JP2008005607A - 自励式発振回路 - Google Patents

Abstract

【課題】バイアス抵抗のエネルギー損失を低くすることができる自励式発振回路を提供する。
【解決手段】トランジスタＱ１をターンオフするターンオフトランジスタＴｒ１と、ターンオフトランジスタＴｒ１のベースに電圧Ｖｂを出力するターンオフコンデンサＣ３と、トランジスタＱ１がオンした際に流れるドレイン電流Ｉｄに応じた大きさの電圧で、ターンオフコンデンサＣ３を充電するバイアス抵抗Ｒ１とを備え、ターンオフコンデンサＣ３と電源部５０との間に抵抗Ｒ３を接続する。これにより、ターンオフコンデンサＣ３は、電圧Ｖｂが所定のバイアス電圧以下にならないように電荷が蓄えられ、バイアス抵抗Ｒ１を小さくし、バイアス抵抗Ｒ１のエネルギー損失を低下することができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、自励式発振回路に関するものである。

図９は、特許文献１に示される従来の電源装置を示す回路図である。電源部３００が接続されるとコンデンサＣ２００にバイアス抵抗Ｒ１００を介して電力が供給され、コンデンサＣ２００が充電され、バイアス電圧Ｖ１００が上昇する。そして、バイアス電圧Ｖ１００により、ゲート・ソース間電圧Ｖ２００が電界効果トランジスタＱ１００のスレショルド電圧を超えると、電界効果トランジスタＱ１００はオンし、ドレイン電流Ｉ１００が流れ、ドレイン電圧Ｖ３００が低下し、コイルＬ１００の両端に電位差が生じる。これに伴って、コイルＬ３００の両端に電圧が誘起され、ゲート電圧Ｖ４００が更に上昇する。

一方、ドレイン電流Ｉ１００の大きさに応じてトランジスタＱ２００をオン・オフするバイアス抵抗Ｒ３１０，Ｒ３２０間の電圧が上昇し、トランジスタＱ２００にベース電流が供給されると、トランジスタＱ２００がオンし、電界効果トランジスタＱ１００のゲート電圧Ｖ４００が低下して、電界効果トランジスタＱ１００がオフする。

これにより、電源投入時における電界効果トランジスタＱ１００がオンするまでの時間が大幅に短縮され、ドレイン電流Ｉ１００による蓄積エネルギーを適量に抑制し、電界効果トランジスタＱ１００のオフ後に発生するフライバック電圧を低減することができる。
特開平６−７０４６１号公報

しかしながら、従来の電源装置では、例えば１０Ｗ以下のような低い電力を供給する電源部を採用したとき、電力が高い電源部を接続した場合と同程度の電力を負荷に出力するためには、電界効果トランジスタＱ１００のオン時間を長くする必要があった。そのため、ドレイン電流Ｉ１００が流れることによるバイアス抵抗Ｒ３１０，Ｒ３２０のエネルギー損失が増大するという問題があった。

本発明の目的は、バイアス抵抗のエネルギー損失を低くすることができる自励式発振回路を提供することである。

本発明の自励式発振回路は、共振コンデンサ及び共振コイルを含み、負荷装置に電力を出力する共振回路と、前記共振回路に直列接続されたスイッチング素子と、前記共振コイルに発生する電圧を正帰還して、前記スイッチング素子の制御端子に出力する帰還コイルと、前記スイッチング素子をターンオフするターンオフトランジスタと、前記ターンオフトランジスタの制御端子に制御電圧を出力するターンオフコンデンサと、前記スイッチング素子がオンした際に流れるオン電流に応じた大きさの電圧で、前記ターンオフコンデンサを充電するバイアス抵抗と、前記制御電圧が、前記ターンオフトランジスタのスレショルド電圧よりも低い所定のバイアス電圧以下とならないように、前記ターンオフコンデンサを充電する充電部とを備えることを特徴とする。

この構成によれば、充電部は、ターンオフトランジスタの制御端子に出力される制御電圧が、ターンオフトランジスタのスレショルド電圧よりも低い所定のバイアス電圧以下とならないように、ターンオフコンデンサを充電している。そのため、ターンオフコンデンサは、電荷が所定量蓄えられた状態から、ターンオフトランジスタのスレショルド電圧になるまでの電荷が充電されれば、ターンオフトランジスタをオンさせることが可能となる。そのため、バイアス抵抗の抵抗値を小さくしても、ターンオフトランジスタがオンされるまでの時間を一定の値に維持することができ、バイアス抵抗でのエネルギー損失を低くすることができる。

