵抗の接続点から前記制御手段へ
起動用の電流を供給する起動抵抗とを含むことを特徴と
する。
【００１９】上記の構成によれば、制御手段の電源とし
て、整流回路で整流した直流電圧を平滑化して用いる
と、制御手段へ与えられる電圧は、入力交流電圧のピー
ク値、すなわち実効値をＶａｃとすると、√２Ｖａｃの
直流電圧となるのに対して、入力側に介在される複数の
直列抵抗の接続点から取出して平滑化した電圧を用いる
と、前記直列抵抗による概略入力交流電圧の実効値の分
圧値となり、分圧値をＮとすると、制御手段へ与えられ
る電圧は、｜（√２Ｖａｃ×ｓｉｎωｔ）／Ｎ｜とな
り、たとえばＮ＝２とすると、｜（Ｖａｃ×ｓｉｎω
ｔ）／√２｜となる。
【００２０】したがって、起動抵抗による損失を低減
し、該スイッチング電源装置の電力変換効率を向上する
ことができる。
【００２１】また、本発明のスイッチング電源装置で
は、前記直列抵抗は、入力交流電圧のオフ時にフィルタ
コンデンサの電荷を放電するための放電抵抗であること
を特徴とする。
【００２２】上記の構成によれば、直列抵抗として新た
な抵抗を設ける必要はなく、部品点数を削減することが
できる。また、後述するとおり、所望とする放電時定数
を得ることができる該放電抵抗の抵抗値が大きい場合に
は、起動抵抗を省略することもできる。
【００２３】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、前記直列抵抗の接続点を前記整流回路であるダイ
オードブリッジの直流ローレベル側の端子に接続する抵
抗を備え、前記起動抵抗に代えて、制御回路の電源側か
ら前記抵抗を介する整流回路への逆流を防止するダイオ
ードが用いられることを特徴とする。
【００２４】上記の構成によれば、直列抵抗の接続点ま
での抵抗値を等しく、かつ該直列抵抗抵抗の抵抗値を調
整することによって、前記接続点の電圧を低下させ、制
御回路の定格電圧以下に調整することができる。
【００２５】したがって、起動抵抗を省略し、該起動抵
抗による損失を削減することができるとともに、制御回
路の電源電圧の過上昇を防止するためのツェナダイオー
ドを省略することもできる。また、フィルタコンデンサ
容量に拘わらず、起動抵抗を省略することができる。
【００２６】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記ダイオードに直列に、電源立ち上げ時にオンし、定
常動作に入るとオフするスイッチ回路を設けることを特
徴とする。
【００２７】上記の構成によれば、起動回路にスイッチ
回路を挿入して低損失化するにあたって、抵抗によって
直列抵抗の接続点がダイオードブリッジの直流ローレベ
ル側の端子に接続されて、その電圧が低電圧であるの
で、低耐圧のスイッチ回路を使用することができ、製造
コストを低減することができる。
【００２８】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置では、前記スイッチ回路は、前記ダイオードに直列に
設けられるＮＰＮ型の第１のトランジスタと、前記トラ
ンジスタのコレクタ−ベース間に設けられるバイアス抵
抗と、前記トランジスタのベースとローレベルの電源ラ
インとの間に設けられるＮＰＮ型の第２のトランジスタ
と、変圧器の副巻線に発生した誘起電圧を整流・平滑化
して前記第２のトランジスタのベースに与える整流・平
滑化回路とを備えることを特徴とする。
【００２９】上記の構成によれば、電源立ち上げ時に
は、整流・平滑化回路の出力電圧は低く、第２のトラン
ジスタはオフしており、第１のトランジスタはバイアス
抵抗から供給されるべース電流によってオンする。した
がって、ダイオードから制御手段の電源側へ電流が供給
され、制御手段が動作を開始する。これによって、変圧
器の副巻線に誘起電圧が発生すると、該電圧が整流・平
滑化されて第２のトランジスタに与えられ、該第２のト
ランジスタがオンして前記バイアス抵抗からの電流をバ
イパスし、第１のトランジスタがオフして制御手段の電
源側への電流供給が停止される。
【００３０】こうして、前記スイッチ回路の動作を実現
することができる。
【００３１】また、本発明のスイッチング電源装置で
は、前記スイッチ回路は、前記ダイオードに直列に設け
られるＰＮＰ型のトランジスタと、変圧器の副巻線に発
生した誘起電圧を整流・平滑化して前記トランジスタの
ベースに与える整流・平滑化回路とを備えることを特徴
とする。
【００３２】上記の構成によれば、電源立ち上げ時に
は、整流・平滑化回路の出力電圧は低く、トランジスタ
はオンし、ダイオードから制御手段の電源側へ電流が供
給され、制御手段が動作を開始する。これによって、変
圧器の副巻線に誘起電圧が発生すると、該電圧が整流・
平滑化されてトランジスタに与えられ、該トランジスタ
がオフして制御手段の電源側への電流供給が停止され
る。
【００３３】こうして、前記スイッチ回路の動作を実現
することができる。
【００３４】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、前記直列抵抗の接続点を前記整流回路であるダイ
オードブリッジの直流ローレベル側の端子に接続するツ
ェナダイオードを備えることを特徴とする。
【００３５】上記の構成によれば、直列抵抗の接続点ま
での抵抗値を等しく、かつ該直列抵抗の抵抗値を調整す
ることによって、前記接続点の電圧を低下させ、制御回
路の定格電圧以下に調整することができる。
【００３６】したがって、起動抵抗を省略し、該起動抵
抗による損失を削減することができるとともに、制御回
路の電源電圧の過上昇を防止するためのツェナダイオー
ドを省略することもできる。
【００３７】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記直列抵抗の接続点の電圧を、前記ダイオードととも
に整流・平滑化するコンデンサと、前記コンデンサの充
電電圧を前記制御手段の動作電源として供給する電流制
限抵抗と、前記コンデンサの充電電圧を前記制御手段へ
のバイアス電圧として供給するバイアス抵抗とを備える
ことを特徴とする。
【００３８】上記の構成によれば、従来のスイッチング
電源装置ではダイオードブリッジの出力端子から供給さ
れて高くなっていたバイアス電圧を、コンデンサからの
低い充電電圧から供給する。したがって、バイアス抵抗
の損失をも低減することができる。
【００３９】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、前記直列抵抗の接続点の電圧を、前記ダイオード
からコンデンサを介して前記制御手段の動作電源として
