JP2004320865A - 直流電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】機器に内蔵する２次電池への充電電流の定電流制御と、早送りや早戻し時に必要なピーク電流の両方を定電流制御して、負荷回路に必要以上に過大な電流が流れ機器部品が破損するのを防ぐ。
【解決手段】２次側の出力電圧を定電圧制御するとともに、機器のピーク電流を制限する２．５Ａ定電流制御と、２次電池への充電を制限する１．６Ａ定電流制御の２種類の定電流制御を行う。また、出力電圧が所定値以下の低電圧のとき、及び過電圧のときには、上記定電流動作を停止させる。そして、そのための２次側に設けた電流／電圧安定化回路を集積化する。
【選択図】 図６
【解決手段】２次側の出力電圧を定電圧制御するとともに、機器のピーク電流を制限する２．５Ａ定電流制御と、２次電池への充電を制限する１．６Ａ定電流制御の２種類の定電流制御を行う。また、出力電圧が所定値以下の低電圧のとき、及び過電圧のときには、上記定電流動作を停止させる。そして、そのための２次側に設けた電流／電圧安定化回路を集積化する。
【選択図】 図６
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、カメラ一体型ビデオ機器等の電気機器に直流電力を供給する直流電源装置に関し、特に２次電池の充電電流を定電流に制御するととともに、機器に必要なピーク電流を一定電流以下に制限するようにした直流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気機器、例えばカメラ一体型のビデオ機器に安定した直流電力を供給する直流電源装置としては、直流電源装置を過電流による加熱から保護するために、その出力電流を所定の値に制限する電流制限回路を備えた装置が知られている。そして、この種の直流電源装置における出力電流制限回路の制限電流値は、ビデオ機器の起動などに流れるピーク電流に対して十分に対応できるように、必要とするピーク電流値より高い値に設定する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
図１２に、特許文献１に記載されている電流制限回路を備えた直流電源装置を示す。この図１２に示す直流電源装置においては、電源入力端子２０１からの商用交流電源電圧は、ノイズ除去のための入力フィルタ２０２を通過した後、全波整流回路２０３により全波整流されかつ内臓の平滑回路によって平滑されて、出力トランス２０５の１次巻線２０５ａに供給される。
【０００４】
この状態で、スイッチング制御回路２０６から発振されるパルス幅変調されたパルス信号がスイッチング回路２０４に加えられると、スイッチング回路２０４はパルス信号の周波数及びそのデューティ比に応じた速度でスイッチングされるため、出力トランス２０５の１次巻線２０５ａに供給される直流出力はチョッピングされた交流出力となる。そして、これに伴って、出力トランス２０５の２次巻線２０５ｂには、チョッピング周波数及び１次と２次の巻線比に応じた交流電圧、例えばビデオ機器等の負荷の駆動に必要な電圧８．４Ｖが誘起され、この誘起された交流電圧が整流・平滑回路２０７で整流かつ平滑されて、８．４Ｖの直流定電圧として出力端子２０８に出力される。なお、スイッチング制御回路２０６にはその駆動電源として変換トランス２０５の３次巻線２０５ｃに誘起された交流電圧が整流回路２１９を経て供給されている。
【０００５】
ここで、整流・平滑回路２０７から出力される直流出力電圧は出力電圧検出回路２０９により検出され、定電圧制御回路２１０を構成する演算増幅器２１１の反転端子（−端子）に加えられる。そして、演算増幅器２１１において、出力電圧検出回路２０９で検出された出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ２が比較され、誤差がある場合は負電圧出力をホトカプラ２１２のホトダイオード２１２ａのカソードに供給しこれをオン状態とする。これにより、ホトダイオード２１２ａを発光させてホトカプラ２１２のホトトランジスタ２１２ｂを導通させ、そのオン信号によりスイッチング制御回路２０６から発振されるパルス信号のパルス幅（デューティ比）を演算増幅器２１１の差電圧がゼロとなるように変化させる。これにより、整流・平滑回路２０７から出力される直流出力電圧は、負荷の変動または交流電源電圧の変動に関係なく一定に制御される。
【０００６】
また、負荷の変動等により直流電源装置の出力電流が変化した場合には、演算増幅器２１７から構成される定電流制御回路２１６により定電流制御が行われる。すなわち、抵抗器２１３の両端電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ２の合成電圧を抵抗器２１４と２１５で抵抗分割した電圧が演算増幅器２１７の反転端子（−端子）に供給され、これが同非反転端子（＋端子）に供給されるゼロ電位と比較される。そして、この２つの入力電圧に差が生じた場合には演算増幅器２１７が出力を発し、制御用トランジスタ２１８を導通させる。このトランジスタ２１８が導通すると、ホトカプラ２１２のホトダイオード２１２ａが発光し、同時にホトトランジスタ２１２ｂをオン状態とする。これにより、スイッチング制御回路２０６から発振されるパルス信号のパルス幅（デューティ比）が変わるため、スイッチング回路２０４は入力されたパルス信号のデューティ比でスイッチング動作を行う。このため、変換トランス２０５の２次巻線２０５ｂに得られる電力は電流検出用抵抗器２１３の両端電圧も演算増幅器２１７に入力される電圧差がゼロとなるように変化する。そして、整流・平滑回路２０７から出力される直流出力電流は一定の電流（例えば、１．５Ａ）に制御される。
【０００７】
この従来の直流電源装置は、負荷となるカメラ一体型ビデオ機器等への電力供給がオフになっている時は、ビデオ機器に内蔵されたリチウムイオン電池を充電するために直流電源装置を一定電流（１．５Ａ）の定電流モードで動作させ、また、ビデオ機器が録画／再生動作する時は一定電圧（ＤＣ８．４Ｖ）及び定格電流（１．５Ａ）の定電圧モードで動作させることができるようにしたものである。
【０００８】
この従来の直流電源装置において、定電圧モード動作時に、ビデオ機器の記録／再生時における早戻しや早送り動作などにより定格電流値（１．５Ａ）以上のピーク電流を必要とする場合が考えられる。この場合、まず、演算増幅器２１７の帰還系に接続したコンデンサ２２１が入力される電圧によりＣＲ時定数に応じて充電される。この充電期間（例えば４０ｍｓ）では演算増幅器２１７は非能動状態にあるため、定電流制御回路２１６はピーク電流に応答せず非動作状態におかれる。従って、上記充電期間において、ビデオ機器の記録／再生時における早戻しや早送り動作させるのに必要な定格電流値（１．５Ａ）以上のピーク電流（例えば、２．２Ａ）が整流・平滑回路２０７から直流出力端子２０８に瞬時的に流れても、定電流制御回路２１６はピーク電流に応答せず、定電流制御がされない。その結果、ビデオ機器の記録／再生時における早戻しや早送り動作に必要なピーク電流をビデオ機器に供給することができる。
【０００９】
【特許文献１】
特開平１１−２６２２５７号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の直流電源回路では、ピーク電流値を制限する第２の定電流制御回路または電流制限回路を設けていないため、定電流制御回路２１６が不能動状態となる所定時間、機器にピーク電流が流れると、２次電池への充電を開始するときにもピーク電流が流れ、その結果、１次側のスイッチング回路２０４や変換トランス２０５にも過大な電流が流れ、これら部品の劣化を起こすという不都合があった。
更には、２次電池に対しても過大な電流が流れ込むので、過大な電流が長期間流れ続けると、２次電池内部に組み込まれている電子部品、例えば電池の過放電や過充電を検出したときに出力をオン状態からオフ状態にする、ＦＥＴスイッチ等の部品が劣化するという問題があった。
【００１１】
そこで、本願第１の発明では、出力電流を２次電池の充電に必要な第１の充電電流（例えば１．６Ａ）に定電流制御するとともに、早送りや早戻しに必要なビデオ機器のピーク電流を、例えば２．５Ａに制限する第２の定電流制御回路を設け、２次電池の過放電または過充電を防ぎ、電子機器部品の劣化の問題を解決した直流電源装置を提供することを目的としている。
【００１２】
また、本願第２の発明は、２次電池の充電に必要な定電流制御と機器動作に必要なピーク電流を制限する動作を共通の演算増幅器で行うとともに、電力変換トランスの２次側に設けられる電流／電圧安定化回路を集積化した直流電源装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本願第１の発明は、交流電源から得られる交流を直流に変換する第１の整流回路と、この第１の整流回路に接続される電力変換トランスと、電力変換トランスの１次巻線に直列に接続され、整流回路から得られた直流をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段と、このスイッチング手段に接続され、スイッチングのデューティ比を制御するスイッチング制御手段と、電力変換トランスの１次巻線に供給される電力に応じた電力を２次巻線に誘起し、この２次巻線から得られた電力を整流・平滑して２次側直流電力として出力する第２の整流回路と、第２の整流回路に得られる出力電圧を検出する第１の演算増幅器と、第２の整流回路から得られた電力を負荷回路に与えたときの出力電流を検出する第２及び第３の演算増幅器と、これら第１〜第３の演算増幅器の出力に得られる誤差信号を、電力変換トランスの１次側に伝達する第１の光結合手段と、この第１の光結合手段の出力に基づいて上記スイッチング制御手段によりスイッチング手段を制御して前記電力変換トランスの２時側電圧及び電流を制御する直流電源装置であって、上記第２の演算増幅器は、２次側の出力電流を２次電池の充電用電流設定値として所定値に定電流制御し、また第３の演算増幅器は、第２の演算増幅器が不作動の時間に上記充電用定電流設定値よりも大きい機器動作に必要なピーク電流設定値に定電流制御するものであることを特徴とする。
【００１４】
また、本願第１の発明の好ましい実施の形態は、上記本願第１の発明の特徴に加え、出力電圧が所定値以下に低減したことを検出する第４の演算増幅器と、スイッチング制御手段に接続され、かつ第４の演算増幅器の出力が供給される第２の光結合手段を更に設け、出力電圧が所定値以下になったとき、この第２の光結合手段の出力に基づいて、スイッチング手段を制御するスイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴としている。
【００１５】
更に、本願第１の発明の好ましい実施の形態としては、上記第２の光結合手段に接続され、機器のピーク電流が所定時間以上に流れ続けたことを第３の演算増幅器の出力より検出する検出手段を更に設け、この検出手段により機器動作に必要なピーク電流が所定時間以上検出された場合に、第２の光結合手段の出力に基づいて、スイッチング手段を制御するスイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴としている。
【００１６】
本願第１の発明によれば、２次電池への充電電流の定電流制御（例えば、１．６Ａ）が行われない所定期間の間、早送りや早戻しに必要なビデオ機器のピーク電流を、例えば２．５Ａに制限する第２の定電流制御回路を設けたので、負荷回路に必要以上に過大な電流が流れるのを防ぐことができる。
【００１７】
また、本願第２の発明は、交流電源から得られる交流を直流に変換する第１の整流回路と、この第１の整流回路に接続される電力変換トランスと、電力変換トランスの１次巻線に直列に接続され、整流回路から得られた直流をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段と、このスイッチング手段に接続され、スイッチングのデューティ比を制御するスイッチング制御手段と、電力変換トランスの１次巻線に供給される電力に応じた電力を２次巻線に誘起し、この２次巻線から得られた電力を整流・平滑して２次側直流電力として出力する第２の整流回路と、この第２の整流回路より得られる出力電圧及び出力電流を定電圧及び定電流に安定させるための電流／電圧安定化集積回路と、電流／電圧安定化集積回路に接続され、スイッチング制御手段に電流／電圧安定化集積回路の出力を伝達する第１の光結合手段と、第１の光結合手段を介して上記電流／電圧安定化集積回路からの誤差信号をスイッチング制御手段に供給してスイッチング手段のデューティ比を制御するようにした直流電源装置であって、この電流／電圧安定化集積回路は、第２の整流回路から得られる出力電圧を検出し、定電圧制御する第１の演算増幅器と、第２の整流回路から得られる電力を負荷回路に供給したときの出力電流を、２次電池の充電用電流と、該２次電池の充電電流より大きい機器動作に必要なピーク電流の２段階に分けて検出して定電流制御する第２の演算増幅器と、この第２の演算増幅器の入力電圧を上記定電流制御する２段階に対応して切り換える切換手段と、この切換手段の切り換えタイミングを制御する切換制御手段と、を備えることを特徴としている。
【００１８】
そして、本願第２の発明の好ましい実施の形態としては、上記本願第２の発明の構成に加え、出力電圧が第１の所定値以下の低電圧に低減したことを検出する第３の演算増幅器及び出力電圧が第２の所定値以上の過電圧に増大したことを検出する第４の演算増幅器を更に備え、これら第３及び第４の演算増幅器から得られる誤差信号を第２の光結合手段を介して前記スイッチング制御手段に供給するようにし、出力電圧の異常を検出したときに、スイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴としている。
また、上記第２の光結合手段に接続され、前記機器のピーク電流が所定時間以上に流れ続けたことを検出する検出手段を更に設け、この検出手段がピーク電流を所定時間以上検出した場合に、第２の光結合手段経由でスイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴としている。
【００１９】
本願第２の発明によれば、機器のピーク電流２．５Ａの定電流制御と２次電池への充電電流１．６Ａの定電流制御を一つの演算増幅器を用いて行うことができるとともに、２次側の電流／電圧安定化回路を集積化することを可能とした。
【００２０】
【発明の実施の形態】
次に、本願第１の発明に係る直流電源装置の実施の形態を図１に基づいて説明する。図１は本願第１の発明の実施の形態を示すブロック構成図である。図１に示すように、本願第１の発明の直流電源装置は、主として電源回路１と、電流／電圧安定化回路２によって構成され、電源回路２の出力は安定化された定電圧及び定電流電源として負荷回路３に供給される。負荷回路３は、例えばカメラ一体型ビデオ機器のような電子機器であり、充電用の２次電池５１を内蔵している。
【００２１】
まず、電源回路１においては、プラグ２よりの商用電源が、ノイズを除去する入力フィルタ３を介して整流回路４に供給され、この整流回路４の出力側に得られる直流信号が電力変換トランス５の１次巻線５ａの一端に供給される。
【００２２】
この電力変換トランス５の１次巻線５ａの他端はスイッチング用のＮＰＮ形トランジスタ６のコレクタに接続され、このトランジスタ６のエミッタは接地される。そして、このトランジスタ６のベースにＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御回路７からのパルス幅変調信号を供給し、このトランジスタ６のオン期間（オンデューティ）を制御することにより、この直流電源回路の出力信号の電圧及び電流を制御する。
【００２３】
電力変換トランス５の２次巻線５ｂの一端は、整流用のダイオード８及び平滑用コンデンサ９の直列回路を介して、２次巻線５ｂの他端に接続され、この２次巻線５ｂの他端は、電流検出用の抵抗器１０の一端に接続される。抵抗器１０の他端は接地される。
また、電力変換トランス５の３次巻線５ｃは、整流用のダイオード１１と平滑用コンデンサ１２よりなる整流・平滑回路を介して、ＰＷＭ制御回路７に接続され、これによりＰＷＭ制御回路７の直流電源が構成される。ＰＷＭ制御回路７は起動用の抵抗器１３を介して整流回路４の出力に接続されている。
【００２４】
第２の整流回路を構成するダイオード８とコンデンサ９の接続点は出力端子１４に接続され、出力端子１４は、負荷回路３に接続されるとともに、出力電圧検出用の抵抗器１５及び１６の直列回路を介して接地される。この抵抗器１５及び１６の接続中点は、電流／電圧安定化回路２の演算増幅器１７の反転端子（−端子）に接続され、この演算増幅器１７の非反転端子（＋端子）は、基準電圧源１８を介して接地される。この基準電圧源１８は電力変換トランス５の２次側出力電圧を、例えば８．４Ｖの定電圧とするための基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を与えるものである。演算増幅器１７の反転端子（−端子）は、抵抗とコンデンサの時定数回路１９を介して出力側に接続され、逆流防止用のダイオード２０のカソードに接続される。この演算増幅器１７は定電圧制御回路を構成する。