また、前記充電部は、前記自励式発振回路に電力を供給する電源部から出力される電圧を、前記ターンオフコンデンサに出力するバイアス抵抗を備えることが好ましい。

この構成によれば、電源部とターンオフコンデンサとの間に抵抗を接続するという簡便な構成により、制御電圧が一定のバイアス電圧以下とならないように、ターンオフコンデンサを充電することができる。

また、前記充電部は、前記電源部から出力される電圧を安定化させ、前記バイアス抵抗を介して前記ターンオフコンデンサに出力する電圧安定化部を備えることが好ましい。

この構成によれば、電源部からの入力電圧のばらつきを最小限に抑えることができ、ターンオフトランジスタの制御端子に、安定したバイアス電圧を出力することができる。その結果、発振回路は負荷装置に安定した電力を供給することができる。

また、前記電源部の正極端子に接続された起動抵抗と、前記電源部の負極端子及び前記起動抵抗間に接続された起動コンデンサとを更に備え、前記スイッチング素子の制御端子は、前記帰還コイルを介して、前記起動抵抗と前記起動コンデンサとの接続点に接続され、前記起動コンデンサと前記起動抵抗との時定数は、前記ターンオフコンデンサと前記バイアス抵抗との時定数より大きいことが好ましい。

この構成によれば、スイッチング素子がオンするまでの速度よりもターンオフトランジスタがオンするまでの速度を速くすることができ、ターンオフトランジスタはスイッチング素子を確実にターンオフすることができる。

また、前記電源部は、１０Ｗ以下の電力を供給することが好ましい。

この構成によれば、バイアス抵抗のエネルギー損失を低くされているため、自励式発振回路に１０Ｗ以下の電力を供給するような電源部を用いても、負荷装置に安定した電力を供給することができる。

また、前記共振コイルは、前記負荷装置を非接触充電又は電磁誘導加熱することが好ましい。

この構成によれば、バイアス抵抗のエネルギー損失が低くされているため、負荷装置を好適に非接触充電又は電磁誘導加熱することができる自励式発振回路を提供することができる。

本発明によれば、充電部は、ターンオフトランジスタの制御端子に出力される制御電圧が、ターンオフトランジスタのスレショルド電圧よりも低い所定のバイアス電圧以下とならないように、ターンオフコンデンサを充電している。そのため、ターンオフコンデンサは、電荷が所定量蓄えられた状態から、ターンオフトランジスタのスレショルド電圧になるまでの電荷が充電されれば、ターンオフトランジスタをオンさせることが可能となる。そのため、バイアス抵抗の抵抗値を小さくしても、ターンオフトランジスタがオンされるまでの時間を一定の値に維持することができ、バイアス抵抗でのエネルギー損失を低くすることができる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１による自励式発振回路が適用された給電システムの全体構成図を示している。この給電システムは、電力供給部２及びコネクタ３を備えている。電力供給部２は、図２に示す、帰還部２０、抵抗Ｒ３、ターンオフコンデンサＣ３、バイアス部４０、トランジスタＱ１、バイアス抵抗Ｒ１、ベース抵抗Ｒ２、ターンオフトランジスタＴｒ１、及び電源部５０から構成され、家庭用商用電源から供給される例えば１００Ｖ〜２４０Ｖの交流電圧を例えば５Ｖ（電力：６Ｗ、電流：１．２Ａ）の直流電圧に変換し、高周波の電力を生成し、コネクタ３を介して負荷装置１００に供給する。負荷装置１００は、電気カミソリ（シェーバ）が採用され、電力供給部２から供給される電力によって充電される。コネクタ３は、図１に示す共振回路１０から構成される。

図２は、図１に示す給電システムの回路図を示している。給電システムは、自励式発信回路１、電源部５０、及び負荷装置１００を備えている。自励式発振回路１は、負荷装置１００を非接触で充電する非接触充電回路であり、共振回路１０、帰還部２０、抵抗Ｒ３、ターンオフコンデンサＣ３、バイアス部４０、トランジスタＱ１、バイアス抵抗Ｒ１、ベース抵抗Ｒ２、及びターンオフトランジスタＴｒ１を備える。共振回路１０は、並列接続された共振コンデンサＣ１及び共振コイルＬ１を備え、磁気結合された負荷装置１００に電力を供給する。

帰還部２０は、帰還コイルＬ２及び抵抗Ｒ４を備える。帰還コイルＬ２は、共振コイルＬ１と磁気結合され、共振コイルＬ１で発生した電力を正帰還し、抵抗Ｒ４を介してトランジスタ（スイッチング素子）Ｑ１のゲートに出力する。