供給することを特徴とする。
【００４０】上記の構成によれば、スイッチング電源装
置の立ち上げ時には前記コンデンサは放電しており、そ
の充電電流が起動電流となって制御手段の動作電源に供
給されるのに対して、制御手段が動作を開始し、定常動
作状態に入る頃には、前記コンデンサの充電が完了し、
前記起動電流が流れないことになる。
【００４１】したがって、コンデンサに、起動電流をオ
ン／オフするスイッチ回路と同様の働きを行わせること
ができる。
【００４２】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記ダイオードとコンデンサとの接続点の電圧を前記制
御手段へのバイアス電圧として供給するバイアス抵抗を
備えることを特徴とする。
【００４３】上記の構成によれば、従来のスイッチング
電源装置ではダイオードブリッジの出力端子から供給さ
れて高くなっていたバイアス電圧を、コンデンサからの
低い充電電圧から供給する。したがって、バイアス抵抗
の損失をも低減することができる。
【００４４】
【発明の実施の形態】本発明の実施の第１の形態につい
て、図１〜図３に基づいて説明すれば、以下のとおりで
ある。
【００４５】図１は、本発明の実施の第１の形態のスイ
ッチング電源装置１１の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置１１は、ＰＷＭ方式でフライバック方式
のスイッチング電源装置であり、ターミナルＰ１，Ｐ２
間に与えられる交流電圧は、ヒューズ１２と、フィルタ
コンデンサＣ１，Ｃ２およびフィルタコイルＬによって
構成されるＥＭＩ対策用のフィルタ回路と、放電抵抗Ｒ
１とを経た後、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４から成るダイ
オードブリッジ１３および平滑コンデンサＣ３によって
整流・平滑化される。
【００４６】こうして得られた直流電圧は、変圧器Ｎの
１次巻線Ｎ１とＦＥＴから成る主スイッチング素子Ｑと
の直流回路に与えられ、前記主スイッチング素子Ｑが後
述するように制御回路１４によって高周波でスイッチン
グされることで、前記変圧器Ｎの２次巻線Ｎ２に、主ス
イッチング素子Ｑのｏｆｆ時に誘起電圧が発生する。前
記誘起電圧は、ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ
４によって整流・平滑化され、ターミナルＰ３，Ｐ４か
ら図示しない負荷へ出力される。
【００４７】前記放電抵抗Ｒ１は、たとえばＡＣコンセ
ントを引抜いた時に、前記フィルタコンデンサＣ１，Ｃ
２の充電状態が維持されているとプラグから感電する虞
があるので、該フィルタコンデンサＣ１，Ｃ２の電荷を
速やかに放電し、事故を未然に防止するために設けられ
ている。
【００４８】前記ターミナルＰ３，Ｐ４からの出力電圧
は、出力電圧検出回路１５によって監視されており、そ
の検出結果をフォトカプラＰＣのフォトダイオードＤ２
からフォトトランジスタＴＲ１へ送出し、１次側の前記
制御回路１４にフィードバックする。制御回路１４は、
フィードバックされた出力電圧の情報を基に、主スイッ
チング素子Ｑのデューティを制御し、こうして該スイッ
チング電源装置１１の出力電圧が安定化されている。
【００４９】一方、制御回路１４の電源としてコンデン
サＣ５が設けられている。注目すべきは、本発明では、
前記放電抵抗Ｒ１は、前記ダイオードブリッジ１３の入
力端子間、すなわち商用電源の電源ライン間に介在され
る２つの直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に分割されており、前
記コンデンサＣ５には、該直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接
続点の電圧が、起動抵抗Ｒ２を介して与えられることで
ある。したがってターミナルＰ１，Ｐ２に交流電源が接
続され、該スイッチング電源装置１１が起動すると、前
記コンデンサＣ５の充電電圧は徐々に上昇してゆき、制
御回路１４の動作開始電圧に到達すると、該制御回路１
４は動作を開始し、主スイッチング素子Ｑに制御信号を
送出し、上述のようなスイッチング動作を開始する。
【００５０】また、前記コンデンサＣ５は、前記変圧器
Ｎの副巻線Ｎ３に誘起された電圧がダイオードＤ３を介
して与えられることで充電される。したがって、前記起
動後は、このダイオードＤ３を介して供給される電流を
主電源として、制御回路１４が動作を継続する。さらに
また、前記コンデンサＣ５には、制御回路１４の低消費
電流モードにおいて、起動抵抗Ｒ２による該コンデンサ
Ｃ５の充電電圧が前記制御回路１４の定格電圧を超えな
いように、並列に、保護用のツェナダイオードＺＤ１が
設けられている。
【００５１】前記主スイッチング素子Ｑには直列に電流
検出抵抗Ｒ４が接続されており、該主スイッチング素子
Ｑを流れる電流が電圧に変換された後、抵抗Ｒ５および
コンデンサＣ６から成るノイズ除去用のローパスフィル
タを介して前記制御回路１４の電流検出端子ａに電圧Ｖ
ａとして入力される。前記電圧Ｖａのピークが予め定め
る過電流検出レベルを超えると、前記制御回路１４は、
主スイッチング素子Ｑのスイッチング動作を停止するこ
とで、前記ターミナルＰ３，Ｐ４から定格以上の出力電
流が引出され、主スイッチング素子Ｑが破壊してしまう
ことを防止する過電流保護動作が行われる。このとき、
制御回路１４は、低消費電流モードとなり該制御回路１
４での消費電流が大幅に減少する。
【００５２】また、前記コンデンサＣ６は、バイアス抵
抗Ｒ６，Ｒ７を介して前記平滑コンデンサＣ３からの直
流電圧によって充電されるとともに、主スイッチング素
子Ｑのｏｆｆ時には、前記抵抗Ｒ５および電流検出抵抗
Ｒ４によって放電される。このバイアス抵抗Ｒ６，Ｒ７
による制御回路１４の電流検出端子ａのバイアスのため
の構成は、前述のスイッチング電源装置１と同様であ
る。したがって、予め定める時間以上主スイッチング素
子Ｑがｏｎし続け、充電され続けると前記電圧Ｖａが前
記過電流検出レベルを超え、主スイッチング素子Ｑをｏ
ｆｆ駆動する短絡保護動作が行われる。
【００５３】前記変圧器Ｎの１次巻線Ｎ１には、並列
に、前記主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ時に該１次巻線
Ｎ１に発生する逆起電力を吸収するために、ダイオード
Ｄ４およびコンデンサＣ７から成る直列回路が接続さ
れ、また前記コンデンサＣ７には並列に、該コンデンサ
Ｃ７に一旦蓄積された電荷を消費するための抵抗Ｒ８が
接続されている。