【００２５】
また、第１の定電流制御回路を構成する演算増幅器２１の反転端子（−端子）は、抵抗器２２及び基準電圧（Ｖｒｅｆ２）を得る基準電圧源２３の直列回路を介して、電流検出用抵抗器１０と電力変換トランス５の２次巻線５ｂの他端との接続点に接続される。演算増幅器２１の非反転端子（＋端子）は、電流検出用抵抗器１０の他端、すなわち接地電位に接続される。また、演算増幅器２１の反転端子（−端子）は、抵抗器２４とコンデンサ２５の直列回路からなる時定数回路２６を介して演算増幅器２１の出力側に接続される。そして、第１の定電流制御回路を構成する演算増幅器２１の出力電圧は、抵抗器２７と２８で抵抗分割され、分割された電圧が電界効果トランジスタ２９のゲート電極に加えられる。
【００２６】
第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０の反転端子（−端子）は、抵抗器３１を介して接地され、同非反転端子（＋端子）は、基準電圧（Ｖｒｅｆ３）を与える基準電圧源３２を経て電流検出用抵抗器１０と電力変換トランス５の２次巻線５ｂの他端の接続点に接続される。
【００２７】
そして、この演算増幅器３０の反転端子（−端子）は、抵抗器とコンデンサの並列回路よりなる時定数回路３３を介して出力側に接続され、その出力は逆流防止用ダイオード３４のカソードに接続されるとともに、ＰＮＰトランジスタ３６のベースに接続される。ここで逆流防止用のダイオード３４のアノードはもう一つの逆流防止用ダイオード３５のカソードに直列接続されている。
【００２８】
ＰＮＰトランジスタ３６のエミッタは、電力変換トランス５の２次側端子（Ｖｃｃ）に接続され、コレクタは抵抗器３７を介して、コンデンサ３８と抵抗器３９の並列回路よりなる充放電回路に接続される。この並列回路の一端は電界効果トランジスタ４０のゲート電極に接続され、他端は接地される。
【００２９】
演算増幅器４１は比較器として機能するものであり、出力電圧を抵抗器１５と抵抗器１６で抵抗分割した電圧が演算増幅器４１の非反転端子（＋端子）に供給され、基準電圧（Ｖｒｅｆ４）を与える基準電圧源４２が反転端子（−端子）と接地間に接続されている。
【００３０】
逆流防止用ダイオード２０と３５のアノード、及び電界効果トランジスタ２９のドレイン電極は、ホトダイオード４３とホトトランジスタ４４から構成されるホトカプラ（第１の光結合手段）４５のホトダイオード４３のカソードに接続され、ホトダイオード４３のアノードは抵抗器４６を介して電力変換トランス５の２次側端子（Ｖｃｃ）に接続されている。ホトトランジスタ４４のアノードはＰＷＭ制御回路７に接続され、カソードは接地される。
【００３１】
比較器を構成する演算増幅器４１の出力は電界効果トランジスタ４０のドレイン電極に接続され、抵抗器４７を介してホトダイオード４８とホトトランジスタ４９より構成されるホトカプラ（第２の光結合手段）５０のホトダイオード４８のカソードに接続される。ホトダイオード４８のアノードには、電力変換トランス５の２次側出力電圧Ｖｃｃが供給されている。ホトトランジスタ４９のアノードはＰＷＭ制御回路７に接続され、カソードは接地される。
【００３２】
次に、上記本願第１の発明に係る直流電源装置の実施の形態の動作を説明する。
プラグ２から入力される商用の交流電源は、入力フィルタ３、整流回路４を経由して直流電源変換され（Ｖｉｎ）、電力変換トランス５の１次巻線５ａに供給される。また、直流電源（Ｖｉｎ）は起動用の抵抗器１３を介してＰＷＭ制御回路７に供給され、以後ＰＷＭ制御回路７からのパルス幅変調信号により、１次巻線５ａと直列接続されたスイッチング素子６がオン−オフ制御される。このスイッチングの周波数は、例えば１００ｋＨｚとされる。また、電力変換トランス５には３次巻線５ｃが設けられているが、この３次巻線５ｃに誘起された電力は、ダイオード１１及びコンデンサ１２で整流・平滑されて、その後のＰＷＭ制御回路７の電源とされる。
【００３３】
電力変換トランス５の２次巻線５ｂに誘起された電圧は、ダイオード８及びコンデンサ９よりなる整流回路で整流され、この出力電圧（Ｖｃｃ）は出力端子１４に供給されるとともに、抵抗器１５及び１６で分割されて定電圧制御回路を構成する演算増幅器１７の反転端子（−端子）に入力される。一方、演算増幅器１７の非反転端子（＋端子）には、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を与える基準電圧源１８が接続されており、この基準電圧（Ｖｒｅｆ１）が上記出力電圧Ｖｃｃを分割した電圧と比較される。そして、演算増幅器１７の反転端子（−端子）に供給される電圧と基準電圧（Ｖｒｅｆ１）との差電圧が演算増幅器１７の出力側に誤差信号として出力され、これが逆流防止用ダイオード２０を経由してホトカプラ４５を構成するホトダイオード４３のカソードに供給される。
【００３４】
そして、演算増幅器１７からの誤差信号出力が得られると、この誤差信号はホトカプラ４５のホトダイオード４３からホトトランジスタ４４に伝達され、ＰＷＭ制御回路７に供給される。ＰＷＭ制御回路７は、電力変換トランス５の１次巻線５ａに直列に接続されているスイッチング素子６のオン期間を制御して、２次巻線５ｂに誘起される電力を制御する。この結果、ダイオード８及びコンデンサ９の整流・平滑回路の出力は、予め設定された基準電圧、例えば８．４Ｖに制御される。
【００３５】
一方、電流検出用の抵抗器１０は、負荷回路３に流れ込んだ出力電流Ｉｏを検出するものであり、抵抗器１０に流れる電流量は抵抗器１０の両端電圧に電圧変換されて、定電流制御回路を構成する演算増幅器２１の反転端子（−端子）に基準電圧（Ｖｒｅｆ２）を与える基準電圧源２３と直列に接続されて入力される。また、演算増幅器２１の非反転端子（＋端子）は接地されており、上記基準電圧（Ｖｒｅｆ２）と抵抗器１０における電圧降下が等しくなるように演算増幅器２１から誤差信号が出力される。
【００３６】
なお、カメラ一体型ビデオ機器等の負荷回路３の内部に２次電池５１が使われている場合、その２次電池を充電する必要がある。一般的に２次電池内部には電池を保護する保護回路等が内蔵されており、また２次電池の材料から 連続状態で２次電池に流せる最大電流が規定されている。すなわち、瞬間的に必要な機器動作時のピーク電流を流すと共に２次電池への充電も行えるように工夫する必要がある。
【００３７】
そのため、所定の時間内のピーク電流に対しては、出力電流（充電電流）Ｉｏを制御する演算増幅器２１の定電流制御、例えば１．６Ａの制御動作が働かないようにする必要がある。この所定時間内に演算増幅器２１の制御動作を行わせないために、演算増幅器２１の帰還抵抗器２４とコンデンサ２５からなる時定数回路２６の時定数を大きくするように設定している。すなわち、時定数回路２６の時定数は、一般的な帰還抵抗とコンデンサからなる時定数回路の時定数よりも大きな時定数、例えば４０ｍｓに設定するようにしている。
【００３８】
演算増幅器２１の出力は、抵抗器２７と２８で分割され、電界効果トランジスタ２９のゲート電極に供給される。誤差信号があってゲート電極に所定の電圧が与えられると、電界効果トランジスタ２９がオン状態となり、ホトカプラ４５を経由して、ＰＷＭ制御回路７に送られ、定電圧制御動作時と同様にスイッチング素子６のオン、オフ時間の制御が行われる。その結果、出力電流Ｉｏによる電流検出用抵抗器１０の両端電圧の電圧降下が基準電圧（Ｖｒｅｆ２）と等しくなるように制御される。この基準電圧（Ｖｒｅｆ２）で設定される出力電流Ｉｏは、電源の負荷回路３に２次電池５１が接続された場合の充電電流に相当するものである。
【００３９】
更に、電流検出用抵抗器１０で検出される出力電流Ｉｏは 第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０においても検出制御される。この演算増幅器３０において検出される電流量は、前記演算増幅器２１で検出される電流量よりも大きく設定されており、例えば、電源負荷としてカメラ一体型ビデオ機器等が接続された場合の機器動作時のピーク電流、例えば２．５Ａに制限するように出力電流Ｉｏを制御する。
【００４０】
すなわち、演算増幅器３０の反転端子（−端子）は、抵抗器３１を介して接地電位に接続され、同非反転端子（＋端子）には電流検出用抵抗器１０の電圧降下（電流の方向から負電圧）と基準電圧（Ｖｒｅｆ３）の合成電圧が加えられている。そして、演算増幅器３０は、この非反転端子（＋端子）に加えられる合成電圧が反転端子（−端子）に加えられる接地電位と等しくなるように誤差信号を出力し、ホトカプラ４５、ＰＷＭ制御回路７、スイッチング素子６を介して出力電流Ｉｏを制御する。
【００４１】
ここで、基準電圧（Ｖｒｅｆ３）を基準電圧（Ｖｒｅｆ２）より大きく設定することにより、演算増幅器３０で定電流制御されたときの電流検出用抵抗器１０を流れる出力電流Ｉｏは、負荷回路３に２次電池５１を接続した充電時の出力電流Ｉｏよりも大きな電流となる。つまり、演算増幅器２１による制御電流量を、例えば１．６Ａとし、演算増幅器３０による制御電流量を例えば２．５Ａに設定することが可能となる。
【００４２】
また、何らかの原因で機器動作に異常が起こり、出力電圧が例えば５Ｖ以下の低電圧状態になると、この電圧は比較器として機能する演算増幅器４１により検出される。すなわち、上記低電圧となった出力電圧は、抵抗器１５と１６で分割されて演算増幅器４１の非反転端子（＋端子）に供給される。演算増幅器４１の反転端子（−端子）には、基準電圧（Ｖｒｅｆ４）を与える基準電圧源４２が接続されており、上記抵抗器１５と１６で分割された出力電圧がこの基準電圧（Ｖｒｅｆ４）と比較される。その結果、例えば出力電圧が５Ｖ以下になると、演算増幅器４１の出力はＨｉｇｈからＬｏｗ状態となって、抵抗器４７を介して、ホトカプラ５０を構成するホトダイオード４８をオン状態とする。ホトカプラ５０のホトトランジスタ４９は、ＰＷＭ制御回路７に接続されており、ホトトランジスタ４９がオンになることで、ＰＷＭ制御回路７の制御動作は停止される。
【００４３】
また、第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０は、出力電流Ｉｏの異常を検出する過電流保護機能を有しているので、以下この機能について説明する。すなわち、何らかの異常により、演算増幅器２１の時定数回路２６の時定数で定まる所定期間、例えば４０ｍｓ（演算増幅器２１が不作動の期間）以上が経過しても、第１の演算増幅器２１による定電流制御モードに切り替わらない場合について説明する。このような場合は、演算増幅器３０が動作してその出力がＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わる。この結果、ＰＮＰトランジスタ３６がオンとなり、そのエミッタに接続されている電源Ｖｃｃから電流が流れ込み、抵抗器３７を経由して、コンデンサ３８に充電される。この状態が一定時間以上続くとコンデンサ３８の充電電圧が上昇し、電界効果トランジスタ４０をオン状態にさせる。
【００４４】
電界効果トランジスタ４０のオン電圧を、例えば２．５Ｖに設定し、ゲート電圧がこの設定電圧にまで上昇する時間を、例えば８００ｍｓになるように抵抗器３９とコンデンサ３８の値を定める。すなわち、演算増幅器３０の出力がＬｏｗ状態に変わってから８００ｍｓ以上の時間が経過すると、電界効果トランジスタ４０がオン状態となり、上述した演算増幅器４１の説明と同様に、ホトカプラ５０のホトダイオード４８をオン状態とし、以下同様にしてＰＷＭ制御回路７の動作を停止状態とする。すなわち、電圧／電流安定化回路２は過電流保護回路としての機能も有している。
【００４５】
一般に、カメラ一体型ビデオ機器等の機器に流れるピーク電流は、モータドライブや機器内部のＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において大きな電流を瞬間的に必要とするが、演算増幅器３０は、この時の大きな電流値を所定の値、例えば、２．５Ａ以下に制限する働きを有する。
【００４６】
図２は、図１に示す電圧／電流安定化回路２における演算増幅器１７、２１、３０で制御される電源の出力特性を示したものである。図２において、出力電流が０Ａ時に、定電圧制御用の演算増幅器１７により、例えば８．４Ｖに制御された一定の電圧が出力される。負荷回路３に加えられる出力電流Ｉｏが増加すると、定電流制御回路を構成する演算増幅器２１により１．６Ａの定電流制御が為される。演算増幅器２１の制御範囲外（時定数回路２６が作動する４０ｍｓの期間）に、出力電流Ｉｏが更に増加すると、演算増幅器３０により、２．５Ａの定電流制御が行われる。つまり、演算増幅器２１は、時定数回路２６の時定数で定まる期間、１．６Ａの定電流制御を不作動とするので、その間に、出力電流Ｉｏが１．６Ａを越えて上昇するのであるが、その所定時間内は演算増幅器３０が作動して、出力電流Ｉｏを２．５Ａに定電流制御するようにしている。
【００４７】
図３は、電源動作を開始してカメラ一体型ビデオ機器等の電子機器が動作を開始した後のタイミング例を示したものであり、瞬間的なピーク電流が流れるタイミングと２次電池への充電が開始するタイミングが示されている。
【００４８】
図３から明らかなように、電源動作により出力電圧が上昇すると出力電流も上昇し始める。起動時は機器側にあるコンデンサ等の充電電流が流れ、その後、機器内部のＤＣ／ＤＣコンバータ等が起動して、モータ等のドライブを開始する。この場合は、図３に示すように、充電電流を１．６Ａとすれば、その電流値以上の電流が負荷回路３に流れ込むことになる。この瞬間的ピーク電流の流れる時間はある所定時間、例えば４０ｍｓ以内になるように、演算増幅器２１の時定数回路２６の抵抗器２４とコンデンサ２５の値を変えて時定数を調整するようにしている。
【００４９】
その後、電子機器の本体内充電に切替わっても、上記時定数回路２６の時定数で定まる期間は、演算増幅器２１が定電流制御回路として動作しないため、ピーク電流値を制限する、第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０がその所定時間内の出力電流Ｉｏをピーク電流以下に制御する。そして、この時定数で定まる所定時間経過後に、演算増幅器２１により再び１．６Ａの充電電流に定電流制御される。
【００５０】
図４は、図１に示した、制御電流１．６Ａの第１の定電流制御回路を構成する演算増幅器２１と、制御電流２．５Ａの第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０の電流検出のための接続関係の概略を示したものである。演算増幅器２１では、その反転端子（−端子）に基準電圧（Ｖｒｅｆ２）を与える基準電圧源２３が接続されているのに対し、演算増幅器３０では、非反転端子（＋端子）に基準電圧（Ｖｒｅｆ３）を与える基準電圧源３２が接続されている。演算増幅器２１の非反転端子（＋端子）及び演算増幅器３０の反転端子（−端子）は電流検出用抵抗器１０の他端、すなわち接地側に接続されている。
【００５１】
以上、本願第１の発明の実施の形態を説明したが、本願第１の発明にも、以下のような問題があった。それは、本願第１の発明では、２次電池５１への充電を１．６Ａに定電流制御する第１の定電流制御回路（演算増幅器２１）と、電子機器のピーク電流を２．５Ａ以下に制限する第２の定電流制御回路（演算増幅器３０）の２つの定電流制御回路を必要とし、かつ上記第１の定電流制御回路には、ある所定の時間、定電流制御動作をさせないために帰還抵抗器２４とコンデンサ２５からなる時定数回路２６の時定数を大きくする必要があった。
【００５２】
また、更には、本願第１の発明の実施の形態である図１に示す電流／電圧安定化回路２の部分をＩＣ化する場合、２つの定電流制御用の演算増幅器２１及び３０とその帰還回路を構成する為のＩＣのピン数が多くなるという問題もあった。
【００５３】
本願第２の発明は、本願第１の発明の上記問題点を更に改良したものである。本願第２の発明の第１の実施の形態を図５、図６のブロック図に基づいて説明する。
図５は、本願第１の発明の実施の形態である図１の電流／電圧安定化回路２の部分に相当する回路を電流／電圧安定化ＩＣ１００として示したブロック図である。ＩＣ１００の内部構成は図６に示すが、図５ではＩＣ１００以外の部分は図１の構成と同じであるので、同一の構成部分には同一の符号を付している。
【００５４】
図５に示す本願第２の発明の第１の実施の形態において、ＩＣ化された電流／電圧安定化ＩＣ１００は、通常の８ピンＩＣパッケージに収納できる８ピン構造のＩＣである。このＩＣ１００の内部構成を図６に示す。
【００５５】
図５に示すように、出力電圧Ｖｃｃは、抵抗器１５及び抵抗器１６により分割されて電流／電圧安定化ＩＣ１００のＶＣ端子１０１に供給される。このＶＣ端子１０１は図６の定電圧制御用の演算増幅器１０９の反転端子（−端子）に接続される。出力電流検出用抵抗器１０の一端は電流／電圧安定化ＩＣ１００のＩＳ端子１０３に接続され、抵抗器１０の他端はＩＣ１００のＧＮＤ端子１０２に接続される。このＧＮＤ端子１０２が電流／電圧安定化ＩＣ１００の接地端子となる。
