JP4297832B2

JP4297832B2 - コンデンサ充電器の制御装置及び方法

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Publication number: JP4297832B2
Application number: JP2004135361A
Authority: JP
Inventors: 忠龍白; 冠任朱; 俊巖黄; 景萌劉
Original assignee: Richtek Technology Corp
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Description

本発明は一種のコンデンサ充電器（ｃａｐａｃｉｔｏｒｃｈａｒｇｅｒ）に係り、特に、コンデンサ充電器中にあって電流の検出に伴う損失を無くし電圧励磁飽和を防止する制御装置及び方法に関する。

ポータブル装置がますます普及し、コンデンサ充電器も次第に広く使用されるようになった。図１はＲＣＣ（ＲｉｎｇＣｈｏｋｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路で実践されるコンデンサ充電器１００の表示図である。変圧器Ｔ₁ は一次側電流Ｉ_P を変換して二次側電流Ｉ_S となしダイオードＤ₁ を介してコンデンサＣ₁ に対して充電し、充電電圧を発生して出力端子１１２より負荷Ｒ_L に供給する。充電電流Ｉ_P 或いはＩ_S を制御するため、パワートランジスタＱ₁ のコレクタ１０４とエミッタ１０８はそれぞれ変圧器Ｔ₁ の一次側コイルＮ₁ に接続され且つ接地し、抵抗Ｒ₁ とＲ₂ は入力端子１０２と変圧器Ｔ₁ のもう一つの一次側コイルＮ₃ の間に直列に接続され、トランジスタＱ₁ のベースバイアス電圧を発生する。コンデンサ充電器１００のコストは比較的安価であるが、その変圧器Ｔ₁ の構造は複雑で、且つパワートランジスタＱ₁ が比較的高いスイッチング損失（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｌｏｓｓ）をもたらす。このほか、電流Ｉ_P に影響を与えるパラメータが多過ぎ、例えば入力電圧Ｖ_in、変圧器Ｔ₁ 及びパワートランジスタＱ₁ 等があり、このため正確に制御できない。さらに、電流Ｉ_P の最大値はパワートランジスタＱ₁ のベース電流Ｉ_b より遥かに小さくなければならず、このため比較的長い充電時間が必要である。

図２は改良されたコンデンサ充電器２００を示す。変圧器Ｔ₁ は一次側電流Ｉ_P を二次側電流Ｉ_S に変換してコンデンサＣ₄ に対して充電して出力電圧Ｖ_OUT を発生する。電流Ｉ_P 或いはＩ_S を制御するため、検出抵抗Ｒ_S1をトランジスタＱ₁ と接地端子の間に接続し、もう一つの検出抵抗Ｒ_S2を変圧器Ｔ₁ の二次側コイルＮ₂ と接地端子の間に接続し、演算増幅器Ａ₁ 及びＡ₂ を増幅抵抗Ｒ_S1とＲ_S2の二端子に跨設して出力Ｓ₁ とＳ₂ をフリップフロップ２０６に送り、これにより信号Ｓ₃ を発生してドライバ２０８を通してトランジスタＱ₁ を切り換える。コンデンサ充電器２００中、抵抗Ｒ_S1とＲ_S2は直接変圧器Ｔ₁ の一次側コイル電流Ｉ_P と二次側コイル電流Ｉ_S を検出し、これにより電流Ｉ_P の最大値及び最小値を決定する。しかし、コンデンサ充電器２００の運転に影響しないようにするため、極めて小さい抵抗しか使用できず、ゆえに抵抗Ｒ_S1とＲ_S2上の電圧降下は非常に微小であり、このため正確に抵抗Ｒ₁ とＲ₂ 上の電流値を検出することができず、また、電流Ｉ_P が容易にスパイク（ｓｐｉｋｅ）を発生して充電電流Ｉ_S が設定された上限値を超過しやすい。このほか、コンデンサ充電器２００の充電電流Ｉ_S を簡単に設定できない。