ターンオフコンデンサＣ３は、ターンオフトランジスタＴｒ１のベースとエミッタとの間に並列接続され、電源部５０から抵抗Ｒ３を介して出力される電圧と、バイアス抵抗Ｒ１からトランジスタＱ１のドレイン電流（オン電流）Ｉｄに応じた電圧とによって充電され、ターンオフトランジスタＴｒ１のベース（制御端子）に電圧（制御電圧）Ｖｂを出力する。

抵抗Ｒ３は、電源部５０の正極端子と、ターンオフトランジスタＴｒ１のベースとの間に接続され、電源部５０から出力される電圧をターンオフコンデンサＣ３に出力し、電圧ＶｂがターンオフトランジスタＴｒ１のスレショルド電圧以下の所定のバイアス電圧以下とならないように、ターンオフコンデンサＣ３を常時充電する。

トランジスタＱ１は、ｎチャネル電界効果型トランジスタから構成され、ドレインが共振回路１０に接続され、ソースがバイアス抵抗Ｒ１に接続されている。

バイアス抵抗Ｒ１は、一端がベース抵抗Ｒ２を介して、ターンオフトランジスタＴｒ１のベースに接続され、他端が、電源部５０の負極端子に接続されている。

ターンオフトランジスタＴｒ１は、コレクタがトランジスタＱ１のゲートに接続され、エミッタが電源部５０の負極端子に接続されている。そして、ターンオフトランジスタＴｒ１は、ドレイン電流Ｉｄの大きさが所定の大きさになり、電圧Ｖｂが所定のスレショルド電圧（例えば０．６Ｖ）を超えると、オンしてトランジスタＱ１のゲート容量を放出し、トランジスタＱ１をターンオフさせる。これにより、ドレイン電流Ｉｄは、一定の大きさ以下に制限される。

バイアス部４０は、抵抗（起動抵抗）Ｒ５及びコンデンサ（起動コンデンサ）Ｃ２を備え、電源部５０から出力される電圧に基づいて、トランジスタＱ１をオンするためのバイアス電圧を生成し、帰還部２０を介してトランジスタＱ１のゲートに出力する。抵抗Ｒ５は、電源部５０の正極端子と、帰還コイルＬ２との間に接続されている。コンデンサＣ２は、電源部５０の負極端子と、帰還コイルＬ２との間に接続されている。電源端子Ａは、電源部５０の正極端子に接続され、電源端子Ｂは、電源部５０の負極端子に接続されている。

負荷装置１００は、コイルＬ３、ダイオードＤ１、及び二次電池１０１を備える。コイルＬ３は、共振コイルＬ１と逆相に磁気結合され、電圧ＶＬ１とは１８０度位相が異なる電圧を発生する。ダイオードＤ１は、コイルＬ３に発生した電圧を整流する。二次電池１０１は、ダイオードＤ１により整流された電圧によって充電される。

次に、図２に示す自励式発振回路１の動作について説明する。図３は、図２の自励式発振回路１のタイミングチャートを示し、（ａ）はトランジスタＱ１のソース・ドレイン間の電圧Ｖｄを示し、（ｂ）はトランジスタＱ１のドレイン電流Ｉｄを示し、（ｃ）はターンオフトランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間の電圧Ｖｂを示し、（ｄ）はトランジスタＱ１のオン・オフタイミングを示し、（ｅ）はターンオフトランジスタＴｒ１のオン・オフタイミングを示している。

電源部５０が所定の直流電圧（例えば５Ｖ）を出力すると、コンデンサＣ２が充電され、トランジスタＱ１のゲートの電圧ＶＧが上昇する。電圧ＶＧがトランジスタＱ１のスレショルド電圧に達すると、トランジスタＱ１はオンし（時刻Ｔ１）、ドレイン電流Ｉｄが流れ、共振コンデンサＣ１及びターンオフコンデンサＣ３を充電する。

ターンオフコンデンサＣ３が充電され、電圧ＶｂがターンオフコンデンサＣ３のスレショルド電圧を超えると、ターンオフトランジスタＴｒ１はオンし（時刻Ｔ２）、トランジスタＱ１のゲート容量を放電する。これにより、電圧ＶＧが低下し、電圧ＶＧがトランジスタＱ１のスレショルド電圧以下になると、トランジスタＱ１はオフする（時刻Ｔ３）。