【００５４】上述のように構成されるスイッチング電源
装置１１において、本発明では、前述のようにダイオー
ドブリッジ１３の入力端子側に設けられる放電抵抗Ｒ１
を２つの直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に分割形成し、その接
続点間の電圧を起動抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ５に
与えている。したがって、該スイッチング電源装置１１
のターミナルＰ１，Ｐ２に交流電圧が与えられる該スイ
ッチング電源装置１１の立ち上げ時において、入力交流
電圧の極性が、たとえばターミナルＰ１側が正で、ター
ミナルＰ２側が負となる場合、図２において参照符Ｉｓ
で示すように、ターミナルＰ１−ヒューズ１２−フィル
タコイルＬの一方の巻線−直列抵抗Ｒ１１−起動抵抗Ｒ
２−コンデンサＣ５−ダイオードブリッジ１３内のダイ
オードＤ１１−フィルタコイルＬの他方の巻線−ターミ
ナルＰ２の順に電流が流れ、コンデンサＣ５を充電す
る。
【００５５】また、図２において参照符Ｉｈで示すよう
に、ターミナルＰ１−ヒューズ１２−フィルタコイルＬ
の一方の巻線−直列抵抗Ｒ１１−直列抵抗Ｒ１２−フィ
ルタコイルＬの他方の巻線−ターミナルＰ２の順にも電
流が流れる。この場合の等価回路を、図３（ａ）に示
す。なお、図２および図３では、ダイオードブリッジ１
３から平滑コンデンサＣ３へ流入する電流は省略してい
る。
【００５６】これに対して、ターミナルＰ１側が負で、
ターミナルＰ２側が正となる場合、図３（ｂ）において
参照符Ｉｓで示すように、ターミナルＰ２−フィルタコ
イルＬの他方の巻線−直列抵抗Ｒ１２−起動抵抗Ｒ２−
コンデンサＣ５−ダイオードブリッジ１３内のダイオー
ドＤ１２−フィルタコイルＬの一方の巻線−ヒューズ１
２−ターミナルＰ１の順に電流が流れ、コンデンサＣ５
を充電する。また、参照符Ｉｈで示すように、ターミナ
ルＰ２−フィルタコイルＬの他方の巻線−直列抵抗Ｒ１
２−直列抵抗Ｒ１１−フィルタコイルＬの一方の巻線−
ヒューズ１２−ターミナルＰ１の順にも電流が流れる。
【００５７】このコンデンサＣ５の充電期間において、
制御回路１４は低消費電流モードで動作しており、殆ど
電流を消費しない。したがって、充電電圧が上昇してゆ
き、制御回路１４の動作開始電圧のレベルに到達する
と、該制御回路１４は動作を開始し、前記主スイッチン
グ素子Ｑに制御信号を送出し、負荷への電力供給を開始
する。これと同時に、変圧器Ｎの副巻線Ｎ３に誘起電圧
が発生し、該誘起電圧がダイオードＤ３およびコンデン
サＣ５によって整流・平滑化され、以降は前述のように
該コンデンサＣ５の充電電圧を主電源として制御回路１
４が動作する。
【００５８】しかしながら、この動作開始の後も、直列
抵抗Ｒ１１またはＲ１２から起動抵抗Ｒ２を介する前述
の経路で、コンデンサＣ５へ充電電流が供給され、該抵
抗Ｒ１１，Ｒ１２；Ｒ２にジュール損が発生するけれど
も、前述の図１４で示す従来のスイッチング電源装置１
に比べて、その損失は少なくなる。
【００５９】すなわち、前述のスイッチング電源装置１
では、起動抵抗ｒ２，ｒ３を介して供給される起動電流
によってコンデンサｃ５が制御回路４の動作開始電圧に
到達すると該制御回路４は動作を開始する。したがっ
て、これらの起動抵抗ｒ２，ｒ３の抵抗値を大きくする
と損失を少なくできるけれども、電源立上げに要する時
間が長くなり、この立上げ時間をあまり長くすると、操
作上、違和感が生じる。
【００６０】一方、コンデンサｃ５には、制御回路４の
動作開始から、変圧器Ｎの副巻線Ｎ３に誘起される電流
が供給されるまでには多少の遅れ時間が発生するので、
その間、該コンデンサｃ５から放電する電流によって制
御回路４の動作を維持する必要があり、容量を小さくす
ると前記電源立上げに要する時間を短くすることができ
るけれども、制御回路４が動作を開始してしまうと、そ
の消費電流は前記起動抵抗ｒ２，ｒ３を介して供給され
る起動電流を超えてしまい、制御回路４の動作を維持で
きなくなってしまう。
【００６１】このため、変圧器Ｎの副巻線Ｎ３から電流
が供給されるまでにコンデンサｃ５の充電電圧が制御回
路４の動作可能な下限電圧以下に低下しないように保証
する必要があり、前記起動抵抗ｒ２，ｒ３の抵抗値をあ
まり大きくすることはできない。
【００６２】そこで、起動時にコンデンサｃ５，Ｃ５に
同じ電流を供給すると考えて、図１４のスイッチング電
源装置１では、入力交流電圧の実効値をＶａｃとする
と、√２Ｖａｃ、すなわちピーク値の直流電圧から起動
電流を供給しているのに対して、このスイッチング電源
装置１１では、直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値が相互
に等しいとして、Ｉｈ≫Ｉｓとし、ダイオードＤ１１，
Ｄ１２の順方向の電圧降下を無視すると、｜（√２Ｖａ
ｃ×ｓｉｎωｔ）／２｜＝｜（Ｖａｃ×ｓｉｎωｔ）／
√２｜すなわち、概略、入力交流電圧の実効値Ｖａｃの
１／２の電圧から起動電流を供給することになる。した
がって、コンデンサｃ５への電流制限抵抗である図１４
の起動抵抗ｒ２，ｒ３による損失よりも、コンデンサＣ
５への電流制限抵抗である抵抗Ｒ１１，Ｒ１２；Ｒ２に
よる損失を小さくすることができる。こうして、起動回
路の損失を低減することができる。
【００６３】たとえば、上記のようにパルス幅変調方式
でフライバック方式のスイッチング電源装置において、
図１４と図１とを比較して、Ｖａｃ＝１００Ｖ、コンデ
ンサｃ５：Ｃ５の容量値を共に２２μＦ、フィルタコン
デンサｃ１，ｃ２：Ｃ１，Ｃ２の合成容量値を共に０．
５７μＦ、抵抗ｒ２，ｒ３の直列抵抗値を２００ｋΩ、
放電抵抗ｒ１の抵抗値を５６０ｋΩ、直列抵抗Ｒ１１，
Ｒ１２の抵抗値をそれぞれ２７０ｋΩ、起動抵抗Ｒ２の
抵抗値を２７０ｋΩとした場合、無負荷時の入力電力
は、図１４の従来のスイッチング電源装置１では８５ｍ
Ｗであるのに対して、図１の本発明のスイッチング電源
装置１１では７５ｍＷまで削減することができる。
【００６４】また、直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２として新た
な抵抗を設ける必要はなく、部品点数を削減することが
できる。
【００６５】なお、放電抵抗Ｒ１を構成する直列抵抗Ｒ
１１，Ｒ１２の抵抗値は、先ずフィルタコンデンサＣ
１，Ｃ２との間の放電時定数によって該放電抵抗Ｒ１全
体の抵抗値が設定された後に、それを２分した値に設定
される。後述するとおり、所望とする放電時定数を得る
ことができる該放電抵抗Ｒ１の抵抗値が大きい場合に