図３は別のフラッシュランプに応用されるコンデンサ充電器３００を示し、変圧器３０４の一次側コイルは入力電圧Ｖ_bat 及びトランジスタ３０８の間に接続され、トランジスタ３０８を切り換えて一次側コイル電流Ｉ_P を二次側コイル電流Ｉ_S に切り換えてコンデンサＣ₁ に対して充電し、フラッシュランプ装置３０６に電力供給する。充電電流Ｉ_S を制御するために、抵抗Ｒ₁ とＲ₂ 及びＲ₃ は出力端子３１６と接地端子ＧＮＤ₁ の間に直列に接続され、分圧方式でコンデンサＣ₁ の電圧が検出されて、フィードバック信号Ｖ_FBがＩＣ３０２に提供され、コンデンサＣ₁ の電圧が設定値に達した時にそれに対する充電を停止する。コンデンサ充電器３００中にあって、トランジスタ３０８の最大オン期間を利用して充電電流Ｉ_S が決定され、これにより変圧器が磁気飽和を容易に達成する。さらに、入力電圧Ｖ_bat は電池より供給され、ゆえに時間と共に下がり、これによりコンデンサＣ₁ の充電時間が増加する。

これにより、充電電流可変量の設定に便利で、且つ入力電圧と無関係のコンデンサ充電器が望まれている。

本発明の目的の一つは、コンデンサ充電器の制御装置及び方法を提供することにある。

本発明の目的の一つは、コンデンサ充電器中にあって電流の検出に伴う損失を無くす制御装置及び方法を提供することにある。

本発明の目的の一つは、コンデンサ充電器中の変圧器の電圧励磁飽和を防止する制御装置及び方法を提供することにある。

請求項１の発明は、コンデンサ充電器の制御装置において、該コンデンサ充電器は変圧器を具え、その一次側コイルが直流電源の入力端子とスイッチの間に接続され、該スイッチを切り換えることで第１電流が該一次側コイルを断続的に流れ、これにより二次側コイルが第２電流と二次側コイル電圧を発生し、該制御装置は、
該直流電源の入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生する電圧発生器と、
該第１電圧に基づき参考電流を発生する電流源と、
該参考電流によりミラー電流を発生する電流ミラー回路と、
該ミラー電流により第２電圧を発生する充放電回路と、
該第２電圧と参考電圧を比較して比較信号を発生し、該スイッチのオン期間を決定する比較器と、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項２の発明は、請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、電圧発生器が入力電圧を分圧して第１電圧を発生する分圧器を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。としている。
請求項３の発明は、請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、電流源が、
参考電流を導出するドレインと、ソースと、ゲートを具えたトランジスタと、
第１電圧に接続された非反転入力端子と、該ソースに接続された反転入力端子と、該ゲートに接続された出力端子とを具えた演算増幅器と、
該反転入力端子と接地端子の間に接続された抵抗と、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項４の発明は、請求項３記載のコンデンサ充電器の制御装置において、前記抵抗の抵抗値を変えることにより、第１電流の可変量を該抵抗値に比例して設定可能であることを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項５の発明は、請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、充放電回路が、
ミラー電流に充電されて第２電圧を発生するコンデンサと、
該コンデンサに跨設されて、該第２電圧をリセットする第２スイッチと、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項６の発明は、請求項５記載のコンデンサ充電器の制御装置において、コンデンサのキャパシタンスを変えることにより、第１電流の可変量を該キャパシタンスに比例して設定可能であることを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項７の発明は、請求項５記載のコンデンサ充電器の制御装置において、システム制御ロジックをさらに具え、前記システム制御ロジックは、前記第２スイッチに接続され、該第２スイッチをオンして第２電圧をリセットすることを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項８の発明は、請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、比較信号に接続される作業サイクル制御ロジックを具えてこれにより該スイッチのオン期間を決定することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項９の発明は、請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、非作業サイクル発生回路を具えて第２電流を検出して非作業サイクル信号を発生することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項１０の発明は、請求項９記載のコンデンサ充電器の制御装置において、非作業サイクル決定回路が該非作業サイクル信号に接続されて該スイッチのオフ期間を決定することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項１１の発明は、請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、更に、
二次側コイル電圧に伴い変化する第３電圧を発生する第２電圧発生器と、
第３電圧に基づき第２参考電流を発生する第２電流源と、
第２参考電流により第２ミラー電流を発生する第２電流ミラー回路と、
該第２ミラー電流により第４電圧を発生する第２充放電回路と、
第４電圧と第２参考電圧を比較して非作業サイクル信号を発生する第２比較器と、
非作業サイクル信号に基づき該スイッチのオフ期間を決定する非作業サイクル決定回路と、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置としている。
請求項１２の発明は、コンデンサ充電器の制御方法において、該コンデンサ充電器は変圧器を具え、その一次側コイルが直流電源の入力端子とスイッチの間に接続され、該スイッチを切り換えることで第１電流が該一次側コイルを断続的に流れ、これにより二次側コイルが第２電流と二次側コイル電圧を発生し、該制御方法は、
該直流電源の入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生するステップと、
該第１電圧により参考電流を発生するステップと、
該参考電流によりミラー電流を発生するステップと、
該ミラー電流によりコンデンサに充電し、第２電圧を発生するステップと、
該第２電圧と参考電圧を比較して該スイッチのオン期間を決定するステップと、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法としている。
請求項１３の発明は、請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、選択するコンデンサのキャパシタンスを変えることにより、第１電流の可変量を該キャパシタンスに比例して設定可能であることを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法としている。
請求項１４の発明は、請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生するステップでは該入力電圧を分圧して該第１電圧を発生することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法としている。
請求項１５の発明は、請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、参考電流を発生するステップでは入力電圧と比例する参考電流を発生することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法としている。
請求項１６の発明は、請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、該スイッチのオン期間が決定された後、オン期間に従ってコンデンサをリセットするステップを更に具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法としている。
請求項１７の発明は、請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、
二次側コイル電圧に伴い変化する第３電圧を発生するステップと、
第３電圧により第２参考電流を発生するステップと、
第２参考電流により第２ミラー電流を発生するステップと、
該第２ミラー電流により第２コンデンサを充電し、第４電圧を発生するステップと、
第４電圧と第２参考電圧を比較して該スイッチのオフ期間を決定するステップと、
を更に具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法としている。