トランジスタＱ１がオフすると（時刻Ｔ３）、ドレイン電流Ｉｄが急激に減少し、ドレイン電流Ｉｄは０になる。ドレイン電流Ｉｄが０になると、ターンオフコンデンサＣ３が放電され、電圧Ｖｂが低下し、電圧ＶｂがターンオフトランジスタＴｒ１のスレショルド電圧以下になると、ターンオフトランジスタＴｒ１はオフする（時刻Ｔ４）。

ターンオフトランジスタＴｒ１がオフすると、ターンオフコンデンサＣ３は放電を開始し、電圧Ｖｂが低下していく。ここで、ターンオフコンデンサＣ３は、抵抗Ｒ３を介して電源部５０と接続され、電源部５０から電流Ｉｒ３が供給されるため、電圧Ｖｂが所定の値まで低下すると、放電を停止して電圧Ｖｂをバイアス電圧に維持する。なお、バイアス電圧は、ターンオフトランジスタＴｒ１のスレショルド電圧よりも低い所定の値（例えば、ターンオフトランジスタＴｒ１のスレショルド電圧の０．１，０．２，０．３，０．４等の値に維持されるように、抵抗Ｒ３，Ｒ２，Ｒ１、及びターンオフコンデンサＣ３の値が設定されている。また、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ２との時定数は、Ｒ３とターンオフコンデンサＣ３との時定数より大きく設定され、ターンオフコンデンサＣ３が抵抗Ｒ３を介して充電され、電圧ＶｂがターンオフトランジスタＴｒ１のスレショルド電圧になるまでの速度が、トランジスタＱ１がオンするまでの速度より高くされている。これにより、ターンオフトランジスタＴｒ１は、トランジスタＱ１を確実にターンオフすることができる。

一方、トランジスタＱ１がオフすると、共振回路１０は共振を開始し、共振コイルＬ１の電圧ＶＬ１の変化に伴って、電圧Ｖｄは、上に凸の正弦カーブを描いて変化する。ここで、帰還コイルＬ２は、共振コイルＬ１と同相となるように磁気結合されている。そのため、帰還コイルＬ２で発生する電圧ＶＬ２は、下に凸の正弦カーブを描いて変化し、それに伴って、電圧ＶＧが変化してトランジスタＱ１のスレショルド電圧を超えると、トランジスタＱ１はオンする（時刻Ｔ５）。

トランジスタＱ１がオンすると、ドレイン電流Ｉｄが流れ、ターンオフコンデンサＣ３が充電され、電圧ＶｂがターンオフトランジスタＴｒ１のスレショルド電圧を超えて再びオンし（時刻Ｔ６）、トランジスタＱ１は再びオフする（時刻Ｔ７）。自励式発振回路１は以上の動作を繰り返し、負荷装置１００に電力を供給する。

ここで、ターンオフコンデンサＣ３が、抵抗Ｒ３を介して電源部５０に接続されていない構成を考える。この構成では、ターンオフコンデンサＣ３は、電源部５０から電力供給を受けないため、蓄えた電荷が全て放電され、電圧Ｖｂが０になるまで、放電を継続する。そのため、ターンオフコンデンサＣ３は、ターンオフトランジスタＴｒ１をオンさせるには、電荷が０の状態から充電を開始しなければならず、一定時間内で、電圧ＶｂをターンオフトランジスタＴｒ１のスレショルド電圧にするためには、バイアス抵抗Ｒ１の値を大きくする必要があった。その結果、トランジスタＱ１のオン時に流れるドレイン電流Ｉｄによるバイアス抵抗Ｒ１でのエネルギー損失が大きくなるという問題があった。

一方、本自励式発振回路１では、ターンオフコンデンサＣ３は、抵抗Ｒ３を介して電源部５０と接続されている。そのため、ターンオフコンデンサＣ３は、トランジスタＱ１がオフしている期間において、電圧Ｖｂの値を一定の値（バイアス電圧）に維持する。そのため、ターンオフコンデンサＣ３は、電荷が所定量蓄えられた状態から、ターンオフトランジスタＴｒ１のスレショルド電圧になるまでの電荷が充電されれば、ターンオフトランジスタＴｒ１をオンさせることが可能となる。具体的には、電源部５０の出力する電圧を５Ｖ、抵抗Ｒ３を１６ｋΩ、ベース抵抗Ｒ２を１ｋΩとし、バイアス抵抗Ｒ１を無視すると、ターンオフトランジスタＴｒ１のベースには、０．２９Ｖ程度のバイアス電圧が常にかけられている。そのため、ターンオフトランジスタＴｒ１をオンさせるためには、あと約０．３Ｖの電荷をターンオフコンデンサＣ３に充電すればよくなる。