は、起動抵抗Ｒ２を省略することもできる。
【００６６】前記ターミナルＰ１，Ｐ２を電源から切離
した場合のコンデンサＣ１，Ｃ２の放電時定数は、 （Ｃ１＋Ｃ２）×（Ｒ１１＋Ｒ１２） となる。
【００６７】本発明の実施の第２の形態について、図４
および図５に基づいて説明すれば、以下のとおりであ
る。
【００６８】図４は、本発明の実施の第２の形態のスイ
ッチング電源装置２１の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置２１は、前述のスイッチング電源装置１
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。注目すべきは、このスイッチ
ング電源装置２１では、直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続
点が抵抗Ｒ１３を介してダイオードブリッジ１３の直流
ローレベル側の端子に接続されるとともに、これに対応
して前記起動抵抗Ｒ２に代えてダイオードＤ４が用いら
れることである。すなわち、直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の
接続点を抵抗Ｒ１３を介してダイオードブリッジ１３の
直流ローレベル側の端子に接続すると、入力交流電圧の
電圧レベルの低い期間にコンデンサＣ５の充電電荷が該
抵抗Ｒ１３を介して放電されて余分な損失が生じるの
で、前記起動抵抗Ｒ２に代えてダイオードＤ４が用いら
れる。該損失が少なく、容認できる場合は、ダイオード
Ｄ４を省略し、直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点とコン
デンサＣ５との間を直接に結んでもよい。
【００６９】このように構成することによって、電源立
ち上げ時、すなわちコンデンサＣ５の充電電圧が低いと
きにはコンデンサＣ５の充電の経路は前述と同様になる
けれども、コンデンサＣ５の充電電圧が立ち上がると、
入力交流電圧の極性が、たとえばターミナルＰ１側が正
で、ターミナルＰ２側が負となる場合、図５（ａ）にお
いて参照符Ｉｓで示すように、ターミナルＰ１−ヒュー
ズ１２−フィルタコイルＬの一方の巻線−直列抵抗Ｒ１
１−ダイオードＤ４−コンデンサＣ５−ダイオードブリ
ッジ１３内のダイオードＤ１１−フィルタコイルＬの他
方の巻線−ターミナルＰ２の順に電流が流れ、コンデン
サＣ５を充電する。
【００７０】また、図５（ａ）において参照符Ｉｈ１で
示すように、ターミナルＰ１−ヒューズ１２−フィルタ
コイルＬの一方の巻線−直列抵抗Ｒ１１−抵抗Ｒ１３−
ダイオードブリッジ１３内のダイオードＤ１１−フィル
タコイルＬの他方の巻線−ターミナルＰ２の順に電流が
流れるとともに、参照符Ｉｈ２で示すように、ターミナ
ルＰ１−ヒューズ１２−フィルタコイルＬの一方の巻線
−直列抵抗Ｒ１１−直列抵抗Ｒ１２−フィルタコイルＬ
の他方の巻線−ターミナルＰ２の順に電流が流れる。
【００７１】これに対して、ターミナルＰ１側が負で、
ターミナルＰ２側が正となる場合、図５（ｂ）において
参照符Ｉｓで示すように、ターミナルＰ２−フィルタコ
イルＬの他方の巻線−直列抵抗Ｒ１２−ダイオードＤ４
−コンデンサＣ５−ダイオードブリッジ１３内のダイオ
ードＤ１２−フィルタコイルＬの一方の巻線−ヒューズ
１２−ターミナルＰ１の順に電流が流れ、コンデンサＣ
５を充電する。また、参照符Ｉｈ１で示すように、ター
ミナルＰ２−フィルタコイルＬの他方の巻線−直列抵抗
Ｒ１２−抵抗Ｒ１３−ダイオードブリッジ１３内のダイ
オードＤ１２−−フィルタコイルＬの一方の巻線−ヒュ
ーズ１２−ターミナルＰ１の順にも電流が流れるととも
に、参照符Ｉｈ２で示すように、ターミナルＰ２−フィ
ルタコイルＬの他方の巻線−直列抵抗Ｒ１２−直列抵抗
Ｒ１１−フィルタコイルＬの他方の巻線−ターミナルＰ
２の順にも電流が流れる。
【００７２】ここで、入力交流電圧の実効値をＶａｃと
し、前記のとおりＩｈ≫Ｉｓとし、ダイオードＤ１１，
Ｄ１２の順方向の電圧降下を無視すると、前記直列抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の電圧は、
【００７３】
【数１】
【００７４】となる。Ｒ１１＝Ｒ１２に設定すること
で、入力交流電圧の極性によって上記電圧が変動するこ
とはない。
【００７５】したがって、直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵
抗値を等しく、かつ該直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２に対して
抵抗Ｒ１３の抵抗値を調整することによって、直列抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の電圧を、図１の構成からさら
に低下させ、制御回路１４の定格電圧以下に調整するこ
とができる。これによって、電流制限抵抗である起動抵
抗Ｒ２を省略し、該起動抵抗Ｒ２による損失を削減する
のみならず、前述のコンデンサＣ５の充電電圧の過上昇
を防止するためのツェナダイオードＺＤ１を省略するこ
ともできる。
【００７６】たとえば、前記図１と同様に、Ｖａｃ＝１
００Ｖ、コンデンサＣ５の容量値を２２μＦ、フィルタ
コンデンサＣ１，Ｃ２の合成容量値を０．５７μＦ、直
列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値をそれぞれ３３０ｋΩ、
起動抵抗Ｒ２の抵抗値を１００ｋΩとした場合、無負荷
時の入力電力は、７０ｍＷまで削減することができる。
【００７７】また、前述のスイッチング電源装置１１で
は、フィルタコンデンサＣ１，Ｃ２との間で、後述する
とおり、所望とする放電時定数を得ることができる放電
抵抗Ｒ１の抵抗値が大きい場合に電流制限抵抗である起
動抵抗Ｒ２を省略することができたのに対して、このス
イッチング電源装置２１では、放電抵抗Ｒ１の抵抗値が
小さい場合にも前記起動抵抗Ｒ２を省略することができ
る。
【００７８】前記ターミナルＰ１，Ｐ２を電源から切離
した場合のコンデンサＣ１，Ｃ２の放電時定数は、
【００７９】
【数２】
【００８０】となる。Ｒ１１＝Ｒ１２に設定すること
で、電源切離し時におけるコンデンサＣ１，Ｃ２の充電
極性によって、上記値が変動することはない。
【００８１】本発明の実施の第３の形態について、図６
〜図９に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００８２】図６は、本発明の実施の第３の形態のスイ
ッチング電源装置３１の概略的構成を示す図である。こ