【００５６】
図５の出力端子１４は、電流／電圧安定化ＩＣ１００のＶｃｃ端子１０４に接続され、ホトカプラ４５のホトダイオード４３のカソードが同ＩＣ１００のＣｏｎｔ端子１０５に接続される。そして、ホトカプラ５０のホトダイオード４８のカソードが抵抗器４７を介して同ＩＣ１００のＥＲ端子１０７に接続される。ＩＣ１００のＣｔ端子１０８はコンデンサ３８の一端に接続され、コンデンサ３８の他端は接地される。また、ＶＣ端子１０１は時定数回路１９を介してＣｏｎｔ端子１０５に接続され、ＣＣ端子１０６も時定数回路５２を介してＣｏｎｔ端子１０５に接続されている。この時定数回路５２は図１の時定数回路２６と異なり、時定数を、例えば４０ｍｓのように大きくとる必要がないものである。
【００５７】
図６に示すように、ＩＳ端子１０３は、抵抗器１１０、１１１、１１２の直列回路を経て、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を与える基準電圧源１１３に接続され、抵抗器１１０と抵抗器１１１の接続点は切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐを経て、定電流制御用の演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）に供給される。また、抵抗器１１１と抵抗器１１２の接続点は、切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｃを経て、同じく演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）に供給される。切換スイッチ１１４の切り換えは、後述するＲＳフリップフロップから構成される遅延回路１２０のＱ出力により行われる。演算増幅器１１５の反転端子（−端子）は抵抗器１３４を介してＧＮＤ端子１０５に接続されている。
【００５８】
切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐの電圧は、可動接点Ｉｃの電圧より大きく設定されており、演算増幅器１１５は、切換スイッチ１１４の固定接点が可動接点Ｉｐ側にあるときは、機器動作時のピーク電流を制限する電流値２．５Ａに定電流制御し、また、切換スイッチ１１４の固定接点が可動接点Ｉｃ側にあるときは、機器の２次電池の充電時の定電流値１．６Ａに定電流制御するようにする。
【００５９】
定電圧制御用の演算増幅器１０９と定電流制御用の演算増幅器１１５の出力側端子はそれぞれ逆流防止用のダイオード１１６、１１７を介してＣｏｎｔ端子１０５に接続されるとともに、比較器を構成する演算増幅器１１８の反転端子（−端子）及び非反転端子（＋端子）に接続される。演算増幅器１１８の出力は反転増幅器１１９を介して４０ｍｓ遅延回路１２０のリセット端子に接続されるとともに、ＯＲ回路１２１を介してワンショットマルチバイブレータで構成される８００ｍｓの遅延回路１２２のセット端子に供給される。また、演算増幅器１１８の出力は、ＰＮＰトランジスタ１２３のベースにも供給されている。
【００６０】
抵抗器１１１及び抵抗器１１２の接続点は、電流検出用の比較器として機能する演算増幅器１２４の非反転端子（＋端子）に供給され、同演算増幅器１２４の反転端子（−端子）は接地される。演算増幅器１２４の出力はスイッチ１２５を介して遅延回路１２０のセット端子に供給されている。
【００６１】
また、図６に示す本願第２の発明の第１の実施の形態においては、出力の低電圧保護用の演算増幅器１２６と、出力の過電圧保護用の演算増幅器１２７が設けられている。そして、演算増幅器１２６の非反転端子（＋端子）には、電流／電圧安定化ＩＣ１００のＶＣ端子１０１が接続され、同反転端子（−端子）には、基準電圧源１１３が与える基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を抵抗器１２８と抵抗器１２９で分割した電圧が供給されている。そして、過電圧保護用の演算増幅器１２７の非反転入力端子（＋端子）には、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を与える基準電圧源１１３が接続され、同反転端子（−端子）には、電流／電圧安定化ＩＣ１００のＶＣ端子１０１にＩＣの外部から供給される電圧を抵抗器１３０と抵抗器１３１で分割された電圧が供給される。なお、ＶＣ端子１０１にＩＣの外部から供給される電圧は、図５に示されるように出力端子１４の出力電圧を抵抗器１５と抵抗器１６で分割した電圧である。
【００６２】
演算増幅器１２６及び１２７の出力は、ＰＮＰトランジスタ１３２のベースに接続され、このトランジスタ１３２のコレクタはＮＰＮトランジスタ１３３のベースに接続されている。そして、ＮＰＮトランジスタ１３３のコレクタは電流／電圧安定化ＩＣ１００のＥＲ端子１０７を経て、抵抗器４７（図５）を経由してホトカプラ５０のホトダイオード４８のカソードに接続される。
【００６３】
次に、図５と図６に示す本願第２の発明の第１の実施の形態の動作について、図７に示される電流／電圧安定化ＩＣ１００の動作タイミング波形図に基づいて説明する。
図７Ａは電源制御モードの時間的変化を示したものであり、Ｔ１期間及びＴ４期間は定電圧制御モード（ＣＶモード）、Ｔ２期間は２．５Ａの定電流制御モード（ＣＣ２．５モード）、そして、Ｔ３期間は電流１．６Ａの定電流制御モード（ＣＣ１．６モード）を示している。
【００６４】
まず、期間Ｔ１とＴ４の定電圧制御モード（ＣＶモード）においては、定電圧制御用の演算増幅器１０９において、図５の出力端子１４の出力電圧を抵抗器１５と１６で分割した電圧がＶＣ端子１０１に加えられ、これが、例えば１．２５Ｖの基準電圧（Ｖｒｅｆ１）と比較される。この結果、ＶＣ端子１０１に加えられる電圧が上記基準電圧（Ｖｒｅｆ１）より小さい場合は、演算増幅器１０９からＬｏｗ出力が発せられ（図７Ｂ参照。）、逆流防止ダイオード１１６及びＩＣ１００のＣｏｎｔ端子１０５を経由して、図５のホトカプラ４５に加えられる。そして、図１で説明したのと同様にホトカプラ４５の出力に基づいて、ＰＷＭ制御回路７が制御され、スイッチング素子６のオン−オフ時間（デューティ比）が制御されて、その結果２時側の出力電圧は、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）で設定された、例えば８．４Ｖの一定電圧に維持される。このとき、出力電流Ｉｏはゼロとなっている（図７Ｃ）。
【００６５】
次に、期間Ｔ２及び期間Ｔ３の定電流制御モード（ＣＣモード）においては、定電流制御用の演算増幅器１１５が機能する。この演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）には、ＩＣ１００のＩＳ端子１０３に加えられる電圧、すなわち図５の抵抗器１０の電圧降下（負電圧）と基準電圧源１１３の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）の合成電圧を、抵抗器１１０〜１１２の３つの抵抗器で分割した電圧が供給される。この演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）に供給される電圧は切換スイッチ１１４で大小２種類の電圧に切り換えできるようにされ、切換スイッチ１１４の固定接点が可動接点Ｉｐに接続されているときは、機器の動作時のピーク電流を例えば２．５Ａに制限する定電流制御回路として働き、切換スイッチ１１４の固定接点が可動接点Ｉｃに接続されているときは、機器の充電回路に充電するときの電流、例えば１．６Ａに定電流制御するように機能する。この演算増幅器１１５もその出力がＬｏｗのとき、逆流防止用ダイオード１１７を介してＩＣ１００のＣｏｎｔ端子１０５に送られ、以後定電圧制御動作と同様に、ホトカプラ４５経由でスイッチング素子６のオン−オフ時間幅（デューティ比）の制御を行う。図７Ｃは出力電流Ｉｏの時間的変化を示したものであり、ＣＣ２．５モードのＴ２期間においては、出力電流Ｉｏは２．５Ａに制限され、ＣＣ１．６モードのＴ３期間では、出力電流Ｉｏは１．６Ａに制御されている。
【００６６】
図７Ｄは切換スイッチ１１４の状態を示したもので、期間Ｔ３のＣＣ１．６モードのときだけ、可動接点Ｉｃ側に切り換えられている。
図５において、電流検出用の抵抗器１０で検出する電流量が増加すると、電流／電圧安定化ＩＣ１００のＩＳ端子１０３に加えられる電圧、すなわち、抵抗器１０のコンデンサ９側の電圧は、ゼロ電位を基準にマイナス方向に電圧降下したものとなる。Ｔ１期間の定電圧制御時には、出力電流Ｉｏがゼロとなり、切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐ端子、Ｉｃ端子は、基準電圧源１１３が与える基準電圧（Ｖｒｅｆ１）と抵抗器１１０、１１１、１１２で設定された電圧が生じている。ここで出力電流Ｉｏが増加すると、上記ＩＳ端子はマイナス方向にバイアスされ、その結果、演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）には、切換スイッチ１１４が可動接点Ｉｐ端子側であれば、抵抗器１１０と抵抗器１１１の接続点の電圧が供給され、これが演算増幅器１１５の反転端子（−端子）に加えられる接地電位と比較される。また、同様に、切換スイッチ１１４が可動接点Ｉｃ端子側であれば、抵抗器１１１と抵抗器１１２の接続点の電圧が演算増幅器１１５の非反転端子（−端子）に供給され、同じく演算増幅器１１５の反転端子（−端子）に加えられる接地電位と比較される。
【００６７】
この比較の結果、図５の電流検出用の抵抗器１０で検出された出力電流Ｉｏによる電圧降下と基準電圧源１１３の与える基準電圧（Ｖｒｅｆ１）との合成電圧を抵抗分割した値、すなわち、可動接点Ｉｐ端子またはＩｃ端子の電圧が、演算増幅器１１５の反転端子（−端子）の接地電位まで降下すると、演算増幅器１１５の出力はＨｉｇｈからＬｏｗになる信号を出力する（図７Ｂ参照。）。図７Ｂからわかるように、演算増幅器１１５の出力は、ＣＣ２．５モードとＣＣ１．６モードでは、そのＬｏｗのレベルが異なっている。この２つの電流制御モードにおいては、演算増幅器１１５の出力信号は、逆流防止ダイオード１１７を経由してＣｏｎｔ端子１０５に送られ、図５に示すホトカプラ４５を導通させて、ＰＷＭ制御回路７に送られる。ＰＷＭ制御回路７は、ホトカプラ４５からの信号を受けて、スイッチング素子６を制御し、切換スイッチ１１４で選定された可動接点ＩｐまたはＩｃに与えられる設定電圧値がゼロ電位となるように、抵抗器１０を流れる出力電流Ｉｏを一定に制御する。
【００６８】
すなわち、上記切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐの電圧は、可動接点Ｉｃの電圧より大きく設定されるので、切換スイッチ１１４が可動接点Ｉｐを選択しているときは、機器動作時のピーク電流を制限する電流値、すなわち、本例では２．５Ａの定電流に制御し、切換スイッチ１１４が可動接点Ｉｃを選択しているときは、機器の２次電池への充電電流、本例では１．６Ａの定電流制御がなされる。
【００６９】
上述したように、演算増幅器１０９は定電圧制御（ＣＶモード）、演算増幅器１１５は１．６Ａまたは２．５Ａの定電流制御（ＣＣモード）を行い、これにより、図２に示したと同じ出力特性を得ることができる。
【００７０】
この定電圧制御（ＣＶモード）と定電流制御（ＣＣモード）は、比較器として機能する演算増幅器１１８により選別される。すなわち、演算増幅器１１８の（−端子）には 演算増幅器１０９の出力電圧が入力され、同非反転端子（＋端子）には演算増幅器１１５の出力電圧が入力されている。そして、電圧制御（ＣＶモード）時は、演算増幅器１０９の出力はＬｏｗ状態となっているので、演算増幅器１１８の出力は、Ｈｉｇｈ状態となる。一方、出力電流Ｉｏが増加し、定電流制御モード（ＣＣモード）となると、演算増幅器１０９出力はＬｏｗからＨｉｇｈとなり、逆に、演算増幅器１１５の出力はＨｉｇｈからＬｏｗへと切り替るので、比較器である演算増幅器１１８の出力は、電圧制御から電流制御の切換と同期してＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わることになる。演算増幅器１１８の出力変化は図７Ｅに示されている。
【００７１】
ここで、切換スイッチ１１４の可動接点ＩｐとＩｃの切替えについて説明する。
ＲＳフリップフロップで構成される遅延回路１２０は、リセット端子ＲにＬｏｗ入力があるときリセット状態となる。電流制御モード（ＣＣモード）になると、演算増幅器１１８の出力がＬｏｗとなり、その結果、遅延回路１２０のリセット端子Ｒ端子がＨｉｇｈとなるため、リセット状態が解除される。そして、このとき、遅延回路１２０のＱ出力はＬｏｗなのでスイッチ１２５はオン状態である。この状態で、演算増幅器１２４から遅延回路１２０のセット端子ＳにＬｏｗ入力が供給されると、遅延回路１２０のＱは４０ｍｓ後にＨｉｇｈ出力を発し（図７Ｈ）、このＨｉｇｈ出力が切換スイッチ１１４に加えられて、切換スイッチ１１４の固定接点は可動接点Ｉｐから可動接点Ｉｃに切り替わる。したがって、遅延回路１２０は４０ｍｓの遅延回路として動作することになる。この遅延回路１２０のＱ出力がＨｉｇｈになると、スイッチ１２５はオフとなる。
【００７２】
これにより、２次電池への充電電流を定電流化する定電流制御（ＣＣ１．６モード）は、電流制御モード（ＣＣモード）に変更後４０ｍｓ経過してから開始されることになる。つまり、この４０ｍｓの間は機器の動作に必要なピーク電流を出力電流Ｉｏ として出力することができ、この間は、演算増幅器１１５による定電流制御は、切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐ側の電流制御、本例では２．５Ａの定電流制御となる。
【００７３】
演算増幅器１２４は、電流検出用の比較器であり、この非反転端子（＋端子）には、抵抗器１１１及び抵抗器１１２の接続点、すなわち切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｃが接続され、同反転端子（−端子）はＧＮＤ端子に接続されている。これは、可動接点Ｉｃの電圧がゼロ電位になったときの充電電流値１．６Ａを検出するものであり、可動接点Ｉｃにおける電圧が、ゼロ電位以下となる（１．６Ａを超えて出力電流Ｉｏが流れた場合に相当する）と、演算増幅器１２４の出力がＨｉｇｈからＬｏｗに変化する。この演算増幅器１２４の出力はスイッチ１２５を介して（この時、遅延回路１２０のＱ出力はＬｏｗなので、スイッチ１２５はオン状態となっている。）、遅延回路１２０のセット端子Ｓに供給され、そのタイミングが遅延時間４０ｍｓのカウント開示時点となる。図７Ｆは、演算増幅器１２４の出力が供給される遅延回路１２０のＳ端子の入力波形を示したものであるが、点線は遅延回路１２０のＱ端子がＨｉｇｈになってスイッチ１２５がオフになった状態を示している。
【００７４】
また、図６に示す本願第２の発明の第１の実施の形態は、出力の低電圧検出保護を行う比較器として機能する演算増幅器１２６と、過電圧検出保護を行う演算増幅器１２７が設けられている。
【００７５】
まず、低電圧検出保護機能について説明する。演算増幅器１２６の反転端子（−端子）には、基準電圧源１１３が与える基準電圧（Ｖｒｅｆ１＝１．２５Ｖ）を抵抗器１２８と１２９で分割した電圧が供給される。また、演算増幅器１２６の非反転端子（＋端子）には、電流／電圧安定化ＩＣ１００のＶＣ端子１０１から出力電圧を抵抗器１５と１６で分割した電圧が加えられ、この電圧が上記反転端子（−端子）に加えられる基準電圧と比較される。また、演算増幅器１２６の反転端子（−端子）には、演算増幅器１１８の出力がＨｉｇｈのとき、オンとなるＮＰＮトランジスタ１２３が接続されているので、演算増幅器１１８の出力がＨｉｇｈである定電圧制御モードのときは、このトランジスタ１２３がオンとなり、したがって、この間は、演算増幅器１２６は不作動状態となる。
【００７６】
この様な回路構成において、定電流制御モードのときに、例えば、図３に示すような電圧ドロップが生じて出力電圧が５Ｖ以下となり、演算増幅器１２６の非反転端子（＋端子）の入力電圧が、同反転端子（−端子）への入力電圧（基準電圧）より小さくなったとすると、演算増幅器１２６の出力はＬｏｗとなる。この結果、演算増幅器１２６の出力が接続されるＰＮＰトランジスタ１３２がオンとなり、ＮＰＮトランジスタ１３３もオンとなる。ＮＰＮトランジスタ１３３のコレクタは電流／電圧安定化ＩＣ１００のＥＲ端子１０７に接続され、ＥＲ端子１０７は、図５のホトカプラ５０に接続されている。そのため、演算増幅器１２６のＬｏｗ出力は、ホトカプラ５０のホトトランジスタ４９をオンにして、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させる。すなわち、出力電圧が、例えば５Ｖの設定値以下に低下した場合には、ＰＷＭ制御回路７はその制御動作を停止する。
【００７７】