その結果、バイアス抵抗Ｒ１の値を小さくしても、一定時間内でターンオフトランジスタＴｒ１をオンさせることが可能となり、トランジスタＱ１のオン時に流れるドレイン電流Ｉｄによるバイアス抵抗Ｒ１でのエネルギー損失を低くすることができる。

次に、抵抗Ｒ３を接続したことによる自励式発振回路１の作用の詳細について説明する。図４（ａ）は、ターンオフコンデンサＣ３を、抵抗Ｒ３を介して電源部５０に接続しない場合の自励式発振回路１の主要部を示し、（ｂ）は、ターンオフコンデンサＣ３を、抵抗Ｒ３を介して電源部５０に接続した自励式発振回路１の主要部を示している。なお、図４（ａ）（ｂ）において、図示しない箇所の回路構成は図２の回路構成と同一である。

図４（ａ）に示す回路において、説明を簡略化するためにドレイン電流Ｉｄを一定とし、バイアス抵抗Ｒ１に流れる電流をＩ１(＝ｑ１´（ｔ））、ベース抵抗Ｒ２に流れる電流をＩ２（＝ｑ２´（ｔ））、ターンオフコンデンサＣ３の静電容量をＣ、バイアス抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ１、ベース抵抗Ｒ２の抵抗値をＲ２とおくと、以下の回路方程式が得られる。なお、ｑ１´（ｔ）は電荷ｑ１（ｔ）の微分を表し、ｑ２´（ｔ）は電荷ｑ２の微分を表し、ｔは時間を表す。

Ｉｄ＝ｑ１´（ｔ）＋ｑ２´（ｔ）
ｑ１´（ｔ）×Ｒ１＝ｑ２´（ｔ）×Ｒ２＋ｑ２（ｔ）／Ｃ
ｑ１（０）＝Ｒ２×Ｉｄ／（Ｒ１＋Ｒ２）
ｑ２（０）＝０
上式を解くと、ターンオフコンデンサＣ３の電圧Ｖｃ１（ｔ）は、下記の式で表される。

Ｖｃ１（ｔ）＝ｅｘｐ（−ｔ／Ｃ（Ｒ１＋Ｒ２））×（−１＋ｅｘｐ（ｔ／Ｃ（Ｒ１＋Ｒ２））×Ｉｄ×Ｒ１
この式から、電圧Ｖｃ１（ｔ）がターンオフトランジスタＴｒ１のスレショルド電圧になるまでの時間を求めると、トランジスタＱ１がオンしてドレイン電流Ｉｄが流れ始めてからターンオフトランジスタＴｒ１がオンするまでのオン時間ｔ１が決定する。

図４（ｂ）に示す回路においても同様にして、トランジスタＱ１がオンしてドレイン電流Ｉｄが流れ始める初期状態における電圧Ｖｂの値、すなわち、バイアス電圧の値をＶＢとおいて、回路方程式を立てると以下のようになる。

Ｉｄ＝ｑ１´（ｔ）＋ｑ２´（ｔ）
ｑ１´（ｔ）×Ｒ１＝ｑ２´（ｔ）×Ｒ２＋ｑ２（ｔ）／Ｃ
ｑ１（０）＝Ｒ２×Ｉｄ／（Ｒ１＋Ｒ２）
ｑ２（０）＝ＶＢ
上式を解くと、ターンオフコンデンサＣ３の電圧Ｖｃ２（ｔ）は、下記の式で表される。

Ｖｃ２（ｔ）＝ｅｘｐ（−ｔ／Ｃ（Ｒ１＋Ｒ２））×（Ｃ・ＶＢ−Ｃ・Ｉｄ・Ｒ１＋Ｃ・ｅｘｐ（ｔ／Ｃ（Ｒ１＋Ｒ２））×Ｉｄ×Ｒ１）／Ｃ
この式に先ほど求めたオン時間ｔ１を代入して、Ｒ１を求める。ここで、Ｖｃ２（ｔ）からＲ１の解析解を得るのが難しいため、Ｖｃ１（ｔ）の式において、Ｖｃ１（ｔ）＝０．６Ｖ、Ｒ１＝１Ω、Ｒ２＝１ｋΩ、Ｃ＝４７００ｐＦ、Ｉｄ＝５Ａを代入し、オン時間ｔ１を求めると、ｔ１＝６．０×１０^−７が得られる。このオン時間ｔ１をＶｃ２（ｔ）の式に代入すると共に、Ｖｃ２（ｔ）の式に、Ｖｃ２（ｔ）＝０．６Ｖ、Ｒ２＝１ｋΩ、Ｃ＝４７００ｐＦ、Ｉｄ＝５Ａ、ＶＢ＝０．３Ｖを代入して、Ｖｃ２（ｔ）の式からＲ１を求めると、Ｒ１＝０．５６Ωが得られる。