本発明によると、コンデンサ充電器中に変圧器があり、その一次側コイルが入力電圧とスイッチの間に接続され、該スイッチを切り換えて第１電流を発生して該一次側コイルに流し、これによりその二次側コイルに第２電流を発生させ、電流の検出に伴う損失を無くす制御装置及び方法であり、電圧発生器により入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生して電流源に提供し、これにより参考電流を発生し、電流ミラー回路を利用して該参考電流によりミラー電流を発生してコンデンサに対して充電し第２電圧を発生し、第２電圧と参考電圧を比較することにより比較信号を発生して該スイッチのオン期間を決定し、これにより第１電流の可変量を制御する。

本発明によると、コンデンサ充電器中にあって、変圧器により一次側コイル電流を二次側コイル電流に変換し、コンデンサに対して充電を行ない、スイッチが該変圧器の一次側コイル及び接地端子の間に接続され、該スイッチを切り換えることにより該一次側コイル電流を制御し、特に本発明によると、制御装置及び方法は、電圧発生器により入力電圧に伴い変化する第１電圧を電流源に提供して参考電流を発生し、該参考電流により電流ミラー回路にミラー電流を発生させて充放電回路に提供して充電電圧を発生し、比較器により該充電電圧と参考電圧を比較して比較信号を作業サイクル制御ロジックに出力し、該スイッチのオン期間を決定する。

オン期間は入力電圧の大きさと変圧器のインダクタンスにより決定されるため、入力電圧変化の変圧器中の一次側コイル電流に対する可変量の影響が打ち消され、これにより充電電流の可変量が固定値に設定され、且つ簡単便利な方式で設定される。同様に、二次側コイル電流もオフ期間の制御により固定される。これにより、一次側コイル電流の上限と二次側コイル電流の下限はいずれも固定された範囲内に制御され、磁束の累積により磁気飽和を形成しない。このほか、本発明は変圧器の一次側コイル電流を検出することによりスイッチのオン期間を決定するのではないため、電流の検出に伴う損失を無くすことができる。

図４は本発明のフラッシュランプコンデンサ充電器に応用した実施例図である。コンデンサ充電器４００中、変圧器４１６は巻線比Ｎ_P ：Ｎ_S を有する一次側コイルＬ₁ と二次側コイルＬ₂ を具え、トランジスタＭ₁ が一次側コイルＬ₁ 及び接地端子ＧＮＤの間に接続され、一次側コイルＬ₁ の電流Ｉ_P はトランジスタＭ₁ の切り換え制御を受ける。入力電圧Ｖ_bat に接続された電圧発生器４０２は入力電圧Ｖ_bat に伴い変化する電圧Ｖ_d を発生し、この実施例では、電圧発生器４０２には抵抗Ｒ₁ とＲ₂ を直列に接続してなる分圧器が使用されている。ゆえに以下の公式１が成り立つ。