次に、過電圧検出保護機能について説明する。過電圧検出用の演算増幅器１２７の非反転端子（＋端子）には基準電圧（Ｖｒｅｆ１＝１．２５Ｖ）が入力されている。そして、同反転端子（−端子）には、電流電圧安定化ＩＣのＶＣ端子１０１に供給される電圧を抵抗器１３０と１３１で分割された電圧が供給される。何らかの理由で出力電圧が過大になり、演算増幅器１２７の反転端子（−端子）に供給される電圧が、非反転端子（＋端子）に供給される基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を超えると、演算増幅器１２７の出力はＬｏｗ出力となり、ＰＮＰトランジスタ１３２をオンとする。この場合にも、低電圧検出保護機能を説明したのと同様に、図５のホトカプラ５０からＰＷＭ制御回路７へ制御信号が与えられ、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させる。
【００７８】
また、電流制御モード（ＣＣモード）では、演算増幅器１１８の出力はＬｏｗとなり、これがＯＲ回路１２１経由でワンショットマルチバイブレータで構成される遅延回路１２２のセット端子Ｓに供給されて遅延回路１２２をセットする（図７Ｉ参照。）。遅延回路１２２がセットされると、そのＴ端子からＣｔ端子１０８経由でコンデンサ３８への充電が開始される。この充電が開始してから８００ｍｓ経過すると、コンデンサ３８が所定電圧に達し、遅延回路１２２のＱ出力がＨｉｇｈからＬｏｗに変化する。すなわち、遅延回路１２２は８００ｍｓの遅延回路として機能することになる。その結果、ＰＮＰトランジスタ１３２がオンとなり、以下、上述の説明と同様に、図５のＰＷＭ制御回路７の制御動作が停止される。
しかし、遅延回路１２２のＱ出力がＬｏｗになる以前に、遅延回路１２０のＱ出力がＨｉｇｈになって、ＯＲ回路１２１を経て遅延回路１２２のセット端子Ｓに加えられると、遅延回路１２２はリセットされてコンデンサ３８への充電を停止するとともに、コンデンサ３８に蓄積された電荷は不図示の抵抗を通して放電される。
【００７９】
通常は、２．５Ａ定電流制御モードが、遅延回路１２０で定まる４０ｍｓの遅延時間以上続くことはないが、何等かの不具合（回路の故障等）で切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐ側の２．５Ａ定電流制御が続いた場合には、遅延回路１２２のセット端子ＳのＬｏｗ状態が継続し、８００ｍｓ以上経過すると遅延回路１２２からＬｏｗ出力が得られ、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させるようにしている。
【００８０】
上述のように、低電圧検出保護用の演算増幅器１２６による低電圧が検出された場合、過電圧検出保護用の演算増幅器１２７による過電圧が検出された場合、遅延回路１２２により２．５Ａ定電流制御モードの長期間の継続を検出した場合等、いずれの場合も、ＰＮＰトランジスタ１３２のベースに加えられる電圧はＬｏｗとなるので、トランジスタ１３２、１３３がオンとなる。その結果、ＩＣ１００のＥＲ端子１０７はＬｏｗ状態となって、図５において、ホトカプラ５０がオン状態となり、１次側ＰＷＭ制御回路７のＯＮ／ＯＦＦ端子にＬｏｗ入力が加えられるため、ＰＷＭ制御動作を停止する保護動作が行われる。
【００８１】
図７Ｊは、遅延回路１２２のＴ端子の電圧、すなわち、コンデンサ３８に充電された電圧を示したものである。コンデンサ３８の容量を小さくすると、遅延回路１２２のＱ出力の設定電圧に早く到達するため、点線で示すように、遅延時間は短くなり、遅延回路１２２のＱ出力はＬｏｗとなる（７図Ｋ）。そして、遅延回路１２２のセット端子ＳにＨｉｇｈの信号が加わると（７図Ｉ）、Ｑ出力は再びＨｉｇｈとなる（７図Ｊ点線参照。）７図Ｌは、電流／電圧安定化ＩＣ１００のＥＲ端子１０７に供給される信号であり、その傾向は７図Ｊと同じものである。
【００８２】
図８は、図６内の遅延回路１２０と遅延回路１２２を一つのワンショットマルチバイブレータ１４０で構成するようにした変形例であり、図９はその動作タイミング図である。
図８の回路では、図６の遅延回路１２０によって作成する４０ｍｓの遅延時間と、遅延回路１２２で作成する８００ｍｓの遅延時間を、Ｔ端子に接続されたコンデンサ３８の充電電圧で制御するようにしている。すなわち、図９Ｃに示すように、ワンショットマルチバイブレータで構成される遅延回路１４０のＴ端子の電圧検出部を、４０ｍｓを検出する設定電圧と８００ｍｓを検出する設定電圧の２つを設けている。
【００８３】
図１０及び図１１は、本願第２発明の第２の実施の形態を表すブロック図である。図１０は直流電源装置全体を示すブロック構成図であり、図５に示す第１の実施の形態と異なるところは、電流／電圧安定化集積回路（ＩＣ）１５０の部分とその周辺の回路素子であり、第１の実施の形態では８ピンの集積回路を用いているのに対し、本例では１４ピンの集積回路を用いている。図５の構成と同一の部分は、同一符号で示す。また、図１１は電流／電圧安定化ＩＣ１５０の内部構成を示したブロック図であり、これも図６の電流／電圧安定化ＩＣ１００と同一部分は同一符号を付してある。なお、図１１に示す電流／電圧安定化ＩＣ１５０においては、すべての抵抗器が外付けになっているため、抵抗値の設定を自由に選択することが可能である。
【００８４】
図１０において、電流／電圧安定化ＩＣ１５０は１４個の端子を備えており、これらの端子１５１〜１６４は図１０及び図１１に図示されるように接続されている。図１０、図１１に示されるように、まず、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を与える基準電圧源１１３がＲＥＦ端子１５６に接続され、抵抗器１１０、１１１、１１２の直列回路を経て、出力電流検出用の抵抗器１０の一端に接続されている。切換スイッチ１１４の可動接点ＩｐはそのままＩＣ１５０のＩＰ端子として抵抗器１１０と抵抗器１１１の接続点に接続され、同様に可動接点ＩｃはＩＰ端子として抵抗器１１１と抵抗器１１２の接続点に接続される。
【００８５】
ＩＣ１５０のＶＣ端子１５５は、図１０では出力電圧を分割する抵抗器１５と１６の接続点に接続されるが、図１１では抵抗器１８１と１８２の接続点に接続されている。図１１から明らかなように、抵抗器１８０〜１８３は、出力端子１４と接地端子（ＧＮＤ）との間に直列回路を形成している。すなわち、図１０の抵抗器１５は図１１の抵抗器１８０と１８１の合成抵抗であり、図１０の抵抗器１６は図１１の抵抗器１８２と１８３の合成抵抗である。低電圧保護用の演算増幅器１２６の非反転端子（＋端子）は、ＩＣ１５０のＬＶＰ／ｉｎ端子１５７から、抵抗器１８０（図１０では抵抗器１６８）と抵抗器１８１の接続点に接続され、過電圧保護用の演算増幅器１２７の反転端子（−端子）は、ＩＣ１５０のＯＶＰ／ｉｎ端子１５８経由で抵抗器１８２と抵抗器１８３（図１０では抵抗器１７０）の接続点に接続されている。図１０と図１１から明らかなように、図１０の抵抗器１６９は図１１の抵抗器１８１と１８２の合成抵抗である。
【００８６】
図１１において、定電圧制御用の演算増幅器１０９は、逆流防止用のダイオード１１６に接続されるとともに、ＰＮＰトランジスタ１７１のエミッタに接続される。そして、このＰＮＰトランジスタ１７１のコレクタはＮＡＮＤ回路１７２に接続される。ＮＡＮＤ回路１７２の出力は、例えば４０ｍｓと４００ｍｓの２つの遅延出力を発生する遅延回路１７４のリセット端子に接続される。この遅延回路１７４は、Ｑ１出力として４０ｍｓの遅延出力を得て、この出力により、切換スイッチ１１４の固定接点を可動接点Ｉｐ側から可動接点Ｉｃ側に切り替える。
【００８７】
また、遅延回路１７４のＴ出力はＩＣ１５０のＣｔ端子１６２を経由して外部のコンデンサ３８に接続され、Ｑ２出力は４００ｍｓの遅延出力をＩＣ１５０のＯＣＰ／ｏｕｔ端子１６１に出力する。同様に低電圧検出用の演算増幅器１２６の出力はＩＣ１５０のＬＶＰ／ｏｕｔ端子１６０に、また、過電圧検出用の演算増幅器１２７はＯＶＰ／ｏｕｔ端子１５９に接続される。図１０に示されるように、ＯＣＰ／ｏｕｔ端子１６１、ＬＶＰ／ｏｕｔ端子１６０、及びＯＶＰ／ｏｕｔ端子１５９は結線され、共通のＰＮＰトランジスタ１３２に接続され、各出力がＬｏｗのとき、トランジスタ１３２をオンにさせて、更にＮＰＮトランジスタ１３３を経由して、電源回路１のホトカプラ５０をオンにする。これにより、図５及び図６で説明したのと同様に、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させる。
【００８８】
次に、本願第２の発明の第２の実施の形態の動作を説明する。演算増幅器１０９に基づく定電圧制御、及び演算増幅器１１５に基づく定電流制御は図６の第１の実施の形態と同じなのでその説明を省略する。電源装置が、充電電流制御用の１．６Ａ定電流モード（ＣＣ１．６モード）から定電圧モード（ＣＶモード）に変わると、演算増幅器１０９の出力がＨｉｇｈからＬｏｗに変化し、トランジスタ１７１はオンとなるので、２次側出力電圧ＶｃｃがＮＡＮＤ回路１７２の一方の入力に供給される。すなわち、ＮＡＮＤ回路１７２はＨｉｇｈ入力が加わる。このとき、充電制御用の１．６Ａの定電流モード（ＣＣ１．６モード）になっているので、遅延回路１７４のＱ１出力はＨｉｇｈであり、このＨｉｇｈ出力が１ｍｓ遅延回路１７３で１ｍｓ遅延されてＮＡＮＤ回路１７２の他方の入力に供給されている。したがって、ＮＡＮＤ回路１７２の２つの入力がＨｉｇｈになるので、ＮＡＮＤ回路１７２の出力はＬｏｗとなり、遅延回路１７４がリセットされる。
【００８９】
遅延回路１７４がリセットされると、Ｑ１出力はＬｏｗに転じ、切換スイッチ１１４も可動接点Ｉｐ側に切換えられる。上記Ｑ１出力Ｌｏｗにより１ｍＳ遅延回路１７３を経由しＮＡＮＤ回路１７２入力はＬｏｗとなりＮＡＮＤ１７２出力はＨｉｇｈとなって遅延回路１７４のＲ端子はリセット解除状態となる。
次に、上記定電圧モードから 出力電流が例えば１．６Ａ以上流れると、出力電流１．６Ａ検出の演算増幅器１２４の出力がＨｉｇｈからＬｏｗとなり遅延回路１７４のＳ端子に入力される。この遅延回路１７４はＳ端子にＬｏｗが入力されるとＴ端子からＩＣ１５０のＣｔ端子１６２を経由してコンデンサ３８に充電電流が流れ、コンデンサ３８の電圧が上昇する。このコンデンサ３８の電圧が上昇して、４０ｍＳの時間を設定する為の第１の所定の電圧を検出する回路が遅延回路１７４に内蔵されている。
以上より、４０ｍｓが経過するとＱ１端子がＬｏｗからＨｉｇｈになる。そして、このＨｉｇｈ出力が切換スイッチ１１４に供給されるので、切換スイッチ１１４の固定接点は再び可動接点Ｉｐから可動接点Ｉｃに切り替わり、充電電流制御モード（ＣＣ１．６モード）となる。
なお、遅延回路１７４のＱ１出力がＨｉｇｈとなると、上記Ｔ端子からの充電電流は停止され、コンデンサ３８に蓄えられた電荷も放電するようになっている。
【００９０】
一方、上記遅延回路１７４のＱ１出力が何等かの不具合でＨｉｇｈにならなかった場合（すなわち、何らかの理由で２．５Ａ定電流モードとなり続けた場合）には、遅延回路１７４のＴ端子から、ＩＣ１５０のＣｔ端子１６２を経由した、コンデンサ３８への充電電流が流れ続け、コンデンサ３８の電圧が更に上昇する。このコンデンサ３８の電圧が更に上昇して、第２の所定の設定値電圧に達すると（この時間が４００ｍｓである。）、遅延回路のＱ２端子からＬｏｗ出力が得られ、これがＩＣ１５０のＯＣＰ／ｏｕｔ端子１６１を経由して、ＰＮＰトランジスタ１３２のベースに供給される。以下、この信号は、既述したように、低電圧保護用の演算増幅器１２６及び過電圧保護用の演算増幅器１２７の出力とともに、図１０のＮＰＮトランジスタ１３３、ホトカプラ５０を経由して、ＰＷＭ制御回路７に送られ、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させる。
【００９１】
以上、定電圧制御及び２段階の定電流制御を行う直流電源装置について、そのＩＣ回路の構成を含めて説明したが、本発明は、明細書に開示した第１の発明及び第２の発明の実施の形態のみならず、特許請求の範囲に記載した要旨を逸脱しない範囲でさまざまな変形例を含むものである。
【００９２】
【発明の効果】
以上説明したように、本願第１の発明においては、その定電流制御回路を、カメラ一体型ビデオ機器等のピーク電流を制限する２．５Ａ定電流制御する第１の定電流制御回路と、２次電池への充電を定電流で行う１．６Ａ定電流制御回路の２種類を設けるようにし、早送りや早戻しを行う場合に必要なピーク電流を２．５Ａ以下に制限することができるので、機器内に過大な電流が流れ、部品の破損を生じることがない。
【００９３】
また、本願第２の発明においては、本願第１の発明の２つの定電流回路動作を１つの演算増幅器とワンショットマルチバイブレータを用いて行うことにしたので、本願第１の発明のように第１の定電流回路を所定時間動作させないための帰還抵抗及びコンデンサ値大きくした時定数回路を設ける必要がなくなり、ＩＣ化が容易にできるようになった。
また、本願第２の発明によれば、マルチバイブレータで構成される遅延回路の遅延時間を適宜設定することにより、本来の電源の定電流制御動作に必要な遅延時間を任意に設定することができるので、帰還定数選定が容易となり安定な定数を設定することが可能となる。
更に、本願第２の発明では、２次側の電流／電圧安定化回路部分をＩＣ化する場合、汎用性のある８ピンあるいは１４ピンＩＣパッケージに収めることが可能であり、ＩＣのパッケージコストを低価格化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願第１の発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の直流電源装置の出力特性を示す図である。
【図３】本発明の直流電源装置の電源動作開始後の電圧・電流のタイミングを示す図である。
【図４】本願第１の発明の２つの電流検出を行う演算増幅器を示す概略図である。
【図５】本願第２の発明の第１の実施の形態を示すブロック構成図である。
【図６】図５における電流／電圧安定化ＩＣ１００の内部構成を示すブロック図である。
【図７】本願第２の発明の第１の実施の形態の動作を説明するためのタイミング図である。
【図８】図７に示すマルチバイブレータ１２０及び１２２を１つのマルチバイブレータで構成した変形例である。
【図９】図８の動作を説明するためのタイミング図である。
【図１０】本願第２の発明の第２の実施の形態を示すブロック構成図である。
【図１１】図１０における電流／電圧安定化ＩＣ１５０の内部構成を示すブロック図である。
【図１２】従来の直流電源装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
１・・・電源回路、２・・・電流／電圧安定化回路、３・・・負荷回路、５・・・電力変換トランス、６・・・スイッチング素子、７・・・ＰＷＭ制御回路、１０・・・電流検出用抵抗器、１７、１０９・・・定電圧制御用演算増幅器、２１、３０、１１５・・・定電流制御用演算増幅器、２６・・・時定数回路、４５、５０・・・ホトカプラ、４１、１００、１５０・・・電流／電圧安定化ＩＣ、１２６・・・低電圧保護用演算増幅器、１２７・・・過電圧保護用演算増幅器、１２０・・・ＲＳフリップフロップ、１２２、１４０・・・ワンショットマルチバイブレータ、５１・・・２次電池、１７４・・・遅延回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、カメラ一体型ビデオ機器等の電気機器に直流電力を供給する直流電源装置に関し、特に２次電池の充電電流を定電流に制御するととともに、機器に必要なピーク電流を一定電流以下に制限するようにした直流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気機器、例えばカメラ一体型のビデオ機器に安定した直流電力を供給する直流電源装置としては、直流電源装置を過電流による加熱から保護するために、その出力電流を所定の値に制限する電流制限回路を備えた装置が知られている。そして、この種の直流電源装置における出力電流制限回路の制限電流値は、ビデオ機器の起動などに流れるピーク電流に対して十分に対応できるように、必要とするピーク電流値より高い値に設定する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
図１２に、特許文献１に記載されている電流制限回路を備えた直流電源装置を示す。この図１２に示す直流電源装置においては、電源入力端子２０１からの商用交流電源電圧は、ノイズ除去のための入力フィルタ２０２を通過した後、全波整流回路２０３により全波整流されかつ内臓の平滑回路によって平滑されて、出力トランス２０５の１次巻線２０５ａに供給される。
【０００４】
この状態で、スイッチング制御回路２０６から発振されるパルス幅変調されたパルス信号がスイッチング回路２０４に加えられると、スイッチング回路２０４はパルス信号の周波数及びそのデューティ比に応じた速度でスイッチングされるため、出力トランス２０５の１次巻線２０５ａに供給される直流出力はチョッピングされた交流出力となる。そして、これに伴って、出力トランス２０５の２次巻線２０５ｂには、チョッピング周波数及び１次と２次の巻線比に応じた交流電圧、例えばビデオ機器等の負荷の駆動に必要な電圧８．４Ｖが誘起され、この誘起された交流電圧が整流・平滑回路２０７で整流かつ平滑されて、８．４Ｖの直流定電圧として出力端子２０８に出力される。なお、スイッチング制御回路２０６にはその駆動電源として変換トランス２０５の３次巻線２０５ｃに誘起された交流電圧が整流回路２１９を経て供給されている。