すなわち、（ｂ）に示す回路は、バイアス抵抗Ｒ１の抵抗値を０．５６Ωにすることができ、（ａ）に示す回路に対してバイアス抵抗Ｒ１でのエネルギー損失を０．５６倍にすることができる。なお、計算によると、（ｂ）に示す回路は、ＶＢ，Ｉｄの値は大きいほど、バイアス抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくすることができる。

以上説明したように、実施の形態１による自励式発振回路１によれば、ターンオフコンデンサＣ３を電源部５０と抵抗Ｒ３を介して接続しているため、ターンオフコンデンサＣ３は、トランジスタＱ１がオフしている期間であっても、電圧Ｖｂを一定のバイアス電圧に維持する。そのため、バイアス抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくしても、オン時間ｔ１を一定の値に維持することができ、バイアス抵抗Ｒ１でのエネルギー損失を低くすることができる。なお、ターンオフコンデンサＣ３は抵抗Ｒ３を介して電源部５０に接続されているため、トランジスタＱ１のオフ期間においても、抵抗Ｒ３，Ｒ１，Ｒ２に電流が流れることになる。しかしながら、抵抗Ｒ３に流れる電流Ｉｒ３は、ドレイン電流Ｉｄに比べて著しく小さな値になるように、抵抗Ｒ３，Ｒ１，Ｒ１の抵抗値が設定されているため、トランジスタＱ１のオフ期間におけるバイアス抵抗Ｒ１のエネルギー損失は、トランジスタＱ１のオン期間におけるバイアス抵抗Ｒ１のエネルギー損失に比べて無視できるほど小さくなる。

（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２による自励式発振回路について説明する。図５は、実施の形態２による自励式発振回路１ａをシェーバ洗浄器２００に適用したときのシェーバシステムの全体構成図を示している。図６は、自励式発振回路１ａの回路図を示している。シェーバシステムは、電源部５０、シェーバ洗浄器２００、及び負荷装置１００を備える。なお、実施の形態２において、実施の形態１と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。

図５に示すシェーバ洗浄器２００は、電磁誘導加熱トランス２０１、電磁誘導加熱回路２０２、及びファン２０３を備える。電磁誘導加熱トランス２０１は、図６に示す共振回路１０から構成され、負荷装置１００を構成するシェーバの刃先１０２に電力を供給し、刃先１０２に渦電流を流し、刃先１０２を加熱する。電磁誘導加熱回路２０２は、図６に示す帰還部２０、抵抗Ｒ３、ターンオフコンデンサＣ３、バイアス部４０、トランジスタＱ１、バイアス抵抗Ｒ１、ベース抵抗Ｒ２、ターンオフトランジスタＴｒ１、ダイオードＤ２、及び抵抗Ｒ６を備える。そして、電磁誘導加熱トランス２０１及び電磁誘導加熱回路２０２は、自励式発振回路１ａを構成する。

ファン２０３は、刃先１０２の乾燥時に駆動して、刃先１０２に風を送り、刃先１０２の乾燥を促進させる。

負荷装置１００としてのシェーバは、ユーザにより使用された後、シェーバ洗浄器２００のシェーバ載置部２０４に載置され、図略の洗浄機構により刃先１０２に洗浄液が供給され、刃先１０２が洗浄される。そして、シェーバは、洗浄液による洗浄が終了されると、電磁誘導加熱トランス２０１から電力が供給され、刃先１０２に渦電流が発生されると共に、ファン２０３から送風されて乾燥される。

図６に示す自励式発振回路１ａは、図２に示す自励式発振回路１に対し、並列接続されたダイオードＤ２及び抵抗Ｒ６が、共振回路１０とトランジスタＱ１のドレインとの間に接続されている。ダイオードＤ２及び抵抗Ｒ６を接続しても、自励式発振回路１ａは、自励式発振回路１と同様に動作する。しかしながら、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ６が接続されることで、トランジスタＱ１がオフし、共振回路１０が共振を始めてから、トランジスタＱ１が次にオンするまでの期間にトランジスタＱ１のボディーダイオードに電流が流れて共振回路１０に蓄えられているエネルギーが電源部５０に回生することを防止することができる。特に、この回生は、電源部５０が、電源端子Ａ，Ｂ間に接続された電解コンデンサを備えている場合に大きくなる。なお、エネルギーが電源部５０に回生されると、自励式発振回路１ａの発振周波数が低下し、誘導加熱能力が低減する。