のスイッチング電源装置３１は、前述のスイッチング電
源装置２１に類似し、対応する部分には同一の参照符号
を付して、その説明を省略する。注目すべきは、このス
イッチング電源装置３１では、直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２
の接続点をコンデンサＣ５に接続するダイオードＤ４に
直列に、スイッチ回路３２を追加していることである。
このスイッチ回路３２は、電源立ち上げ時にオンし、前
述の通り変圧器Ｎの副巻線Ｎ３からダイオードＤ３を介
して前記コンデンサＣ５に誘起電圧が供給される定常動
作に入るとオフし、起動回路による損失をさらに低減す
るものである。
【００８３】このように起動回路にスイッチ回路を挿入
する考え方は従来にもあり、たとえば図１４の起動抵抗
ｒ２，ｒ３に直列にスイッチ回路が挿入されることがあ
る。しかしながら、前述のように平滑コンデンサｃ３の
充電電圧が高圧であるので、高耐圧のスイッチ回路が必
要となっている。これに対して、本スイッチング電源装
置３１では、前述のように、抵抗Ｒ１３によって直列抵
抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の電圧が低電圧であるので、
低耐圧のスイッチ回路を使用することができ、製造コス
トを低減することができる。
【００８４】図７は、図６のスイッチ回路３２の具体例
であるスイッチ回路３２ａを備えるスイッチング電源装
置３１ａの電気回路図である。前記ダイオードＤ４に直
列にＮＰＮ型のトランジスタＴＲ２が接続され、このト
ランジスタＴＲ２のコレクタ−ベース間にはバイアス抵
抗Ｒ１４が設けられる。前記トランジスタＴＲ２のベー
スとローレベルの電源ラインとの間には、ＮＰＮ型のト
ランジスタＴＲ３が設けられる。前記トランジスタＴＲ
３のベースには、前記変圧器Ｎの副巻線Ｎ３に発生した
誘起電圧がダイオードＤ５およびコンデンサＣ５によっ
て平滑化された後、電流制限抵抗Ｒ１５を介して与えら
れる。
【００８５】したがって、電源立ち上げ時には、トラン
ジスタＴＲ３はオフしており、トランジスタＴＲ２はバ
イアス抵抗Ｒ１４から供給されるべース電流によってオ
ンする。したがって、ダイオードＤ４からコンデンサＣ
５へ充電電流が供給され、制御回路１４が動作を開始す
る。これによって、変圧器Ｎの副巻線Ｎ３に誘起電圧が
発生すると、該電圧がダイオードＤ５およびコンデンサ
Ｃ７によって平滑化され、その電圧によってトランジス
タＴＲ３がオンして前記バイアス抵抗Ｒ１４からの電流
をバイパスし、トランジスタＴＲ２がオフしてダイオー
ドＤ４からのコンデンサＣ５への充電電流が停止され
る。
【００８６】該スイッチング電源装置３１ａが定常動作
している限りは、コンデンサＣ７の充電状態が維持され
るので、トランジスタＴＲ２のオフ状態が維持され、損
失を削減することができる。入力交流電圧がオフする
と、該スイッチング電源装置３１ａは動作を停止し、コ
ンデンサＣ７の充電電荷は電流制限抵抗Ｒ１５からトラ
ンジスタＴＲ３を介して消費され、トランジスタＴＲ３
がオフとなり、次の交流電圧の再投入に備える。
【００８７】図８は、図６のスイッチ回路３２の具体例
であるスイッチ回路３２ｂを備えるスイッチング電源装
置３１ｂの電気回路図である。前記ダイオードＤ４に直
列にＰＮＰ型のトランジスタＴＲ４が接続され、このト
ランジスタＴＲ４のベースには、抵抗Ｒ１６を介して、
前記変圧器Ｎの副巻線Ｎ３の誘起電圧で充電されるコン
デンサＣ８の充電電圧が与えられる。コンデンサＣ８に
は、前記ダイオードＤ３を介して副巻線Ｎ３の誘起電圧
が与えられ、このコンデンサＣ８から前記制御回路１４
およびコンデンサＣ５への間には、逆流防止用のダイオ
ードＤ６が介在される。また、前記抵抗Ｒ１３に代え
て、直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点を、ツェナダイオ
ードＺＤ２によってダイオードブリッジ１３の直流ロー
レベル側の端子に接続する。
【００８８】したがって、電源立ち上げ時には、コンデ
ンサＣ８の充電電圧がローレベルであるので、トランジ
スタＴＲ４はオンし、ダイオードＤ４からコンデンサＣ
５へ充電電流が供給され、制御回路１４が動作を開始す
る。これによって、変圧器Ｎの副巻線Ｎ３に誘起電圧が
発生すると、該電圧によってコンデンサＣ８が充電さ
れ、ツェナダイオードＺＤ２のツェナ電圧以上となると
トランジスタＴＲ４はオフし、前記ダイオードＤ４から
のコンデンサＣ５への充電電流が停止され、制御回路１
４の動作電流はコンデンサＣ８からダイオードＤ６を介
して流れる電流によって供給され、定常動作に入る。入
力交流電圧がオフし、該スイッチング電源装置３１ｂが
動作を停止すると、コンデンサＣ８はダイオードＤ６を
介して放電し、この放電完了によって、次の交流電圧の
再投入に備える。
【００８９】このスイッチング電源装置３１ｂの入力交
流電圧の各極性における等価回路を、図９（ａ）および
図９（ｂ）にそれぞれ示す。電流経路は前記図９（ａ）
および図９（ｂ）にと同様であり、抵抗Ｒ１３がツェナ
ダイオードＺＤ２に置代っている。
【００９０】ここで、前記のとおりＩｈ≫Ｉｓとし、ダ
イオードＤ１１，Ｄ１２の順方向の電圧降下を無視する
と、前記直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の電圧波形
は、図１０で示すようになる。図１０において、ＶＺは
ツェナダイオードＺＤ２のツェナ電圧であり、ｆは入力
交流電圧の周波数である。
【００９１】このスイッチング電源装置３１ｂは、前述
のスイッチング電源装置３１ａに比べて、回路構成が簡
単化する反面、下記のような制約がある。すなわち、定
常動作状態において、トランジスタＴＲ４のオフ状態を
持続するために、コンデンサＣ８の充電電圧を、直列抵
抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の電圧より高めに設定する必
要がある。この設定管理を容易にするために、前記抵抗
１３に代えてツェナダイオードＺＤ２が使用される。勿
論、この管理が可能であるならば、抵抗のままでもよ
い。しかしながら、ツェナダイオードＺＤ２を使用する
ことで、制御回路１４が前述の低消費電流のモードにお
いてコンデンサＣ５の充電電圧が制御回路１４の定格電
圧を超える危険性が少なくなる。
【００９２】前記ツェナダイオードＺＤ２の使用は、入
力交流電圧の変動幅の大きさに対して、制御回路１４の
動作電圧と定格電圧との差が少ない場合に適している。
ちなみに、入力交流電圧は、たとえば全世界対応の装置