電流源４０４は電圧Ｖ_d に基づき電流Ｉ_A を決定し、この実施例では、電流源４０４には電圧対電流変換器が使用され、それは演算増幅器４０４２とトランジスタ４０４４で組成された増幅器及びトランジスタ４０４４及び接地端子ＧＮＤの間に接続された抵抗Ｒ₃ を具えている。演算増幅器４０４２の非反転入力端子は電圧Ｖ_d に接続され、反転入力端子は抵抗Ｒ₃ に接続され、出力端子はトランジスタ４０４４のゲートに接続されている。演算増幅器４０４２、抵抗Ｒ₃ の跨圧はＶ_d とされ、これにより電流Ｉ_A は以下の公式２により決定される。

公式２に公式１を代入することで公式３が得られる。

電流源４０４の供給する電流Ｉ_A は電流ミラー回路４０６の参考電流とされ、発生したミラー電流Ｉ_B が充放電回路４０８に提供される。参考電流Ｉ_A とミラー電流Ｉ_B の大きさは等しく、ゆえに公式４が成り立つ。

充放電回路４０８はコンデンサＣ₁ 、及び、該コンデンサＣ₁ の両端に跨設されて充放電スイッチとされるトランジスタＭ₂ を具えている。電流Ｉ_B のコンデンサＣ₁ に対する充電は電圧Ｖ_C を発生し、比較器４１０によりそれが参考電圧Ｖ_tfと比較されて、その出力Ｓ_C が決定され作業サイクル制御ロジック４１２に提供されてオン期間が以下のように決定される。

公式５中に公式４を代入することで公式６が得られる。

そのうち、電圧発生器４０２、電流源４０４、電流ミラー回路４０６、充放電回路４０８及び比較器４１０で組成された作業サイクル発生回路と作業サイクル制御ロジック４１２が作業サイクル決定回路を形成する。

また一方で、非作業サイクル発生回路４１８が二次側コイル電流Ｉ_S に基づき非作業サイクル信号Ｓ_S を発生して非作業サイクル決定回路４２０に提供し、オフ期間Ｔ_off をシステム制御ロジック４１４に提供する。システム制御ロジック４１４はオン期間Ｔ_on及びオフ期間Ｔ_off に基づき充放電回路４０８中のトランジスタＭ₂ をオンし、これによりコンデンサＣ₁ をリセットする。

変圧器４１６の一次側コイル電流は以下の公式７で示される。

そのうち、△Ｉ_P は電流Ｉ_P の可変量とされる。これによりオン期間Ｔ_onを以下の公式８のように表示できる。

公式６及び公式８より公式９が得られる。

これから以下の公式１０が得られる。

公式１０から分かるように、変圧器４１６の一次側コイル電流の可変量△Ｉ_P と入力電圧Ｖ_bat は無関係であり、それは、Ｒ₁ 、Ｒ₂ 、Ｒ₃ 、Ｃ₁ 、Ｖ_tf、及びＬ₁ により決定される。

一次側コイル電流Ｉ_P の最大値Ｉ_Pmax及び最小値Ｉ_Pminの関係は、以下の公式１１のとおりである。

また、以下の公式が成り立つ。

そのうち、Ｉ_Sminは変圧器４１６の二次側コイル電流Ｉ_S の最小値である。公式１１と公式１２より公式１３が得られる。

もし電流Ｉ_S の最小値Ｉ_Sminが固定されれば、△Ｉ_P を設定するだけで、電流Ｉ_P の最大値Ｉ_Pmaxを設定でき、磁飽和を防止できる。公式１０中にあって、電流可変量△Ｉ_P は抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ 、及びＲ₃ 、コンデンサＣ₁ 、インダクタＬ₁ 及び参考電圧Ｖ_tfにより設定可能で、例えば抵抗Ｒ₃ を選択して電流可変量△Ｉ_P を設定でき、公式１０はこのとき公式１４のように改変される。