電源部５０の出力電力の最大値が６Ｗ程度の場合、ファン２０３で１Ｗの電力が消費されるため、残り５Ｗ程度の電力で刃先１０２を乾燥する必要がある。ここで、電源部５０が出力する電圧を５Ｖとすると、刃先１０２は数１０μｍと薄く、電磁誘導加熱トランス２０１とのギャップも大きいことから、電磁誘導加熱トランス２０１に発生させた磁束の刃先１０２への鎖交数が小さくなる。磁束の鎖交数を大きくするためには、ドレイン電流Ｉｄを大きくする必要があるが、そうすると、バイアス抵抗Ｒ１の損失が、場合によっては３〜４Ｗにもなってしまい、結果として刃先１０２を加熱できなくなってしまう。

そこで、自励式発振回路１ａでは、図６に示すように、ターンオフコンデンサＣ３と電源部５０とを抵抗Ｒ３を介して接続したため、バイアス抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくすることが可能となり、バイアス抵抗Ｒ１のエネルギー損失を小さくし、刃先１０２を効率良く乾燥することができる。

また、自励式発振回路１ａは、ＡＣアダプタからなる電源部５０からの電圧が直接印加されているため、ＡＣアダプタの入力変動は、２〜３％程度と変動が少ない。そのため、ターンオフトランジスタＴｒ１のベースにかかる電圧は安定し、トランジスタＱ１のオン時間のばらつきを小さくすることができる。

以上説明したように、実施の形態２による自励式発振回路１ａによれば、ターンオフコンデンサＣ３と電源部５０とを抵抗Ｒ３を介して接続したため、バイアス抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくし、バイアス抵抗Ｒ１のエネルギー損失を小さくし、刃先１０２を効率良く乾燥することができる。また、抵抗Ｒ６とダイオードＤ２とを接続したため、共振回路１０から電源部５０へのエネルギーの回生が防止され、自励式発振回路１ａの発振周波数が低下し、誘導加熱能力が低下することを防止することができる。

（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３による自励式発振回路１ｂについて説明する。図７は、実施の形態３による自励式発振回路１ｂの回路図を示す。なお、実施の形態３において、実施の形態１，２と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。

自励式発振回路１ｂは、抵抗Ｒ３をシャントレギュレータＴＬ１とターンオフコンデンサＣ３との間に接続したことを特徴とする。

シャントレギュレータＴＬ１は、カソードが抵抗Ｒ７を介して電源端子Ａに接続され、アノードが電源端子Ｂに接続され、リファレンス端子が抵抗Ｒ３を介してターンオフコンデンサＣ３に接続されている。なお、シャントレギュレータＴＬ１、抵抗Ｒ７、及び抵抗Ｒ３により充電部が構成される。シャントレギュレータＴＬ１としては、例えば、東芝製のＴＬ４３１を採用することができる。これにより、ターンオフコンデンサＣ３には、シャントレギュレータＴＬ１のリファレンス電圧が抵抗Ｒ３を介して印加され、電源部５０からの入力電圧のばらつきによる電圧Ｖｂのばらつきを最小限に抑えることができ、トランジスタＱ１のオン時間が安定する結果、負荷装置１００に安定した電力を供給することができる。

以上、実施の形態３による自励式発振回路１ｂによれば、シャントレギュレータＴＬ１を接続したため、実施の形態１，２と同様の作用効果を奏することに加えて、負荷装置１００に安定した電力を供給することができる。

（実施の形態４）
次に、本発明の実施の形態４による自励式発振回路１ｃについて説明する。図８は、実施の形態４による自励式発振回路１ｃの回路図を示す。なお、実施の形態４において、実施の形態１〜３と同一のものは同一の符号を付し、説明を省略する。

自励式発振回路１ｃは、抵抗Ｒ３を、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０及びマイコン７０間の接続点Ｐ１と、ターンオフコンデンサＣ３との間に接続したことを特徴とする。ＤＣ／ＤＣコンバータ６０は、電源部５０から出力される電圧（例えば５Ｖ）をマイコン７０の駆動電圧（例えば３Ｖ）に降圧する。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０、マイコン７０、及び抵抗Ｒ３により充電部が構成される。