の場合に、９０〜２６４Ｖである。また、前記制御回路
１４の動作電圧の絶対最大定格は、たとえば２８Ｖであ
り、この場合には前記ツェナダイオードＺＤ２には、ツ
ェナ電圧ＶＤが前記２８Ｖ以下のものが使用される。
【００９３】ここで、前記直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接
続点の電圧は、前記抵抗１３やツェナダイオードＺＤ２
を使用しても、制御回路１４の動作開始電圧に比べて、
該スイッチング電源装置３１ｂの立ち上げを保証するた
めに高い値に設定されることから、定常状態において、
制御回路１４は動作開始電圧以上の電圧で動作すること
になる。また、該スイッチング電源装置３１ｂの定常動
作状態において、コンデンサＣ８の充電電圧は直列抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の電圧レベルより高い電圧レベ
ルに設定される必要があり、制御回路１４の消費電力
は、電源電圧Ｖｃｃ、すなわちコンデンサＣ５の充電電
圧が高くなると増加する傾向があることから、コスト重
視で設計する楊合は該スイッチング電源装置３１ｂを、
消費電力の低減を重視して設計する場合は前述のスイッ
チング電源装置３１ａを採用すればよい。
【００９４】なお、本具体例において、直列抵抗Ｒ１
１，Ｒ１２の接続点の電圧レベルが制御回路１４の動作
開始電圧より充分高い場合は、コンデンサＣ８とダイオ
ードＤ６とを省略し、ダイオードＤ３のカソードとコン
デンサＣ５との間を直接結んでもよい。
【００９５】本発明の実施の第４の形態について、図１
１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００９６】図１１は、本発明の実施の第４の形態のス
イッチング電源装置４１の電気回路図である。このスイ
ッチング電源装置４１は、前述のスイッチング電源装置
２１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。注目すべきは、このスイッチ
ング電源装置４１では、直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続
点の電圧を、ダイオードＤ４およびコンデンサＣ９によ
って整流・平滑化し、電流制限抵抗Ｒ１７を介して制御
回路１４に動作電源を供給するとともに、前記バイアス
抵抗Ｒ６を介して、制御回路１４の電流検出端子ａにバ
イアス電圧Ｖａを供給することである。
【００９７】これによって、バイアス電圧Ｖａは、従来
のスイッチング電源装置１では高い電圧源（コンデンサ
ｃ３の充電電圧）から供給されていたのに対して、低い
電圧源（コンデンサＣ９の充電電圧）から供給されるの
で、前述までの損失の低減効果に加えて、バイアス抵抗
Ｒ６の損失をも低減することができる。
【００９８】本発明の実施の第５の形態について、図１
２に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００９９】図１２は、本発明の実施の第５の形態のス
イッチング電源装置５１の電気回路図である。このスイ
ッチング電源装置５１も、前述のスイッチング電源装置
２１に類似している。注目すべきは、このスイッチング
電源装置５１では、直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の
電圧は、ダイオードＤ４およびコンデンサＣ１０を介し
てコンデンサＣ５に与えられることである。
【０１００】これによって、該スイッチング電源装置５
１の立ち上げ時に、制御回路１４の起動電流は前記ダイ
オードＤ４およびコンデンサＣ１０を介して供給され、
該電流によってコンデンサＣ５の充電電圧が上昇し、該
充電電圧が制御回路１４の動作開始電圧に到達すると、
該スイッチング電源装置５１は前述のとおり定常動作状
態に入る。この立ち上げ終了後も、極短時聞であるが、
コンデンサＣ１０を介して起動電流が供給され、該コン
デンサＣ１０の充電が完了すると停止する。
【０１０１】該スイッチング電源装置５１の入力交流電
圧がオフし、該スイッチング電源装置５１が動作を停止
すると、コンデンサＣ１０は素子内部の自然放電によっ
て充電電圧が低下し、次回の立ち上げ動作に傭えること
になる。しかしながら、前記自然放電によるリセット動
作が長すぎ、入力交流電圧のオフ直後に交流電圧を再投
入しても立ち上がらない場合は、参照符Ｒ１８で示すよ
うにコンデンサＣ１０と並列に、高い抵抗値の放電用抵
抗を追加してもよい。
【０１０２】また、本実施の第５の形態において、ダイ
オードＤ４を省略し、直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点
とコンデンサＣ１０との間を直接結んでもよい。このよ
うに構成すると、入力交流電圧の電圧レベルが低い期間
において、コンデンサＣ５の充電電圧が抵抗Ｒ１３を介
して放電し、余分な損失が発生するけれども、入力交流
電圧がオフし、該スイッチング電源装置５１が動作を停
止する際に、コンデンサＣ５の充電電圧が抵抗Ｒ１３を
介して放電し、次回の立ち上げ動作に備えることができ
る。
【０１０３】このように構成することによって、コンデ
ンサＣ１０は前述のスイッチ回路３２と同様の働きを行
い、定常動作状態においてダイオードＤ４を介する電流
を停止させるので、放電抵抗Ｒ１による損失を低減し、
図２のスイッチング電源装置２１と比べて、一層損失を
低減することができる。換言すると、コンデンサＣ１０
を追加するだけの簡単な構成によって、スイッチ回路３
２と同様の働きを行わせることができる。
【０１０４】本発明の実施の第６の形態について、図１
３に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【０１０５】図１３は、本発明の実施の第６の形態のス
イッチング電源装置６１の電気回路図である。このスイ
ッチング電源装置６１は、前述のスイッチング電源装置
４１，５１に類似している。注目すべきは、このスイッ
チング電源装置６１では、スイッチング電源装置５１と
同様に、直列抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点の電圧を、ダ
イオードＤ４およびコンデンサＣ１０を介してコンデン
サＣ５に与え、制御回路１４の電源電圧とするととも
に、ダイオードＤ４とコンデンサＣ１０との接続点から
前記バイアス抵抗Ｒ６を介して制御回路１４の電流検出
端子ａに、バイアス電圧Ｖａとして与えることである。
入力交流電圧がオフすると、コンデンサＣ１０の充電電
荷は抵抗Ｒ６，Ｒ５，Ｒ４を介して放電し、次回の立ち