【０００５】
ここで、整流・平滑回路２０７から出力される直流出力電圧は出力電圧検出回路２０９により検出され、定電圧制御回路２１０を構成する演算増幅器２１１の反転端子（−端子）に加えられる。そして、演算増幅器２１１において、出力電圧検出回路２０９で検出された出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ２が比較され、誤差がある場合は負電圧出力をホトカプラ２１２のホトダイオード２１２ａのカソードに供給しこれをオン状態とする。これにより、ホトダイオード２１２ａを発光させてホトカプラ２１２のホトトランジスタ２１２ｂを導通させ、そのオン信号によりスイッチング制御回路２０６から発振されるパルス信号のパルス幅（デューティ比）を演算増幅器２１１の差電圧がゼロとなるように変化させる。これにより、整流・平滑回路２０７から出力される直流出力電圧は、負荷の変動または交流電源電圧の変動に関係なく一定に制御される。
【０００６】
また、負荷の変動等により直流電源装置の出力電流が変化した場合には、演算増幅器２１７から構成される定電流制御回路２１６により定電流制御が行われる。すなわち、抵抗器２１３の両端電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ２の合成電圧を抵抗器２１４と２１５で抵抗分割した電圧が演算増幅器２１７の反転端子（−端子）に供給され、これが同非反転端子（＋端子）に供給されるゼロ電位と比較される。そして、この２つの入力電圧に差が生じた場合には演算増幅器２１７が出力を発し、制御用トランジスタ２１８を導通させる。このトランジスタ２１８が導通すると、ホトカプラ２１２のホトダイオード２１２ａが発光し、同時にホトトランジスタ２１２ｂをオン状態とする。これにより、スイッチング制御回路２０６から発振されるパルス信号のパルス幅（デューティ比）が変わるため、スイッチング回路２０４は入力されたパルス信号のデューティ比でスイッチング動作を行う。このため、変換トランス２０５の２次巻線２０５ｂに得られる電力は電流検出用抵抗器２１３の両端電圧も演算増幅器２１７に入力される電圧差がゼロとなるように変化する。そして、整流・平滑回路２０７から出力される直流出力電流は一定の電流（例えば、１．５Ａ）に制御される。
【０００７】
この従来の直流電源装置は、負荷となるカメラ一体型ビデオ機器等への電力供給がオフになっている時は、ビデオ機器に内蔵されたリチウムイオン電池を充電するために直流電源装置を一定電流（１．５Ａ）の定電流モードで動作させ、また、ビデオ機器が録画／再生動作する時は一定電圧（ＤＣ８．４Ｖ）及び定格電流（１．５Ａ）の定電圧モードで動作させることができるようにしたものである。
【０００８】
この従来の直流電源装置において、定電圧モード動作時に、ビデオ機器の記録／再生時における早戻しや早送り動作などにより定格電流値（１．５Ａ）以上のピーク電流を必要とする場合が考えられる。この場合、まず、演算増幅器２１７の帰還系に接続したコンデンサ２２１が入力される電圧によりＣＲ時定数に応じて充電される。この充電期間（例えば４０ｍｓ）では演算増幅器２１７は非能動状態にあるため、定電流制御回路２１６はピーク電流に応答せず非動作状態におかれる。従って、上記充電期間において、ビデオ機器の記録／再生時における早戻しや早送り動作させるのに必要な定格電流値（１．５Ａ）以上のピーク電流（例えば、２．２Ａ）が整流・平滑回路２０７から直流出力端子２０８に瞬時的に流れても、定電流制御回路２１６はピーク電流に応答せず、定電流制御がされない。その結果、ビデオ機器の記録／再生時における早戻しや早送り動作に必要なピーク電流をビデオ機器に供給することができる。
【０００９】
【特許文献１】
特開平１１−２６２２５７号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の直流電源回路では、ピーク電流値を制限する第２の定電流制御回路または電流制限回路を設けていないため、定電流制御回路２１６が不能動状態となる所定時間、機器にピーク電流が流れると、２次電池への充電を開始するときにもピーク電流が流れ、その結果、１次側のスイッチング回路２０４や変換トランス２０５にも過大な電流が流れ、これら部品の劣化を起こすという不都合があった。
更には、２次電池に対しても過大な電流が流れ込むので、過大な電流が長期間流れ続けると、２次電池内部に組み込まれている電子部品、例えば電池の過放電や過充電を検出したときに出力をオン状態からオフ状態にする、ＦＥＴスイッチ等の部品が劣化するという問題があった。
【００１１】
そこで、本願第１の発明では、出力電流を２次電池の充電に必要な第１の充電電流（例えば１．６Ａ）に定電流制御するとともに、早送りや早戻しに必要なビデオ機器のピーク電流を、例えば２．５Ａに制限する第２の定電流制御回路を設け、２次電池の過放電または過充電を防ぎ、電子機器部品の劣化の問題を解決した直流電源装置を提供することを目的としている。
【００１２】
また、本願第２の発明は、２次電池の充電に必要な定電流制御と機器動作に必要なピーク電流を制限する動作を共通の演算増幅器で行うとともに、電力変換トランスの２次側に設けられる電流／電圧安定化回路を集積化した直流電源装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本願第１の発明は、交流電源から得られる交流を直流に変換する第１の整流回路と、この第１の整流回路に接続される電力変換トランスと、電力変換トランスの１次巻線に直列に接続され、整流回路から得られた直流をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段と、このスイッチング手段に接続され、スイッチングのデューティ比を制御するスイッチング制御手段と、電力変換トランスの１次巻線に供給される電力に応じた電力を２次巻線に誘起し、この２次巻線から得られた電力を整流・平滑して２次側直流電力として出力する第２の整流回路と、第２の整流回路に得られる出力電圧を検出する第１の演算増幅器と、第２の整流回路から得られた電力を負荷回路に与えたときの出力電流を検出する第２及び第３の演算増幅器と、これら第１〜第３の演算増幅器の出力に得られる誤差信号を、電力変換トランスの１次側に伝達する第１の光結合手段と、この第１の光結合手段の出力に基づいて上記スイッチング制御手段によりスイッチング手段を制御して前記電力変換トランスの２時側電圧及び電流を制御する直流電源装置であって、上記第２の演算増幅器は、２次側の出力電流を２次電池の充電用電流設定値として所定値に定電流制御し、また第３の演算増幅器は、第２の演算増幅器が不作動の時間に上記充電用定電流設定値よりも大きい機器動作に必要なピーク電流設定値に定電流制御するものであることを特徴とする。
【００１４】
また、本願第１の発明の好ましい実施の形態は、上記本願第１の発明の特徴に加え、出力電圧が所定値以下に低減したことを検出する第４の演算増幅器と、スイッチング制御手段に接続され、かつ第４の演算増幅器の出力が供給される第２の光結合手段を更に設け、出力電圧が所定値以下になったとき、この第２の光結合手段の出力に基づいて、スイッチング手段を制御するスイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴としている。
【００１５】
更に、本願第１の発明の好ましい実施の形態としては、上記第２の光結合手段に接続され、機器のピーク電流が所定時間以上に流れ続けたことを第３の演算増幅器の出力より検出する検出手段を更に設け、この検出手段により機器動作に必要なピーク電流が所定時間以上検出された場合に、第２の光結合手段の出力に基づいて、スイッチング手段を制御するスイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴としている。
【００１６】
本願第１の発明によれば、２次電池への充電電流の定電流制御（例えば、１．６Ａ）が行われない所定期間の間、早送りや早戻しに必要なビデオ機器のピーク電流を、例えば２．５Ａに制限する第２の定電流制御回路を設けたので、負荷回路に必要以上に過大な電流が流れるのを防ぐことができる。
【００１７】
また、本願第２の発明は、交流電源から得られる交流を直流に変換する第１の整流回路と、この第１の整流回路に接続される電力変換トランスと、電力変換トランスの１次巻線に直列に接続され、整流回路から得られた直流をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段と、このスイッチング手段に接続され、スイッチングのデューティ比を制御するスイッチング制御手段と、電力変換トランスの１次巻線に供給される電力に応じた電力を２次巻線に誘起し、この２次巻線から得られた電力を整流・平滑して２次側直流電力として出力する第２の整流回路と、この第２の整流回路より得られる出力電圧及び出力電流を定電圧及び定電流に安定させるための電流／電圧安定化集積回路と、電流／電圧安定化集積回路に接続され、スイッチング制御手段に電流／電圧安定化集積回路の出力を伝達する第１の光結合手段と、第１の光結合手段を介して上記電流／電圧安定化集積回路からの誤差信号をスイッチング制御手段に供給してスイッチング手段のデューティ比を制御するようにした直流電源装置であって、この電流／電圧安定化集積回路は、第２の整流回路から得られる出力電圧を検出し、定電圧制御する第１の演算増幅器と、第２の整流回路から得られる電力を負荷回路に供給したときの出力電流を、２次電池の充電用電流と、該２次電池の充電電流より大きい機器動作に必要なピーク電流の２段階に分けて検出して定電流制御する第２の演算増幅器と、この第２の演算増幅器の入力電圧を上記定電流制御する２段階に対応して切り換える切換手段と、この切換手段の切り換えタイミングを制御する切換制御手段と、を備えることを特徴としている。
【００１８】
そして、本願第２の発明の好ましい実施の形態としては、上記本願第２の発明の構成に加え、出力電圧が第１の所定値以下の低電圧に低減したことを検出する第３の演算増幅器及び出力電圧が第２の所定値以上の過電圧に増大したことを検出する第４の演算増幅器を更に備え、これら第３及び第４の演算増幅器から得られる誤差信号を第２の光結合手段を介して前記スイッチング制御手段に供給するようにし、出力電圧の異常を検出したときに、スイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴としている。
また、上記第２の光結合手段に接続され、前記機器のピーク電流が所定時間以上に流れ続けたことを検出する検出手段を更に設け、この検出手段がピーク電流を所定時間以上検出した場合に、第２の光結合手段経由でスイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴としている。
【００１９】
本願第２の発明によれば、機器のピーク電流２．５Ａの定電流制御と２次電池への充電電流１．６Ａの定電流制御を一つの演算増幅器を用いて行うことができるとともに、２次側の電流／電圧安定化回路を集積化することを可能とした。
【００２０】
【発明の実施の形態】
次に、本願第１の発明に係る直流電源装置の実施の形態を図１に基づいて説明する。図１は本願第１の発明の実施の形態を示すブロック構成図である。図１に示すように、本願第１の発明の直流電源装置は、主として電源回路１と、電流／電圧安定化回路２によって構成され、電源回路２の出力は安定化された定電圧及び定電流電源として負荷回路３に供給される。負荷回路３は、例えばカメラ一体型ビデオ機器のような電子機器であり、充電用の２次電池５１を内蔵している。
【００２１】
まず、電源回路１においては、プラグ２よりの商用電源が、ノイズを除去する入力フィルタ３を介して整流回路４に供給され、この整流回路４の出力側に得られる直流信号が電力変換トランス５の１次巻線５ａの一端に供給される。
【００２２】
この電力変換トランス５の１次巻線５ａの他端はスイッチング用のＮＰＮ形トランジスタ６のコレクタに接続され、このトランジスタ６のエミッタは接地される。そして、このトランジスタ６のベースにＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御回路７からのパルス幅変調信号を供給し、このトランジスタ６のオン期間（オンデューティ）を制御することにより、この直流電源回路の出力信号の電圧及び電流を制御する。
【００２３】
電力変換トランス５の２次巻線５ｂの一端は、整流用のダイオード８及び平滑用コンデンサ９の直列回路を介して、２次巻線５ｂの他端に接続され、この２次巻線５ｂの他端は、電流検出用の抵抗器１０の一端に接続される。抵抗器１０の他端は接地される。
また、電力変換トランス５の３次巻線５ｃは、整流用のダイオード１１と平滑用コンデンサ１２よりなる整流・平滑回路を介して、ＰＷＭ制御回路７に接続され、これによりＰＷＭ制御回路７の直流電源が構成される。ＰＷＭ制御回路７は起動用の抵抗器１３を介して整流回路４の出力に接続されている。
【００２４】
第２の整流回路を構成するダイオード８とコンデンサ９の接続点は出力端子１４に接続され、出力端子１４は、負荷回路３に接続されるとともに、出力電圧検出用の抵抗器１５及び１６の直列回路を介して接地される。この抵抗器１５及び１６の接続中点は、電流／電圧安定化回路２の演算増幅器１７の反転端子（−端子）に接続され、この演算増幅器１７の非反転端子（＋端子）は、基準電圧源１８を介して接地される。この基準電圧源１８は電力変換トランス５の２次側出力電圧を、例えば８．４Ｖの定電圧とするための基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を与えるものである。演算増幅器１７の反転端子（−端子）は、抵抗とコンデンサの時定数回路１９を介して出力側に接続され、逆流防止用のダイオード２０のカソードに接続される。この演算増幅器１７は定電圧制御回路を構成する。
【００２５】
また、第１の定電流制御回路を構成する演算増幅器２１の反転端子（−端子）は、抵抗器２２及び基準電圧（Ｖｒｅｆ２）を得る基準電圧源２３の直列回路を介して、電流検出用抵抗器１０と電力変換トランス５の２次巻線５ｂの他端との接続点に接続される。演算増幅器２１の非反転端子（＋端子）は、電流検出用抵抗器１０の他端、すなわち接地電位に接続される。また、演算増幅器２１の反転端子（−端子）は、抵抗器２４とコンデンサ２５の直列回路からなる時定数回路２６を介して演算増幅器２１の出力側に接続される。そして、第１の定電流制御回路を構成する演算増幅器２１の出力電圧は、抵抗器２７と２８で抵抗分割され、分割された電圧が電界効果トランジスタ２９のゲート電極に加えられる。
【００２６】
第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０の反転端子（−端子）は、抵抗器３１を介して接地され、同非反転端子（＋端子）は、基準電圧（Ｖｒｅｆ３）を与える基準電圧源３２を経て電流検出用抵抗器１０と電力変換トランス５の２次巻線５ｂの他端の接続点に接続される。
【００２７】
そして、この演算増幅器３０の反転端子（−端子）は、抵抗器とコンデンサの並列回路よりなる時定数回路３３を介して出力側に接続され、その出力は逆流防止用ダイオード３４のカソードに接続されるとともに、ＰＮＰトランジスタ３６のベースに接続される。ここで逆流防止用のダイオード３４のアノードはもう一つの逆流防止用ダイオード３５のカソードに直列接続されている。
【００２８】
ＰＮＰトランジスタ３６のエミッタは、電力変換トランス５の２次側端子（Ｖｃｃ）に接続され、コレクタは抵抗器３７を介して、コンデンサ３８と抵抗器３９の並列回路よりなる充放電回路に接続される。この並列回路の一端は電界効果トランジスタ４０のゲート電極に接続され、他端は接地される。
【００２９】
演算増幅器４１は比較器として機能するものであり、出力電圧を抵抗器１５と抵抗器１６で抵抗分割した電圧が演算増幅器４１の非反転端子（＋端子）に供給され、基準電圧（Ｖｒｅｆ４）を与える基準電圧源４２が反転端子（−端子）と接地間に接続されている。
【００３０】
逆流防止用ダイオード２０と３５のアノード、及び電界効果トランジスタ２９のドレイン電極は、ホトダイオード４３とホトトランジスタ４４から構成されるホトカプラ（第１の光結合手段）４５のホトダイオード４３のカソードに接続され、ホトダイオード４３のアノードは抵抗器４６を介して電力変換トランス５の２次側端子（Ｖｃｃ）に接続されている。ホトトランジスタ４４のアノードはＰＷＭ制御回路７に接続され、カソードは接地される。
【００３１】