或いは、コンデンサＣ₁ を選択して電流可変量△Ｉ_P を設定でき、これは以下の公式１５に示されるとおりである。

同様に、変圧器４１６の二次側コイル電流Ｉ_S の最大値Ｉ_Smaxは以下の公式１６で示される。

公式１３と公式１６から以下の公式１７が得られる。

同様に、もしＩ_Sminが固定されると、△Ｉ_P を改変することによりＩ_Smaxを設定できる。

上述の実施例からわかるように、変圧器の一次側コイル電流変化量△Ｉ_P に影響を与えるパラメータには抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ 、及びＲ₃ 、コンデンサＣ₁ 、インダクタＬ₁ 及び参考電圧Ｖ_tfがあり、これによりこれらのパラメータの値を改変することで簡単に△Ｉ_P の値を設定でき、これにより変圧器の一次側コイルを流れる電流Ｉ_P の最大値Ｉ_Pmaxを改変して磁束飽和を防止できる。

図５は本発明の別のフラッシュランプコンデンサ充電器に応用された実施例を示し、コンデンサ充電器５００中に、電圧発生器４０２、電流源４０４、電流ミラー回路４０６、充放電回路４０８、比較器４１０、作業サイクル制御ロジック４１２、システム制御ロジック４１４、変圧器４１６、トランジスタＭ₁ 、非作業サイクル決定回路４２０及びフラッシュランプモジュール４２２が設けられている。非作業サイクル信号Ｓ_S を発生するために、電圧発生器は二次側コイル電圧Ｖ_L2と接地端子ＧＮＤの間に接続されて入力電圧Ｖ_L2にともない変化する電圧Ｖ_d2を発生し、そのうち抵抗Ｒ₄ 、Ｒ₅ が分圧器を組成し、ゆえに公式１８がなりたつ。

電流源５０４は電圧Ｖ_d2に基づき電流Ｉ_A2を決定する。電流源５０４中で電圧対電流変換器が使用され、それは演算増幅器５０４２及びトランジスタ５０４４で組成された伝導増幅器、及びトランジスタ５０４４と接地端子ＧＮＤの間に接続された抵抗Ｒ₆ を具え、演算増幅器５０４２の非反転入力端は電圧Ｖ_d2に接続され、反転入力端子は抵抗Ｒ₆ に接続され、出力端子はトランジスタ５０４４のゲートに接続される。演算増幅器５０４２により抵抗Ｒ₆ の跨圧はＶ_d2となり、これにより電流Ｉ_A2は以下のように決定される。

公式１８を公式１９に代入して公式２０が得られる。

電流源５０４が供給する電流Ｉ_A2により電流ミラー回路５０６がミラー電流Ｉ_B2を発生して充放電回路５０８に提供する。参考電流Ｉ_A2とミラー電流Ｉ_B2の大きさは等しく、ゆえに以下の公式２１が成り立つ。

充放電回路５０８はコンデンサＣ₃ 及び充放電スイッチとされてコンデンサＣ₃ の両端に跨設されたトランジスタＭ₃ を具え、それは非作業サイクル決定回路の制御を受ける。電流Ｉ_B2のコンデンサＣ₃ に対する充電は電圧Ｖ_C2を発生し、比較器５１０と参考電圧Ｖ_tf2 の比較によりその出力Ｓ_S が決定されて非作業サイクル決定回路４２０に提供され、これによりオフ期間が以下のように決定される。

公式２１を公式２２に代入して公式２３が得られる。

またオフ期間Ｔ_off は別に公式２４で示される。

公式２３及び公式２４より公式２５が得られる。

これより公式２６が得られる。

公式２６より、変圧器４１６の二次側コイル電流の可変量△Ｉ_S と抵抗Ｒ₆ は正比例の関係にあり、これにより抵抗Ｒ₆ の値を設定することで変圧器４１６の二次側がどれだけの電流を送出する必要があるかを決定できる。

ＲＣＣ回路で実践したコンデンサ充電器の表示図である。別の周知のコンデンサ充電器の表示図である。さらに別の周知のコンデンサ充電器の表示図である。本発明のフラッシュランプコンデンサ充電器に応用した実施例図である。本発明のフラッシュランプコンデンサ充電器に応用した別の実施例図である。