マイコン７０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０により降圧された電圧を駆動電圧として受け、基準電圧を生成し、抵抗Ｒ３に出力する。ここで、マイコン７０は、安定した基準電圧を生成することが可能な電圧生成回路を備えているため、電圧変動の少ない安定した基準電圧を生成することができる。その結果、ターンオフコンデンサＣ３には、マイコン７０からの基準電圧が抵抗Ｒ３を介して印加され、電源部５０からの入力電圧のばらつきによる電圧Ｖｂのばらつきを最小限に抑えることができ、トランジスタＱ１のオン時間が安定する結果、負荷装置１００に安定した電力を供給することができる。

以上、実施の形態４による自励式発振回路１ｃによれば、マイコン７０の基準電圧を、抵抗Ｒ３を介してターンオフコンデンサＣ３に出力するため、実施の形態１〜３と同様の作用効果を奏することに加えて、負荷装置１００に安定した電力を供給することができる。

本発明の実施の形態１による自励式発振回路が適用された給電システムの全体構成図を示している。 図１に示す自励式発振回路の回路図を示している。 図２の自励式発振回路のタイミングチャートを示し、（ａ）はトランジスタのソース・ドレイン間の電圧を示し、（ｂ）はトランジスタのドレイン電流を示し、（ｃ）はターンオフトランジスタのベース・エミッタ間の電圧を示し、（ｄ）はトランジスタのオン・オフタイミングを示し、（ｅ）はターンオフトランジスタのオン・オフタイミングを示している。 （ａ）は、ターンオフコンデンサを、抵抗を介して電源部に接続しない場合の自励式発振回路の主要部を示し、（ｂ）は、ターンオフコンデンサを、抵抗を介して電源部に接続した自励式発振回路の主要部を示している。 実施の形態２による自励式発振回路をシェーバ洗浄器に適用したときのシェーバシステムの全体構成図を示している。 自励式発振回路の回路図を示している。 実施の形態３による自励式発振回路の回路図を示す。 実施の形態４による自励式発振回路の回路図を示す。 特許文献１に示される従来の電源装置を示す回路図である。

符号の説明

１，１ａ，１ｂ，１ｃ 自励式発振回路
１０ 共振回路
２０ 帰還部
４０ バイアス部
５０ 電源部
１００ 負荷装置
Ｃ１ 共振コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｃ３ ターンオフコンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｉｄ ドレイン電流
Ｌ１ 共振コイル
Ｌ２ 帰還コイル
Ｌ３ コイル
Ｑ１ トランジスタ
Ｒ１ バイアス抵抗
Ｒ２ ベース抵抗
Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７ 抵抗
Ｔｒ１ ターンオフトランジスタ

Claims (6)

1. 共振コンデンサ及び共振コイルを含み、負荷装置に電力を出力する共振回路と、
   前記共振回路に直列接続されたスイッチング素子と、
   前記共振コイルに発生する電圧を正帰還して、前記スイッチング素子の制御端子に出力する帰還コイルと、
   前記スイッチング素子をターンオフするターンオフトランジスタと、
   前記ターンオフトランジスタの制御端子に制御電圧を出力するターンオフコンデンサと、
   前記スイッチング素子がオンした際に流れるオン電流に応じた大きさの電圧で、前記ターンオフコンデンサを充電するバイアス抵抗と、
   前記制御電圧が、前記ターンオフトランジスタのスレショルド電圧よりも低い所定のバイアス電圧以下とならないように、前記ターンオフコンデンサを充電する充電部とを備えることを特徴とする自励式発振回路。
2. 前記充電部は、前記自励式発振回路に電力を供給する電源部から出力される電圧を、前記ターンオフコンデンサに出力するバイアス抵抗を備えることを特徴とする請求項１に記載の自励式発振回路。
3. 前記充電部は、前記電源部から出力される電圧を安定化させ、前記バイアス抵抗を介して前記ターンオフコンデンサに出力する電圧安定化部を備えることを特徴とする請求項２に記載の自励式発振回路。
4. 前記電源部の正極端子に接続された起動抵抗と、
   前記電源部の負極端子及び前記起動抵抗間に接続された起動コンデンサとを更に備え、
   前記スイッチング素子の制御端子は、前記帰還コイルを介して、前記起動抵抗と前記起動コンデンサとの接続点に接続され、
   前記起動コンデンサと前記起動抵抗との時定数は、前記ターンオフコンデンサと前記バイアス抵抗との時定数より大きいことを特徴とする請求項２又は３に記載の自励式発振回路。
5. 前記電源部は、１０Ｗ以下の電力を供給することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の自励式発振回路。
6. 前記共振コイルは、前記負荷装置を非接触充電又は電磁誘導加熱することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載の自励式発振回路。

Images