比較器を構成する演算増幅器４１の出力は電界効果トランジスタ４０のドレイン電極に接続され、抵抗器４７を介してホトダイオード４８とホトトランジスタ４９より構成されるホトカプラ（第２の光結合手段）５０のホトダイオード４８のカソードに接続される。ホトダイオード４８のアノードには、電力変換トランス５の２次側出力電圧Ｖｃｃが供給されている。ホトトランジスタ４９のアノードはＰＷＭ制御回路７に接続され、カソードは接地される。
【００３２】
次に、上記本願第１の発明に係る直流電源装置の実施の形態の動作を説明する。
プラグ２から入力される商用の交流電源は、入力フィルタ３、整流回路４を経由して直流電源変換され（Ｖｉｎ）、電力変換トランス５の１次巻線５ａに供給される。また、直流電源（Ｖｉｎ）は起動用の抵抗器１３を介してＰＷＭ制御回路７に供給され、以後ＰＷＭ制御回路７からのパルス幅変調信号により、１次巻線５ａと直列接続されたスイッチング素子６がオン−オフ制御される。このスイッチングの周波数は、例えば１００ｋＨｚとされる。また、電力変換トランス５には３次巻線５ｃが設けられているが、この３次巻線５ｃに誘起された電力は、ダイオード１１及びコンデンサ１２で整流・平滑されて、その後のＰＷＭ制御回路７の電源とされる。
【００３３】
電力変換トランス５の２次巻線５ｂに誘起された電圧は、ダイオード８及びコンデンサ９よりなる整流回路で整流され、この出力電圧（Ｖｃｃ）は出力端子１４に供給されるとともに、抵抗器１５及び１６で分割されて定電圧制御回路を構成する演算増幅器１７の反転端子（−端子）に入力される。一方、演算増幅器１７の非反転端子（＋端子）には、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を与える基準電圧源１８が接続されており、この基準電圧（Ｖｒｅｆ１）が上記出力電圧Ｖｃｃを分割した電圧と比較される。そして、演算増幅器１７の反転端子（−端子）に供給される電圧と基準電圧（Ｖｒｅｆ１）との差電圧が演算増幅器１７の出力側に誤差信号として出力され、これが逆流防止用ダイオード２０を経由してホトカプラ４５を構成するホトダイオード４３のカソードに供給される。
【００３４】
そして、演算増幅器１７からの誤差信号出力が得られると、この誤差信号はホトカプラ４５のホトダイオード４３からホトトランジスタ４４に伝達され、ＰＷＭ制御回路７に供給される。ＰＷＭ制御回路７は、電力変換トランス５の１次巻線５ａに直列に接続されているスイッチング素子６のオン期間を制御して、２次巻線５ｂに誘起される電力を制御する。この結果、ダイオード８及びコンデンサ９の整流・平滑回路の出力は、予め設定された基準電圧、例えば８．４Ｖに制御される。
【００３５】
一方、電流検出用の抵抗器１０は、負荷回路３に流れ込んだ出力電流Ｉｏを検出するものであり、抵抗器１０に流れる電流量は抵抗器１０の両端電圧に電圧変換されて、定電流制御回路を構成する演算増幅器２１の反転端子（−端子）に基準電圧（Ｖｒｅｆ２）を与える基準電圧源２３と直列に接続されて入力される。また、演算増幅器２１の非反転端子（＋端子）は接地されており、上記基準電圧（Ｖｒｅｆ２）と抵抗器１０における電圧降下が等しくなるように演算増幅器２１から誤差信号が出力される。
【００３６】
なお、カメラ一体型ビデオ機器等の負荷回路３の内部に２次電池５１が使われている場合、その２次電池を充電する必要がある。一般的に２次電池内部には電池を保護する保護回路等が内蔵されており、また２次電池の材料から 連続状態で２次電池に流せる最大電流が規定されている。すなわち、瞬間的に必要な機器動作時のピーク電流を流すと共に２次電池への充電も行えるように工夫する必要がある。
【００３７】
そのため、所定の時間内のピーク電流に対しては、出力電流（充電電流）Ｉｏを制御する演算増幅器２１の定電流制御、例えば１．６Ａの制御動作が働かないようにする必要がある。この所定時間内に演算増幅器２１の制御動作を行わせないために、演算増幅器２１の帰還抵抗器２４とコンデンサ２５からなる時定数回路２６の時定数を大きくするように設定している。すなわち、時定数回路２６の時定数は、一般的な帰還抵抗とコンデンサからなる時定数回路の時定数よりも大きな時定数、例えば４０ｍｓに設定するようにしている。
【００３８】
演算増幅器２１の出力は、抵抗器２７と２８で分割され、電界効果トランジスタ２９のゲート電極に供給される。誤差信号があってゲート電極に所定の電圧が与えられると、電界効果トランジスタ２９がオン状態となり、ホトカプラ４５を経由して、ＰＷＭ制御回路７に送られ、定電圧制御動作時と同様にスイッチング素子６のオン、オフ時間の制御が行われる。その結果、出力電流Ｉｏによる電流検出用抵抗器１０の両端電圧の電圧降下が基準電圧（Ｖｒｅｆ２）と等しくなるように制御される。この基準電圧（Ｖｒｅｆ２）で設定される出力電流Ｉｏは、電源の負荷回路３に２次電池５１が接続された場合の充電電流に相当するものである。
【００３９】
更に、電流検出用抵抗器１０で検出される出力電流Ｉｏは 第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０においても検出制御される。この演算増幅器３０において検出される電流量は、前記演算増幅器２１で検出される電流量よりも大きく設定されており、例えば、電源負荷としてカメラ一体型ビデオ機器等が接続された場合の機器動作時のピーク電流、例えば２．５Ａに制限するように出力電流Ｉｏを制御する。
【００４０】
すなわち、演算増幅器３０の反転端子（−端子）は、抵抗器３１を介して接地電位に接続され、同非反転端子（＋端子）には電流検出用抵抗器１０の電圧降下（電流の方向から負電圧）と基準電圧（Ｖｒｅｆ３）の合成電圧が加えられている。そして、演算増幅器３０は、この非反転端子（＋端子）に加えられる合成電圧が反転端子（−端子）に加えられる接地電位と等しくなるように誤差信号を出力し、ホトカプラ４５、ＰＷＭ制御回路７、スイッチング素子６を介して出力電流Ｉｏを制御する。
【００４１】
ここで、基準電圧（Ｖｒｅｆ３）を基準電圧（Ｖｒｅｆ２）より大きく設定することにより、演算増幅器３０で定電流制御されたときの電流検出用抵抗器１０を流れる出力電流Ｉｏは、負荷回路３に２次電池５１を接続した充電時の出力電流Ｉｏよりも大きな電流となる。つまり、演算増幅器２１による制御電流量を、例えば１．６Ａとし、演算増幅器３０による制御電流量を例えば２．５Ａに設定することが可能となる。
【００４２】
また、何らかの原因で機器動作に異常が起こり、出力電圧が例えば５Ｖ以下の低電圧状態になると、この電圧は比較器として機能する演算増幅器４１により検出される。すなわち、上記低電圧となった出力電圧は、抵抗器１５と１６で分割されて演算増幅器４１の非反転端子（＋端子）に供給される。演算増幅器４１の反転端子（−端子）には、基準電圧（Ｖｒｅｆ４）を与える基準電圧源４２が接続されており、上記抵抗器１５と１６で分割された出力電圧がこの基準電圧（Ｖｒｅｆ４）と比較される。その結果、例えば出力電圧が５Ｖ以下になると、演算増幅器４１の出力はＨｉｇｈからＬｏｗ状態となって、抵抗器４７を介して、ホトカプラ５０を構成するホトダイオード４８をオン状態とする。ホトカプラ５０のホトトランジスタ４９は、ＰＷＭ制御回路７に接続されており、ホトトランジスタ４９がオンになることで、ＰＷＭ制御回路７の制御動作は停止される。
【００４３】
また、第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０は、出力電流Ｉｏの異常を検出する過電流保護機能を有しているので、以下この機能について説明する。すなわち、何らかの異常により、演算増幅器２１の時定数回路２６の時定数で定まる所定期間、例えば４０ｍｓ（演算増幅器２１が不作動の期間）以上が経過しても、第１の演算増幅器２１による定電流制御モードに切り替わらない場合について説明する。このような場合は、演算増幅器３０が動作してその出力がＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わる。この結果、ＰＮＰトランジスタ３６がオンとなり、そのエミッタに接続されている電源Ｖｃｃから電流が流れ込み、抵抗器３７を経由して、コンデンサ３８に充電される。この状態が一定時間以上続くとコンデンサ３８の充電電圧が上昇し、電界効果トランジスタ４０をオン状態にさせる。
【００４４】
電界効果トランジスタ４０のオン電圧を、例えば２．５Ｖに設定し、ゲート電圧がこの設定電圧にまで上昇する時間を、例えば８００ｍｓになるように抵抗器３９とコンデンサ３８の値を定める。すなわち、演算増幅器３０の出力がＬｏｗ状態に変わってから８００ｍｓ以上の時間が経過すると、電界効果トランジスタ４０がオン状態となり、上述した演算増幅器４１の説明と同様に、ホトカプラ５０のホトダイオード４８をオン状態とし、以下同様にしてＰＷＭ制御回路７の動作を停止状態とする。すなわち、電圧／電流安定化回路２は過電流保護回路としての機能も有している。
【００４５】
一般に、カメラ一体型ビデオ機器等の機器に流れるピーク電流は、モータドライブや機器内部のＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において大きな電流を瞬間的に必要とするが、演算増幅器３０は、この時の大きな電流値を所定の値、例えば、２．５Ａ以下に制限する働きを有する。
【００４６】
図２は、図１に示す電圧／電流安定化回路２における演算増幅器１７、２１、３０で制御される電源の出力特性を示したものである。図２において、出力電流が０Ａ時に、定電圧制御用の演算増幅器１７により、例えば８．４Ｖに制御された一定の電圧が出力される。負荷回路３に加えられる出力電流Ｉｏが増加すると、定電流制御回路を構成する演算増幅器２１により１．６Ａの定電流制御が為される。演算増幅器２１の制御範囲外（時定数回路２６が作動する４０ｍｓの期間）に、出力電流Ｉｏが更に増加すると、演算増幅器３０により、２．５Ａの定電流制御が行われる。つまり、演算増幅器２１は、時定数回路２６の時定数で定まる期間、１．６Ａの定電流制御を不作動とするので、その間に、出力電流Ｉｏが１．６Ａを越えて上昇するのであるが、その所定時間内は演算増幅器３０が作動して、出力電流Ｉｏを２．５Ａに定電流制御するようにしている。
【００４７】
図３は、電源動作を開始してカメラ一体型ビデオ機器等の電子機器が動作を開始した後のタイミング例を示したものであり、瞬間的なピーク電流が流れるタイミングと２次電池への充電が開始するタイミングが示されている。
【００４８】
図３から明らかなように、電源動作により出力電圧が上昇すると出力電流も上昇し始める。起動時は機器側にあるコンデンサ等の充電電流が流れ、その後、機器内部のＤＣ／ＤＣコンバータ等が起動して、モータ等のドライブを開始する。この場合は、図３に示すように、充電電流を１．６Ａとすれば、その電流値以上の電流が負荷回路３に流れ込むことになる。この瞬間的ピーク電流の流れる時間はある所定時間、例えば４０ｍｓ以内になるように、演算増幅器２１の時定数回路２６の抵抗器２４とコンデンサ２５の値を変えて時定数を調整するようにしている。
【００４９】
その後、電子機器の本体内充電に切替わっても、上記時定数回路２６の時定数で定まる期間は、演算増幅器２１が定電流制御回路として動作しないため、ピーク電流値を制限する、第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０がその所定時間内の出力電流Ｉｏをピーク電流以下に制御する。そして、この時定数で定まる所定時間経過後に、演算増幅器２１により再び１．６Ａの充電電流に定電流制御される。
【００５０】
図４は、図１に示した、制御電流１．６Ａの第１の定電流制御回路を構成する演算増幅器２１と、制御電流２．５Ａの第２の定電流制御回路を構成する演算増幅器３０の電流検出のための接続関係の概略を示したものである。演算増幅器２１では、その反転端子（−端子）に基準電圧（Ｖｒｅｆ２）を与える基準電圧源２３が接続されているのに対し、演算増幅器３０では、非反転端子（＋端子）に基準電圧（Ｖｒｅｆ３）を与える基準電圧源３２が接続されている。演算増幅器２１の非反転端子（＋端子）及び演算増幅器３０の反転端子（−端子）は電流検出用抵抗器１０の他端、すなわち接地側に接続されている。
【００５１】
以上、本願第１の発明の実施の形態を説明したが、本願第１の発明にも、以下のような問題があった。それは、本願第１の発明では、２次電池５１への充電を１．６Ａに定電流制御する第１の定電流制御回路（演算増幅器２１）と、電子機器のピーク電流を２．５Ａ以下に制限する第２の定電流制御回路（演算増幅器３０）の２つの定電流制御回路を必要とし、かつ上記第１の定電流制御回路には、ある所定の時間、定電流制御動作をさせないために帰還抵抗器２４とコンデンサ２５からなる時定数回路２６の時定数を大きくする必要があった。
【００５２】
また、更には、本願第１の発明の実施の形態である図１に示す電流／電圧安定化回路２の部分をＩＣ化する場合、２つの定電流制御用の演算増幅器２１及び３０とその帰還回路を構成する為のＩＣのピン数が多くなるという問題もあった。
【００５３】
本願第２の発明は、本願第１の発明の上記問題点を更に改良したものである。本願第２の発明の第１の実施の形態を図５、図６のブロック図に基づいて説明する。
図５は、本願第１の発明の実施の形態である図１の電流／電圧安定化回路２の部分に相当する回路を電流／電圧安定化ＩＣ１００として示したブロック図である。ＩＣ１００の内部構成は図６に示すが、図５ではＩＣ１００以外の部分は図１の構成と同じであるので、同一の構成部分には同一の符号を付している。
【００５４】
図５に示す本願第２の発明の第１の実施の形態において、ＩＣ化された電流／電圧安定化ＩＣ１００は、通常の８ピンＩＣパッケージに収納できる８ピン構造のＩＣである。このＩＣ１００の内部構成を図６に示す。
【００５５】
図５に示すように、出力電圧Ｖｃｃは、抵抗器１５及び抵抗器１６により分割されて電流／電圧安定化ＩＣ１００のＶＣ端子１０１に供給される。このＶＣ端子１０１は図６の定電圧制御用の演算増幅器１０９の反転端子（−端子）に接続される。出力電流検出用抵抗器１０の一端は電流／電圧安定化ＩＣ１００のＩＳ端子１０３に接続され、抵抗器１０の他端はＩＣ１００のＧＮＤ端子１０２に接続される。このＧＮＤ端子１０２が電流／電圧安定化ＩＣ１００の接地端子となる。
【００５６】
図５の出力端子１４は、電流／電圧安定化ＩＣ１００のＶｃｃ端子１０４に接続され、ホトカプラ４５のホトダイオード４３のカソードが同ＩＣ１００のＣｏｎｔ端子１０５に接続される。そして、ホトカプラ５０のホトダイオード４８のカソードが抵抗器４７を介して同ＩＣ１００のＥＲ端子１０７に接続される。ＩＣ１００のＣｔ端子１０８はコンデンサ３８の一端に接続され、コンデンサ３８の他端は接地される。また、ＶＣ端子１０１は時定数回路１９を介してＣｏｎｔ端子１０５に接続され、ＣＣ端子１０６も時定数回路５２を介してＣｏｎｔ端子１０５に接続されている。この時定数回路５２は図１の時定数回路２６と異なり、時定数を、例えば４０ｍｓのように大きくとる必要がないものである。
【００５７】
図６に示すように、ＩＳ端子１０３は、抵抗器１１０、１１１、１１２の直列回路を経て、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を与える基準電圧源１１３に接続され、抵抗器１１０と抵抗器１１１の接続点は切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐを経て、定電流制御用の演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）に供給される。また、抵抗器１１１と抵抗器１１２の接続点は、切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｃを経て、同じく演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）に供給される。切換スイッチ１１４の切り換えは、後述するＲＳフリップフロップから構成される遅延回路１２０のＱ出力により行われる。演算増幅器１１５の反転端子（−端子）は抵抗器１３４を介してＧＮＤ端子１０５に接続されている。
【００５８】
切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐの電圧は、可動接点Ｉｃの電圧より大きく設定されており、演算増幅器１１５は、切換スイッチ１１４の固定接点が可動接点Ｉｐ側にあるときは、機器動作時のピーク電流を制限する電流値２．５Ａに定電流制御し、また、切換スイッチ１１４の固定接点が可動接点Ｉｃ側にあるときは、機器の２次電池の充電時の定電流値１．６Ａに定電流制御するようにする。
【００５９】
定電圧制御用の演算増幅器１０９と定電流制御用の演算増幅器１１５の出力側端子はそれぞれ逆流防止用のダイオード１１６、１１７を介してＣｏｎｔ端子１０５に接続されるとともに、比較器を構成する演算増幅器１１８の反転端子（−端子）及び非反転端子（＋端子）に接続される。演算増幅器１１８の出力は反転増幅器１１９を介して４０ｍｓ遅延回路１２０のリセット端子に接続されるとともに、ＯＲ回路１２１を介してワンショットマルチバイブレータで構成される８００ｍｓの遅延回路１２２のセット端子に供給される。また、演算増幅器１１８の出力は、ＰＮＰトランジスタ１２３のベースにも供給されている。