上げに備える。
【０１０６】このように構成することによって、前述の
とおり、ダイオードＤ４とコンデンサＣ１０との接続点
の電圧は、定常動作状態において入力交流電圧の電圧値
に比例し、平滑コンデンサＣ３の充電電圧より低い値と
なるので、バイアス抵抗Ｒ６の損失を、スイッチング電
源装置５１に比べて少なくすることができる。
【０１０７】スイッチング電源装置には、待機時の省エ
ネルギ化のために、軽負荷動作時に、スイッチング周波
数を下げたり、間欠発振（バースト発振）させたりする
手法が用いられているけれども、本発明をこれらの技術
と併用して採用することによって、さらに進んだ省エネ
ルギ化を実現することができる。
【０１０８】なお、本発明と類似の技術として、特開平
２０００−３５０４４５号公報が挙げられるけれども、
この先行技術は、制御回路用の動作電源を必要としない
ＲＣＣ（リンギング・チョーク・コンバータ）方式のス
イッチング電源装置の起動特性の改善に関するものであ
り、これに対して本発明は、制御回路の起動回路の損失
を低減するものである。
【０１０９】
【発明の効果】本発明のスイッチング電源装置は、以上
のように、入力交流電圧を整流回路で整流した直流電圧
を主スイッチング素子でスイッチングし、制御手段が、
２次側からフィードバックされる出力電圧情報に応じて
前記スイッチングを制御することで、前記出力電圧を所
望とする値に安定化するようにしたスイッチング電源装
置において、制御手段の電源として、整流回路で整流し
た直流電圧を平滑化して用いるのではなく、前記整流回
路への入力交流電圧を複数の直列抵抗で分圧し、起動抵
抗を介して供給する。
【０１１０】それゆえ、起動抵抗による損失を低減し、
該スイッチング電源装置の電力変換効率を向上すること
ができる。
【０１１１】また、本発明のスイッチング電源装置、以
上のように、前記直列抵抗を、入力交流電圧のオフ時に
フィルタコンデンサの電荷を放電するための放電抵抗で
共用する。
【０１１２】それゆえ、直列抵抗として新たな抵抗を設
ける必要はなく、部品点数を削減することができる。ま
た、所望とするフィルタ特性を得ることができる該放電
抵抗の抵抗値が大きい場合には、起動抵抗を省略するこ
ともできる。
【０１１３】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、以上のように、前記直列抵抗の接続点を前記整流
回路であるダイオードブリッジの直流ローレベル側の端
子に抵抗を介して接続し、前記起動抵抗に代えて、制御
回路の電源側から該抵抗を介する整流回路への逆流を防
止するダイオードを設ける。
【０１１４】それゆえ、直列抵抗の接続点までの抵抗値
を等しく、かつ該直列抵抗抵抗の抵抗値を調整すること
によって、前記接続点の電圧を低下させ、制御回路の定
格電圧以下に調整することがで、起動抵抗を省略し、該
起動抵抗による損失を削減することができるとともに、
制御回路の電源電圧の過上昇を防止するためのツェナダ
イオードを省略することもできる。また、フィルタコン
デンサ容量に拘わらず、起動抵抗を省略することができ
る。
【０１１５】また、本発明のスイッチング電源装置は、
以上のように、前記ダイオードに直列に、電源立ち上げ
時にオンし、定常動作に入るとオフするスイッチ回路を
設ける。
【０１１６】それゆえ、このように起動回路にスイッチ
回路を挿入して低損失化するにあたって、前記の抵抗に
よって直列抵抗の接続点がダイオードブリッジの直流ロ
ーレベル側の端子に接続され、その電圧が低電圧である
ので、低耐圧のスイッチ回路を使用することができ、製
造コストを低減することができる。
【０１１７】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、以上のように、前記スイッチ回路を、前記ダイオ
ードに直列に設けられるＮＰＮ型の第１のトランジスタ
と、前記トランジスタのコレクタ−ベース間に設けられ
るバイアス抵抗と、前記トランジスタのベースとローレ
ベルの電源ラインとの間に設けられるＮＰＮ型の第２の
トランジスタと、変圧器の副巻線に発生した誘起電圧を
整流・平滑化して前記第２のトランジスタのベースに与
える整流・平滑化回路とを備えて構成する。
【０１１８】それゆえ、前記スイッチ回路を具体的に実
現することができる。
【０１１９】また、本発明のスイッチング電源装置は、
以上のように、前記スイッチ回路を、前記ダイオードに
直列に設けられるＰＮＰ型のトランジスタと、変圧器の
副巻線に発生した誘起電圧を整流・平滑化して前記トラ
ンジスタのベースに与える整流・平滑化回路とを備えて
構成する。
【０１２０】それゆえ、前記スイッチ回路を具体的に実
現することができる。
【０１２１】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、以上のように、前記直列抵抗の接続点をツェナダ
イオードを介して前記整流回路であるダイオードブリッ
ジの直流ローレベル側の端子に接続する。
【０１２２】それゆえ、直列抵抗の接続点までの抵抗値
を等しく、かつ該直列抵抗の抵抗値を調整することによ
って、前記接続点の電圧を低下させ、制御回路の定格電
圧以下に調整することができ、起動抵抗を省略し、該起
動抵抗による損失を削減することができるとともに、制
御回路の電源電圧の過上昇を防止するためのツェナダイ
オードを省略することもできる。
【０１２３】また、本発明のスイッチング電源装置は、
以上のように、前記直列抵抗の接続点の電圧をダイオー
ドおよびコンデンサによって整流・平滑化し、電流制限
抵抗を介して制御手段の動作電源として供給するととも
に、バイアス抵抗を介して制御手段へのバイアス電圧と
して供給する。
【０１２４】それゆえ、従来のスイッチング電源装置で
はダイオードブリッジの出力端子から供給されて高くな
っていたバイアス電圧を、コンデンサからの低い充電電
圧から供給することができ、バイアス抵抗の損失をも低
減することができる。
【０１２５】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、以上のように、前記直列抵抗の接続点の電圧を、
前記ダイオードからコンデンサを介して前記制御手段の
動作電源として供給する。
【０１２６】それゆえ、立ち上げ時にはコンデンサの充
電電流が起動電流となって制御手段の動作電源に供給さ
れるのに対して、制御手段が動作を開始し、定常動作状
態に入る頃には、該コンデンサの充電が完了し、前記起
動電流が流れなくなるので、該コンデンサに、起動電流
をオン／オフするスイッチ回路と同様の働きを行わせる
ことができる。
【０１２７】また、本発明のスイッチング電源装置は、
以上のように、前記ダイオードとコンデンサとの接続点
の電圧を、バイアス抵抗を介して前記制御手段へのバイ
アス電圧として供給する。
【０１２８】それゆえ、従来のスイッチング電源装置で
はダイオードブリッジの出力端子から供給されて高くな
っていたバイアス電圧を、コンデンサからの低い充電電
圧から供給することができ、バイアス抵抗の損失をも低
減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の第１の形態のスイッチング電源
装置の電気回路図である。
【図２】前記図１で示すスイッチング電源装置の動作を
説明するための電流経路図である。
【図３】図２の等価回路図である。
【図４】本発明の実施の第２の形態のスイッチング電源
装置の電気回路図である。
【図５】前記図４で示すスイッチング電源装置の動作を
説明するための電流経路の等価回路図である。
【図６】本発明の実施の第３の形態のスイッチング電源
装置の概略的構成を示す図である。
【図７】図６で示すスイッチング電源装置におけるスイ
ッチ回路の具体的な一例を説明するための電気回路図で
ある。
【図８】図６で示すスイッチング電源装置におけるスイ
ッチ回路の具体的な他の例を説明するための電気回路図
である。
【図９】前記図８で示すスイッチング電源装置の動作を
説明するための電流経路の等価回路図である。
【図１０】前記図８で示すスイッチング電源装置の動作
を説明するための波形図である。
【図１１】本発明の実施の第４の形態のスイッチング電
源装置の電気回路図である。
【図１２】本発明の実施の第５の形態のスイッチング電
源装置の電気回路図である。
【図１３】本発明の実施の第６の形態のスイッチング電
源装置の電気回路図である。
【図１４】典型的な従来技術のスイッチング電源装置の
電気回路図である。
【符号の説明】
１１．２１，３１，３１ａ，３１ｂ，４１，５１，６１ スイッチング電源装置 １２ ヒューズ １３ ダイオードブリッジ １４ 制御回路 １５ 出力電圧検出回路 ３２ スイッチ回路 Ｃ１，Ｃ２ フィルタコンデンサ Ｃ３，Ｃ４ 平滑コンデンサ Ｃ５〜Ｃ１０ コンデンサ Ｄ１，Ｄ３〜Ｄ６ ダイオード Ｄ２ フォトダイオード Ｄ１１〜Ｄ１４ ダイオード Ｌ フィルタコイル Ｎ 変圧器 Ｐ１〜Ｐ４ ターミナル ＰＣ フォトカプラ Ｑ 主スイッチング素子 Ｒ１ 放電抵抗 Ｒ２ 起動抵抗 Ｒ４ 電流検出抵抗 Ｒ５，Ｒ８ 抵抗 Ｒ６，Ｒ７，Ｒ１４ バイアス抵抗 Ｒ１１，Ｒ１２ 直列抵抗 Ｒ１３，Ｒ１６ 抵抗 Ｒ１５，Ｒ１７ 電流制限抵抗 Ｒ１８ 放電用抵抗 ＴＲ１ フォトトランジスタ ＴＲ２〜ＴＲ４ トランジスタ ＺＤ１，ＺＤ２ ツェナダイオード

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】入力交流電圧を整流回路で整流した直流電
    圧を主スイッチング素子でスイッチングし、制御手段
    が、２次側からフィードバックされる出力電圧情報に応
    じて前記スイッチングを制御することで、前記出力電圧
    を所望とする値に安定化するようにしたスイッチング電
    源装置において、 前記整流回路の入力側に介在される複数の直列抵抗と、 前記直列抵抗の接続点から前記制御手段へ起動用の電流
    を供給する起動抵抗とを含むことを特徴とするスイッチ
    ング電源装置。
  2. 【請求項２】前記直列抵抗は、入力交流電圧のオフ時に
    フィルタコンデンサの電荷を放電するための放電抵抗で
    あることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源
    装置。
  3. 【請求項３】前記直列抵抗の接続点を前記整流回路であ
    るダイオードブリッジの直流ローレベル側の端子に接続
    する抵抗を備え、 前記起動抵抗に代えて、制御回路の電源側から前記抵抗
    を介する整流回路への逆流を防止するダイオードが用い
    られることを特徴とする請求項１または２記載のスイッ
    チング電源装置。
  4. 【請求項４】前記ダイオードに直列に、電源立ち上げ時
    にオンし、定常動作に入るとオフするスイッチ回路を設
    けることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源
    装置。
  5. 【請求項５】前記スイッチ回路は、 前記ダイオードに直列に設けられるＮＰＮ型の第１のト
    ランジスタと、 前記トランジスタのコレクタ−ベース間に設けられるバ
    イアス抵抗と、 前記トランジスタのベースとローレベルの電源ラインと
    の間に設けられるＮＰＮ型の第２のトランジスタと、 変圧器の副巻線に発生した誘起電圧を整流・平滑化して
    前記第２のトランジスタのベースに与える整流・平滑化
    回路とを備えることを特徴とする請求項４記載のスイッ
    チング電源装置。
  6. 【請求項６】前記スイッチ回路は、 前記ダイオードに直列に設けられるＰＮＰ型のトランジ
    スタと、 変圧器の副巻線に発生した誘起電圧を整流・平滑化して
    前記トランジスタのベースに与える整流・平滑化回路と
    を備えることを特徴とする請求項４記載のスイッチング
    電源装置。
  7. 【請求項７】前記直列抵抗の接続点を前記整流回路であ
    るダイオードブリッジの直流ローレベル側の端子に接続
    するツェナダイオードを備えることを特徴とする請求項
    １または２記載のスイッチング電源装置。
  8. 【請求項８】前記直列抵抗の接続点の電圧を、前記ダイ
    オードとともに整流・平滑化するコンデンサと、 前記コンデンサの充電電圧を前記制御手段の動作電源と
    して供給する電流制限抵抗と、 前記コンデンサの充電電圧を前記制御手段へのバイアス
    電圧として供給するバイアス抵抗とを備えることを特徴
    とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
  9. 【請求項９】前記直列抵抗の接続点の電圧を、前記ダイ
    オードからコンデンサを介して前記制御手段の動作電源
    として供給することを特徴とする請求項３記載のスイッ
    チング電源装置。
  10. 【請求項１０】前記ダイオードとコンデンサとの接続点
    の電圧を前記制御手段へのバイアス電圧として供給する
    バイアス抵抗を備えることを特徴とする請求項９記載の
    スイッチング電源装置。
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