【００６０】
抵抗器１１１及び抵抗器１１２の接続点は、電流検出用の比較器として機能する演算増幅器１２４の非反転端子（＋端子）に供給され、同演算増幅器１２４の反転端子（−端子）は接地される。演算増幅器１２４の出力はスイッチ１２５を介して遅延回路１２０のセット端子に供給されている。
【００６１】
また、図６に示す本願第２の発明の第１の実施の形態においては、出力の低電圧保護用の演算増幅器１２６と、出力の過電圧保護用の演算増幅器１２７が設けられている。そして、演算増幅器１２６の非反転端子（＋端子）には、電流／電圧安定化ＩＣ１００のＶＣ端子１０１が接続され、同反転端子（−端子）には、基準電圧源１１３が与える基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を抵抗器１２８と抵抗器１２９で分割した電圧が供給されている。そして、過電圧保護用の演算増幅器１２７の非反転入力端子（＋端子）には、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を与える基準電圧源１１３が接続され、同反転端子（−端子）には、電流／電圧安定化ＩＣ１００のＶＣ端子１０１にＩＣの外部から供給される電圧を抵抗器１３０と抵抗器１３１で分割された電圧が供給される。なお、ＶＣ端子１０１にＩＣの外部から供給される電圧は、図５に示されるように出力端子１４の出力電圧を抵抗器１５と抵抗器１６で分割した電圧である。
【００６２】
演算増幅器１２６及び１２７の出力は、ＰＮＰトランジスタ１３２のベースに接続され、このトランジスタ１３２のコレクタはＮＰＮトランジスタ１３３のベースに接続されている。そして、ＮＰＮトランジスタ１３３のコレクタは電流／電圧安定化ＩＣ１００のＥＲ端子１０７を経て、抵抗器４７（図５）を経由してホトカプラ５０のホトダイオード４８のカソードに接続される。
【００６３】
次に、図５と図６に示す本願第２の発明の第１の実施の形態の動作について、図７に示される電流／電圧安定化ＩＣ１００の動作タイミング波形図に基づいて説明する。
図７Ａは電源制御モードの時間的変化を示したものであり、Ｔ１期間及びＴ４期間は定電圧制御モード（ＣＶモード）、Ｔ２期間は２．５Ａの定電流制御モード（ＣＣ２．５モード）、そして、Ｔ３期間は電流１．６Ａの定電流制御モード（ＣＣ１．６モード）を示している。
【００６４】
まず、期間Ｔ１とＴ４の定電圧制御モード（ＣＶモード）においては、定電圧制御用の演算増幅器１０９において、図５の出力端子１４の出力電圧を抵抗器１５と１６で分割した電圧がＶＣ端子１０１に加えられ、これが、例えば１．２５Ｖの基準電圧（Ｖｒｅｆ１）と比較される。この結果、ＶＣ端子１０１に加えられる電圧が上記基準電圧（Ｖｒｅｆ１）より小さい場合は、演算増幅器１０９からＬｏｗ出力が発せられ（図７Ｂ参照。）、逆流防止ダイオード１１６及びＩＣ１００のＣｏｎｔ端子１０５を経由して、図５のホトカプラ４５に加えられる。そして、図１で説明したのと同様にホトカプラ４５の出力に基づいて、ＰＷＭ制御回路７が制御され、スイッチング素子６のオン−オフ時間（デューティ比）が制御されて、その結果２時側の出力電圧は、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）で設定された、例えば８．４Ｖの一定電圧に維持される。このとき、出力電流Ｉｏはゼロとなっている（図７Ｃ）。
【００６５】
次に、期間Ｔ２及び期間Ｔ３の定電流制御モード（ＣＣモード）においては、定電流制御用の演算増幅器１１５が機能する。この演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）には、ＩＣ１００のＩＳ端子１０３に加えられる電圧、すなわち図５の抵抗器１０の電圧降下（負電圧）と基準電圧源１１３の基準電圧（Ｖｒｅｆ１）の合成電圧を、抵抗器１１０〜１１２の３つの抵抗器で分割した電圧が供給される。この演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）に供給される電圧は切換スイッチ１１４で大小２種類の電圧に切り換えできるようにされ、切換スイッチ１１４の固定接点が可動接点Ｉｐに接続されているときは、機器の動作時のピーク電流を例えば２．５Ａに制限する定電流制御回路として働き、切換スイッチ１１４の固定接点が可動接点Ｉｃに接続されているときは、機器の充電回路に充電するときの電流、例えば１．６Ａに定電流制御するように機能する。この演算増幅器１１５もその出力がＬｏｗのとき、逆流防止用ダイオード１１７を介してＩＣ１００のＣｏｎｔ端子１０５に送られ、以後定電圧制御動作と同様に、ホトカプラ４５経由でスイッチング素子６のオン−オフ時間幅（デューティ比）の制御を行う。図７Ｃは出力電流Ｉｏの時間的変化を示したものであり、ＣＣ２．５モードのＴ２期間においては、出力電流Ｉｏは２．５Ａに制限され、ＣＣ１．６モードのＴ３期間では、出力電流Ｉｏは１．６Ａに制御されている。
【００６６】
図７Ｄは切換スイッチ１１４の状態を示したもので、期間Ｔ３のＣＣ１．６モードのときだけ、可動接点Ｉｃ側に切り換えられている。
図５において、電流検出用の抵抗器１０で検出する電流量が増加すると、電流／電圧安定化ＩＣ１００のＩＳ端子１０３に加えられる電圧、すなわち、抵抗器１０のコンデンサ９側の電圧は、ゼロ電位を基準にマイナス方向に電圧降下したものとなる。Ｔ１期間の定電圧制御時には、出力電流Ｉｏがゼロとなり、切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐ端子、Ｉｃ端子は、基準電圧源１１３が与える基準電圧（Ｖｒｅｆ１）と抵抗器１１０、１１１、１１２で設定された電圧が生じている。ここで出力電流Ｉｏが増加すると、上記ＩＳ端子はマイナス方向にバイアスされ、その結果、演算増幅器１１５の非反転端子（＋端子）には、切換スイッチ１１４が可動接点Ｉｐ端子側であれば、抵抗器１１０と抵抗器１１１の接続点の電圧が供給され、これが演算増幅器１１５の反転端子（−端子）に加えられる接地電位と比較される。また、同様に、切換スイッチ１１４が可動接点Ｉｃ端子側であれば、抵抗器１１１と抵抗器１１２の接続点の電圧が演算増幅器１１５の非反転端子（−端子）に供給され、同じく演算増幅器１１５の反転端子（−端子）に加えられる接地電位と比較される。
【００６７】
この比較の結果、図５の電流検出用の抵抗器１０で検出された出力電流Ｉｏによる電圧降下と基準電圧源１１３の与える基準電圧（Ｖｒｅｆ１）との合成電圧を抵抗分割した値、すなわち、可動接点Ｉｐ端子またはＩｃ端子の電圧が、演算増幅器１１５の反転端子（−端子）の接地電位まで降下すると、演算増幅器１１５の出力はＨｉｇｈからＬｏｗになる信号を出力する（図７Ｂ参照。）。図７Ｂからわかるように、演算増幅器１１５の出力は、ＣＣ２．５モードとＣＣ１．６モードでは、そのＬｏｗのレベルが異なっている。この２つの電流制御モードにおいては、演算増幅器１１５の出力信号は、逆流防止ダイオード１１７を経由してＣｏｎｔ端子１０５に送られ、図５に示すホトカプラ４５を導通させて、ＰＷＭ制御回路７に送られる。ＰＷＭ制御回路７は、ホトカプラ４５からの信号を受けて、スイッチング素子６を制御し、切換スイッチ１１４で選定された可動接点ＩｐまたはＩｃに与えられる設定電圧値がゼロ電位となるように、抵抗器１０を流れる出力電流Ｉｏを一定に制御する。
【００６８】
すなわち、上記切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐの電圧は、可動接点Ｉｃの電圧より大きく設定されるので、切換スイッチ１１４が可動接点Ｉｐを選択しているときは、機器動作時のピーク電流を制限する電流値、すなわち、本例では２．５Ａの定電流に制御し、切換スイッチ１１４が可動接点Ｉｃを選択しているときは、機器の２次電池への充電電流、本例では１．６Ａの定電流制御がなされる。
【００６９】
上述したように、演算増幅器１０９は定電圧制御（ＣＶモード）、演算増幅器１１５は１．６Ａまたは２．５Ａの定電流制御（ＣＣモード）を行い、これにより、図２に示したと同じ出力特性を得ることができる。
【００７０】
この定電圧制御（ＣＶモード）と定電流制御（ＣＣモード）は、比較器として機能する演算増幅器１１８により選別される。すなわち、演算増幅器１１８の（−端子）には 演算増幅器１０９の出力電圧が入力され、同非反転端子（＋端子）には演算増幅器１１５の出力電圧が入力されている。そして、電圧制御（ＣＶモード）時は、演算増幅器１０９の出力はＬｏｗ状態となっているので、演算増幅器１１８の出力は、Ｈｉｇｈ状態となる。一方、出力電流Ｉｏが増加し、定電流制御モード（ＣＣモード）となると、演算増幅器１０９出力はＬｏｗからＨｉｇｈとなり、逆に、演算増幅器１１５の出力はＨｉｇｈからＬｏｗへと切り替るので、比較器である演算増幅器１１８の出力は、電圧制御から電流制御の切換と同期してＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わることになる。演算増幅器１１８の出力変化は図７Ｅに示されている。
【００７１】
ここで、切換スイッチ１１４の可動接点ＩｐとＩｃの切替えについて説明する。
ＲＳフリップフロップで構成される遅延回路１２０は、リセット端子ＲにＬｏｗ入力があるときリセット状態となる。電流制御モード（ＣＣモード）になると、演算増幅器１１８の出力がＬｏｗとなり、その結果、遅延回路１２０のリセット端子Ｒ端子がＨｉｇｈとなるため、リセット状態が解除される。そして、このとき、遅延回路１２０のＱ出力はＬｏｗなのでスイッチ１２５はオン状態である。この状態で、演算増幅器１２４から遅延回路１２０のセット端子ＳにＬｏｗ入力が供給されると、遅延回路１２０のＱは４０ｍｓ後にＨｉｇｈ出力を発し（図７Ｈ）、このＨｉｇｈ出力が切換スイッチ１１４に加えられて、切換スイッチ１１４の固定接点は可動接点Ｉｐから可動接点Ｉｃに切り替わる。したがって、遅延回路１２０は４０ｍｓの遅延回路として動作することになる。この遅延回路１２０のＱ出力がＨｉｇｈになると、スイッチ１２５はオフとなる。
【００７２】
これにより、２次電池への充電電流を定電流化する定電流制御（ＣＣ１．６モード）は、電流制御モード（ＣＣモード）に変更後４０ｍｓ経過してから開始されることになる。つまり、この４０ｍｓの間は機器の動作に必要なピーク電流を出力電流Ｉｏ として出力することができ、この間は、演算増幅器１１５による定電流制御は、切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐ側の電流制御、本例では２．５Ａの定電流制御となる。
【００７３】
演算増幅器１２４は、電流検出用の比較器であり、この非反転端子（＋端子）には、抵抗器１１１及び抵抗器１１２の接続点、すなわち切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｃが接続され、同反転端子（−端子）はＧＮＤ端子に接続されている。これは、可動接点Ｉｃの電圧がゼロ電位になったときの充電電流値１．６Ａを検出するものであり、可動接点Ｉｃにおける電圧が、ゼロ電位以下となる（１．６Ａを超えて出力電流Ｉｏが流れた場合に相当する）と、演算増幅器１２４の出力がＨｉｇｈからＬｏｗに変化する。この演算増幅器１２４の出力はスイッチ１２５を介して（この時、遅延回路１２０のＱ出力はＬｏｗなので、スイッチ１２５はオン状態となっている。）、遅延回路１２０のセット端子Ｓに供給され、そのタイミングが遅延時間４０ｍｓのカウント開示時点となる。図７Ｆは、演算増幅器１２４の出力が供給される遅延回路１２０のＳ端子の入力波形を示したものであるが、点線は遅延回路１２０のＱ端子がＨｉｇｈになってスイッチ１２５がオフになった状態を示している。
【００７４】
また、図６に示す本願第２の発明の第１の実施の形態は、出力の低電圧検出保護を行う比較器として機能する演算増幅器１２６と、過電圧検出保護を行う演算増幅器１２７が設けられている。
【００７５】
まず、低電圧検出保護機能について説明する。演算増幅器１２６の反転端子（−端子）には、基準電圧源１１３が与える基準電圧（Ｖｒｅｆ１＝１．２５Ｖ）を抵抗器１２８と１２９で分割した電圧が供給される。また、演算増幅器１２６の非反転端子（＋端子）には、電流／電圧安定化ＩＣ１００のＶＣ端子１０１から出力電圧を抵抗器１５と１６で分割した電圧が加えられ、この電圧が上記反転端子（−端子）に加えられる基準電圧と比較される。また、演算増幅器１２６の反転端子（−端子）には、演算増幅器１１８の出力がＨｉｇｈのとき、オンとなるＮＰＮトランジスタ１２３が接続されているので、演算増幅器１１８の出力がＨｉｇｈである定電圧制御モードのときは、このトランジスタ１２３がオンとなり、したがって、この間は、演算増幅器１２６は不作動状態となる。
【００７６】
この様な回路構成において、定電流制御モードのときに、例えば、図３に示すような電圧ドロップが生じて出力電圧が５Ｖ以下となり、演算増幅器１２６の非反転端子（＋端子）の入力電圧が、同反転端子（−端子）への入力電圧（基準電圧）より小さくなったとすると、演算増幅器１２６の出力はＬｏｗとなる。この結果、演算増幅器１２６の出力が接続されるＰＮＰトランジスタ１３２がオンとなり、ＮＰＮトランジスタ１３３もオンとなる。ＮＰＮトランジスタ１３３のコレクタは電流／電圧安定化ＩＣ１００のＥＲ端子１０７に接続され、ＥＲ端子１０７は、図５のホトカプラ５０に接続されている。そのため、演算増幅器１２６のＬｏｗ出力は、ホトカプラ５０のホトトランジスタ４９をオンにして、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させる。すなわち、出力電圧が、例えば５Ｖの設定値以下に低下した場合には、ＰＷＭ制御回路７はその制御動作を停止する。
【００７７】
次に、過電圧検出保護機能について説明する。過電圧検出用の演算増幅器１２７の非反転端子（＋端子）には基準電圧（Ｖｒｅｆ１＝１．２５Ｖ）が入力されている。そして、同反転端子（−端子）には、電流電圧安定化ＩＣのＶＣ端子１０１に供給される電圧を抵抗器１３０と１３１で分割された電圧が供給される。何らかの理由で出力電圧が過大になり、演算増幅器１２７の反転端子（−端子）に供給される電圧が、非反転端子（＋端子）に供給される基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を超えると、演算増幅器１２７の出力はＬｏｗ出力となり、ＰＮＰトランジスタ１３２をオンとする。この場合にも、低電圧検出保護機能を説明したのと同様に、図５のホトカプラ５０からＰＷＭ制御回路７へ制御信号が与えられ、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させる。
【００７８】
また、電流制御モード（ＣＣモード）では、演算増幅器１１８の出力はＬｏｗとなり、これがＯＲ回路１２１経由でワンショットマルチバイブレータで構成される遅延回路１２２のセット端子Ｓに供給されて遅延回路１２２をセットする（図７Ｉ参照。）。遅延回路１２２がセットされると、そのＴ端子からＣｔ端子１０８経由でコンデンサ３８への充電が開始される。この充電が開始してから８００ｍｓ経過すると、コンデンサ３８が所定電圧に達し、遅延回路１２２のＱ出力がＨｉｇｈからＬｏｗに変化する。すなわち、遅延回路１２２は８００ｍｓの遅延回路として機能することになる。その結果、ＰＮＰトランジスタ１３２がオンとなり、以下、上述の説明と同様に、図５のＰＷＭ制御回路７の制御動作が停止される。
しかし、遅延回路１２２のＱ出力がＬｏｗになる以前に、遅延回路１２０のＱ出力がＨｉｇｈになって、ＯＲ回路１２１を経て遅延回路１２２のセット端子Ｓに加えられると、遅延回路１２２はリセットされてコンデンサ３８への充電を停止するとともに、コンデンサ３８に蓄積された電荷は不図示の抵抗を通して放電される。
【００７９】
通常は、２．５Ａ定電流制御モードが、遅延回路１２０で定まる４０ｍｓの遅延時間以上続くことはないが、何等かの不具合（回路の故障等）で切換スイッチ１１４の可動接点Ｉｐ側の２．５Ａ定電流制御が続いた場合には、遅延回路１２２のセット端子ＳのＬｏｗ状態が継続し、８００ｍｓ以上経過すると遅延回路１２２からＬｏｗ出力が得られ、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させるようにしている。
【００８０】
上述のように、低電圧検出保護用の演算増幅器１２６による低電圧が検出された場合、過電圧検出保護用の演算増幅器１２７による過電圧が検出された場合、遅延回路１２２により２．５Ａ定電流制御モードの長期間の継続を検出した場合等、いずれの場合も、ＰＮＰトランジスタ１３２のベースに加えられる電圧はＬｏｗとなるので、トランジスタ１３２、１３３がオンとなる。その結果、ＩＣ１００のＥＲ端子１０７はＬｏｗ状態となって、図５において、ホトカプラ５０がオン状態となり、１次側ＰＷＭ制御回路７のＯＮ／ＯＦＦ端子にＬｏｗ入力が加えられるため、ＰＷＭ制御動作を停止する保護動作が行われる。
【００８１】
図７Ｊは、遅延回路１２２のＴ端子の電圧、すなわち、コンデンサ３８に充電された電圧を示したものである。コンデンサ３８の容量を小さくすると、遅延回路１２２のＱ出力の設定電圧に早く到達するため、点線で示すように、遅延時間は短くなり、遅延回路１２２のＱ出力はＬｏｗとなる（７図Ｋ）。そして、遅延回路１２２のセット端子ＳにＨｉｇｈの信号が加わると（７図Ｉ）、Ｑ出力は再びＨｉｇｈとなる（７図Ｊ点線参照。）７図Ｌは、電流／電圧安定化ＩＣ１００のＥＲ端子１０７に供給される信号であり、その傾向は７図Ｊと同じものである。
【００８２】
図８は、図６内の遅延回路１２０と遅延回路１２２を一つのワンショットマルチバイブレータ１４０で構成するようにした変形例であり、図９はその動作タイミング図である。
図８の回路では、図６の遅延回路１２０によって作成する４０ｍｓの遅延時間と、遅延回路１２２で作成する８００ｍｓの遅延時間を、Ｔ端子に接続されたコンデンサ３８の充電電圧で制御するようにしている。すなわち、図９Ｃに示すように、ワンショットマルチバイブレータで構成される遅延回路１４０のＴ端子の電圧検出部を、４０ｍｓを検出する設定電圧と８００ｍｓを検出する設定電圧の２つを設けている。
【００８３】
図１０及び図１１は、本願第２発明の第２の実施の形態を表すブロック図である。図１０は直流電源装置全体を示すブロック構成図であり、図５に示す第１の実施の形態と異なるところは、電流／電圧安定化集積回路（ＩＣ）１５０の部分とその周辺の回路素子であり、第１の実施の形態では８ピンの集積回路を用いているのに対し、本例では１４ピンの集積回路を用いている。図５の構成と同一の部分は、同一符号で示す。また、図１１は電流／電圧安定化ＩＣ１５０の内部構成を示したブロック図であり、これも図６の電流／電圧安定化ＩＣ１００と同一部分は同一符号を付してある。なお、図１１に示す電流／電圧安定化ＩＣ１５０においては、すべての抵抗器が外付けになっているため、抵抗値の設定を自由に選択することが可能である。
【００８４】
図１０において、電流／電圧安定化ＩＣ１５０は１４個の端子を備えており、これらの端子１５１〜１６４は図１０及び図１１に図示されるように接続されている。図１０、図１１に示されるように、まず、基準電圧（Ｖｒｅｆ１）を与える基準電圧源１１３がＲＥＦ端子１５６に接続され、抵抗器１１０、１１１、１１２の直列回路を経て、出力電流検出用の抵抗器１０の一端に接続されている。切換スイッチ１１４の可動接点ＩｐはそのままＩＣ１５０のＩＰ端子として抵抗器１１０と抵抗器１１１の接続点に接続され、同様に可動接点ＩｃはＩＰ端子として抵抗器１１１と抵抗器１１２の接続点に接続される。
【００８５】
ＩＣ１５０のＶＣ端子１５５は、図１０では出力電圧を分割する抵抗器１５と１６の接続点に接続されるが、図１１では抵抗器１８１と１８２の接続点に接続されている。図１１から明らかなように、抵抗器１８０〜１８３は、出力端子１４と接地端子（ＧＮＤ）との間に直列回路を形成している。すなわち、図１０の抵抗器１５は図１１の抵抗器１８０と１８１の合成抵抗であり、図１０の抵抗器１６は図１１の抵抗器１８２と１８３の合成抵抗である。低電圧保護用の演算増幅器１２６の非反転端子（＋端子）は、ＩＣ１５０のＬＶＰ／ｉｎ端子１５７から、抵抗器１８０（図１０では抵抗器１６８）と抵抗器１８１の接続点に接続され、過電圧保護用の演算増幅器１２７の反転端子（−端子）は、ＩＣ１５０のＯＶＰ／ｉｎ端子１５８経由で抵抗器１８２と抵抗器１８３（図１０では抵抗器１７０）の接続点に接続されている。図１０と図１１から明らかなように、図１０の抵抗器１６９は図１１の抵抗器１８１と１８２の合成抵抗である。
【００８６】
図１１において、定電圧制御用の演算増幅器１０９は、逆流防止用のダイオード１１６に接続されるとともに、ＰＮＰトランジスタ１７１のエミッタに接続される。そして、このＰＮＰトランジスタ１７１のコレクタはＮＡＮＤ回路１７２に接続される。ＮＡＮＤ回路１７２の出力は、例えば４０ｍｓと４００ｍｓの２つの遅延出力を発生する遅延回路１７４のリセット端子に接続される。この遅延回路１７４は、Ｑ１出力として４０ｍｓの遅延出力を得て、この出力により、切換スイッチ１１４の固定接点を可動接点Ｉｐ側から可動接点Ｉｃ側に切り替える。
【００８７】
また、遅延回路１７４のＴ出力はＩＣ１５０のＣｔ端子１６２を経由して外部のコンデンサ３８に接続され、Ｑ２出力は４００ｍｓの遅延出力をＩＣ１５０のＯＣＰ／ｏｕｔ端子１６１に出力する。同様に低電圧検出用の演算増幅器１２６の出力はＩＣ１５０のＬＶＰ／ｏｕｔ端子１６０に、また、過電圧検出用の演算増幅器１２７はＯＶＰ／ｏｕｔ端子１５９に接続される。図１０に示されるように、ＯＣＰ／ｏｕｔ端子１６１、ＬＶＰ／ｏｕｔ端子１６０、及びＯＶＰ／ｏｕｔ端子１５９は結線され、共通のＰＮＰトランジスタ１３２に接続され、各出力がＬｏｗのとき、トランジスタ１３２をオンにさせて、更にＮＰＮトランジスタ１３３を経由して、電源回路１のホトカプラ５０をオンにする。これにより、図５及び図６で説明したのと同様に、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させる。
【００８８】
次に、本願第２の発明の第２の実施の形態の動作を説明する。演算増幅器１０９に基づく定電圧制御、及び演算増幅器１１５に基づく定電流制御は図６の第１の実施の形態と同じなのでその説明を省略する。電源装置が、充電電流制御用の１．６Ａ定電流モード（ＣＣ１．６モード）から定電圧モード（ＣＶモード）に変わると、演算増幅器１０９の出力がＨｉｇｈからＬｏｗに変化し、トランジスタ１７１はオンとなるので、２次側出力電圧ＶｃｃがＮＡＮＤ回路１７２の一方の入力に供給される。すなわち、ＮＡＮＤ回路１７２はＨｉｇｈ入力が加わる。このとき、充電制御用の１．６Ａの定電流モード（ＣＣ１．６モード）になっているので、遅延回路１７４のＱ１出力はＨｉｇｈであり、このＨｉｇｈ出力が１ｍｓ遅延回路１７３で１ｍｓ遅延されてＮＡＮＤ回路１７２の他方の入力に供給されている。したがって、ＮＡＮＤ回路１７２の２つの入力がＨｉｇｈになるので、ＮＡＮＤ回路１７２の出力はＬｏｗとなり、遅延回路１７４がリセットされる。
【００８９】
遅延回路１７４がリセットされると、Ｑ１出力はＬｏｗに転じ、切換スイッチ１１４も可動接点Ｉｐ側に切換えられる。上記Ｑ１出力Ｌｏｗにより１ｍＳ遅延回路１７３を経由しＮＡＮＤ回路１７２入力はＬｏｗとなりＮＡＮＤ１７２出力はＨｉｇｈとなって遅延回路１７４のＲ端子はリセット解除状態となる。
次に、上記定電圧モードから 出力電流が例えば１．６Ａ以上流れると、出力電流１．６Ａ検出の演算増幅器１２４の出力がＨｉｇｈからＬｏｗとなり遅延回路１７４のＳ端子に入力される。この遅延回路１７４はＳ端子にＬｏｗが入力されるとＴ端子からＩＣ１５０のＣｔ端子１６２を経由してコンデンサ３８に充電電流が流れ、コンデンサ３８の電圧が上昇する。このコンデンサ３８の電圧が上昇して、４０ｍＳの時間を設定する為の第１の所定の電圧を検出する回路が遅延回路１７４に内蔵されている。
以上より、４０ｍｓが経過するとＱ１端子がＬｏｗからＨｉｇｈになる。そして、このＨｉｇｈ出力が切換スイッチ１１４に供給されるので、切換スイッチ１１４の固定接点は再び可動接点Ｉｐから可動接点Ｉｃに切り替わり、充電電流制御モード（ＣＣ１．６モード）となる。
なお、遅延回路１７４のＱ１出力がＨｉｇｈとなると、上記Ｔ端子からの充電電流は停止され、コンデンサ３８に蓄えられた電荷も放電するようになっている。
【００９０】
一方、上記遅延回路１７４のＱ１出力が何等かの不具合でＨｉｇｈにならなかった場合（すなわち、何らかの理由で２．５Ａ定電流モードとなり続けた場合）には、遅延回路１７４のＴ端子から、ＩＣ１５０のＣｔ端子１６２を経由した、コンデンサ３８への充電電流が流れ続け、コンデンサ３８の電圧が更に上昇する。このコンデンサ３８の電圧が更に上昇して、第２の所定の設定値電圧に達すると（この時間が４００ｍｓである。）、遅延回路のＱ２端子からＬｏｗ出力が得られ、これがＩＣ１５０のＯＣＰ／ｏｕｔ端子１６１を経由して、ＰＮＰトランジスタ１３２のベースに供給される。以下、この信号は、既述したように、低電圧保護用の演算増幅器１２６及び過電圧保護用の演算増幅器１２７の出力とともに、図１０のＮＰＮトランジスタ１３３、ホトカプラ５０を経由して、ＰＷＭ制御回路７に送られ、ＰＷＭ制御回路７の制御動作を停止させる。
【００９１】
以上、定電圧制御及び２段階の定電流制御を行う直流電源装置について、そのＩＣ回路の構成を含めて説明したが、本発明は、明細書に開示した第１の発明及び第２の発明の実施の形態のみならず、特許請求の範囲に記載した要旨を逸脱しない範囲でさまざまな変形例を含むものである。
【００９２】
【発明の効果】
以上説明したように、本願第１の発明においては、その定電流制御回路を、カメラ一体型ビデオ機器等のピーク電流を制限する２．５Ａ定電流制御する第１の定電流制御回路と、２次電池への充電を定電流で行う１．６Ａ定電流制御回路の２種類を設けるようにし、早送りや早戻しを行う場合に必要なピーク電流を２．５Ａ以下に制限することができるので、機器内に過大な電流が流れ、部品の破損を生じることがない。
【００９３】
また、本願第２の発明においては、本願第１の発明の２つの定電流回路動作を１つの演算増幅器とワンショットマルチバイブレータを用いて行うことにしたので、本願第１の発明のように第１の定電流回路を所定時間動作させないための帰還抵抗及びコンデンサ値大きくした時定数回路を設ける必要がなくなり、ＩＣ化が容易にできるようになった。
また、本願第２の発明によれば、マルチバイブレータで構成される遅延回路の遅延時間を適宜設定することにより、本来の電源の定電流制御動作に必要な遅延時間を任意に設定することができるので、帰還定数選定が容易となり安定な定数を設定することが可能となる。
更に、本願第２の発明では、２次側の電流／電圧安定化回路部分をＩＣ化する場合、汎用性のある８ピンあるいは１４ピンＩＣパッケージに収めることが可能であり、ＩＣのパッケージコストを低価格化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願第１の発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の直流電源装置の出力特性を示す図である。
【図３】本発明の直流電源装置の電源動作開始後の電圧・電流のタイミングを示す図である。
【図４】本願第１の発明の２つの電流検出を行う演算増幅器を示す概略図である。
【図５】本願第２の発明の第１の実施の形態を示すブロック構成図である。
【図６】図５における電流／電圧安定化ＩＣ１００の内部構成を示すブロック図である。
【図７】本願第２の発明の第１の実施の形態の動作を説明するためのタイミング図である。
【図８】図７に示すマルチバイブレータ１２０及び１２２を１つのマルチバイブレータで構成した変形例である。
【図９】図８の動作を説明するためのタイミング図である。
【図１０】本願第２の発明の第２の実施の形態を示すブロック構成図である。
【図１１】図１０における電流／電圧安定化ＩＣ１５０の内部構成を示すブロック図である。
【図１２】従来の直流電源装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
１・・・電源回路、２・・・電流／電圧安定化回路、３・・・負荷回路、５・・・電力変換トランス、６・・・スイッチング素子、７・・・ＰＷＭ制御回路、１０・・・電流検出用抵抗器、１７、１０９・・・定電圧制御用演算増幅器、２１、３０、１１５・・・定電流制御用演算増幅器、２６・・・時定数回路、４５、５０・・・ホトカプラ、４１、１００、１５０・・・電流／電圧安定化ＩＣ、１２６・・・低電圧保護用演算増幅器、１２７・・・過電圧保護用演算増幅器、１２０・・・ＲＳフリップフロップ、１２２、１４０・・・ワンショットマルチバイブレータ、５１・・・２次電池、１７４・・・遅延回路
Claims (6)
- 交流電源から得られる交流を直流に変換する第１の整流回路と、
該第１の整流回路に接続される電力変換トランスと、
該電力変換トランスの１次巻線に直列に接続され、整流回路から得られた直流をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段と、
該スイッチング手段に接続され、スイッチングのデューティ比を制御するスイッチング制御手段と、
前記電力変換トランスの前記１次巻線に供給される電力に応じた電力を誘起する２次巻線を有し、前記２次巻線から得られた電力を整流・平滑して２次側直流電力として出力する第２の整流回路と、
前記第２の整流回路に得られる出力電圧を検出する第１の演算増幅器と、
前記第２の整流回路から得られた電力を負荷回路に与えたときの出力電流を検出する第２及び第３の演算増幅器と、
前記第１〜第３の演算増幅器の出力に得られる誤差信号を、前記電力変換トランスの１次側に伝達する光結合手段と、
前記光結合手段の出力に基づいて前記スイッチング制御手段により前記スイッチング手段を制御して前記電力変換トランスの２時側電圧及び電流を制御する直流電源装置であって、
前記第２の演算増幅器は、２次側の出力電流を２次電池の充電用電流設定値として所定値に定電流制御し、前記第３の演算増幅器は、前記第２の演算増幅器が不作動の時間に前記充電用定電流設定値よりも大きい機器動作に必要なピーク電流設定値として定電流制御するものであることを特徴とする直流電源装置。 - 請求項１記載の直流電源装置において、
前記出力電圧が所定値以下に低減したことを検出する第４の演算増幅器と、
前記スイッチング制御手段に接続され、かつ前記第４の演算増幅器の出力が供給される第２の光結合手段を更に設け、
前記出力電圧が所定値以下になったとき、前記第２の光結合手段の出力に基づいて、前記スイッチング手段を制御する前記スイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴とする直流電源装置。 - 請求項２記載の直流電源装置において、
前記第２の光結合手段に接続され、前記機器のピーク電流が所定時間以上に流れ続けたことを前記第３の演算増幅器の出力より検出する検出手段を更に設け、
該検出手段により前記ピーク電流が所定時間以上検出された場合に、前記第２の光結合手段の出力に基づいて、前記スイッチング手段を制御する前記スイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴とする直流電源装置。 - 交流電源から得られる交流を直流に変換する第１の整流回路と、
該第１の整流回路に接続される電力変換トランスと、
該電力変換トランスの１次巻線に直列に接続され、整流回路から得られた直流をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段と、
該スイッチング手段に接続され、スイッチングのデューティ比を制御するスイッチング制御手段と、
前記電力変換トランスの前記１次巻線に供給される電力に応じた電力を誘起する２次巻線を有し、前記２次巻線から得られた電力を整流・平滑して２次側直流電力として出力する第２の整流回路と、
前記第２の整流回路より得られる出力電圧及び出力電流を定電圧及び定電流に安定させるための電流／電圧安定化集積回路と、
前記電流／電圧安定化集積回路に接続され、前記スイッチング制御手段に前記電流／電圧安定化集積回路の出力を伝達する第１の光結合手段と、
前記第１の光結合手段を介して前記電流／電圧安定化集積回路からの誤差信号を前記スイッチング制御手段に供給して前記スイッチング手段のデューティ比を制御するようにした直流電源装置であって、
前記電流／電圧安定化集積回路は、前記第２の整流回路から得られる出力電圧を検出し、定電圧制御する第１の演算増幅器と、
前記第２の整流回路から得られる電力を負荷回路に供給したときの出力電流を、２次電池の充電用電流と、該２次電池の充電電流より大きい機器動作に必要なピーク電流の２段階に分けて検出して定電流制御する第２の演算増幅器と、
前記第２の演算増幅器の入力電圧を前記定電流制御する２段階に対応して切り換える切換手段と、
前記切換手段の切り換えタイミングを制御する切換制御手段と、
から構成されることを特徴とする直流電源装置。 - 請求項４記載の直流電源装置において、
前記電流／電圧安定化集積回路は、
前記出力電圧が第１の所定値以下の低電圧に低減したことを検出する第３の演算増幅器と、
前記出力電圧が第２の所定値以上の過電圧に増大したことを検出する第４の演算増幅器を更に備え、
前記第３及び第４の演算増幅器から得られる誤差信号を第２の光結合手段を介して前記スイッチング制御手段に供給し、前記出力電圧の異常を検出したときに、前記スイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴とする直流電源装置。 - 請求項５記載の直流電源装置において、
前記第２の光結合手段に接続され、前記機器のピーク電流が所定時間以上に流れ続けたことを検出する検出手段を更に設け、
該検出手段により前記ピーク電流が所定時間以上検出された場合に、前記第２の光結合手段の出力に基づいて、前記スイッチング制御手段の制御動作を停止させることを特徴とする直流電源装置。
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