符号の説明

１００コンデンサ充電器
１０２入力端子
１０４パワートランジスタＱ₁ のコレクタ
１０６パワートランジスタＱ₁ のベース
１０８パワートランジスタＱ₁ のエミッタ
１１０ノード
１１２出力端子
２００コンデンサ充電器
２０２入力端子
２０４ノード
２０６フリップフロップ
２０８ドライバ
３００コンデンサ充電器
３０２集積回路
３０４変圧器
３０６フラッシュランプ装置
３０８トランジスタ
３１６出力端子
３１８フィードバック端子
４００コンデンサ充電器
４０２電圧発生器
４０４電流源
４０４２演算増幅器
４０４４トランジスタ
４０６電流ミラー回路
４０８充放電回路
４１０比較器
４１２作業サイクル制御ロジック
４１４システム制御ロジック
４１６変圧器
４１８非作業サイクル発生回路
４２２フラッシュランプモジュール
４２４ドライバ
５００コンデンサ充電器
５０２電圧発生器
５０４電流源
５０４２演算増幅器
５０４４トランジスタ
５０６電流ミラー回路
５０８充放電回路
５１０比較器

Claims

コンデンサ充電器の制御装置において、該コンデンサ充電器は変圧器を具え、その一次側コイルが直流電源の入力端子とスイッチの間に接続され、該スイッチを切り換えることで第１電流が該一次側コイルを断続的に流れ、これにより二次側コイルが第２電流と二次側コイル電圧を発生し、該制御装置は、
該直流電源の入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生する電圧発生器と、
該第１電圧に基づき参考電流を発生する電流源と、
該参考電流によりミラー電流を発生する電流ミラー回路と、
該ミラー電流により第２電圧を発生する充放電回路と、
該第２電圧と参考電圧を比較して比較信号を発生し、該スイッチのオン期間を決定する比較器と、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、電圧発生器が入力電圧を分圧して第１電圧を発生する分圧器を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、電流源が、
参考電流を導出するドレインと、ソースと、ゲートを具えたトランジスタと、
第１電圧に接続された非反転入力端子と、該ソースに接続された反転入力端子と、該ゲートに接続された出力端子とを具えた演算増幅器と、
該反転入力端子と接地端子の間に接続された抵抗と、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
請求項３記載のコンデンサ充電器の制御装置において、前記抵抗の抵抗値を変えることにより、第１電流の可変量を該抵抗値に比例して設定可能であることを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、充放電回路が、
ミラー電流に充電されて第２電圧を発生するコンデンサと、
該コンデンサに跨設されて、該第２電圧をリセットする第２スイッチと、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
請求項５記載のコンデンサ充電器の制御装置において、コンデンサのキャパシタンスを変えることにより、第１電流の可変量を該キャパシタンスに比例して設定可能であることを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
請求項５記載のコンデンサ充電器の制御装置において、システム制御ロジックをさらに具え、前記システム制御ロジックは、前記第２スイッチに接続され、該第２スイッチをオンして第２電圧をリセットすることを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、比較信号に接続される作業サイクル制御ロジックを具えてこれにより該スイッチのオン期間を決定することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、非作業サイクル発生回路を具えて第２電流を検出して非作業サイクル信号を発生することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
請求項９記載のコンデンサ充電器の制御装置において、非作業サイクル決定回路が該非作業サイクル信号に接続されて該スイッチのオフ期間を決定することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
請求項１記載のコンデンサ充電器の制御装置において、更に、
二次側コイル電圧に伴い変化する第３電圧を発生する第２電圧発生器と、
第３電圧に基づき第２参考電流を発生する第２電流源と、
第２参考電流により第２ミラー電流を発生する第２電流ミラー回路と、
該第２ミラー電流により第４電圧を発生する第２充放電回路と、
第４電圧と第２参考電圧を比較して非作業サイクル信号を発生する第２比較器と、
非作業サイクル信号に基づき該スイッチのオフ期間を決定する非作業サイクル決定回路と、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御装置。
コンデンサ充電器の制御方法において、該コンデンサ充電器は変圧器を具え、その一次側コイルが直流電源の入力端子とスイッチの間に接続され、該スイッチを切り換えることで第１電流が該一次側コイルを断続的に流れ、これにより二次側コイルが第２電流と二次側コイル電圧を発生し、該制御方法は、
該直流電源の入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生するステップと、
該第１電圧により参考電流を発生するステップと、
該参考電流によりミラー電流を発生するステップと、
該ミラー電流によりコンデンサに充電し、第２電圧を発生するステップと、
該第２電圧と参考電圧を比較して該スイッチのオン期間を決定するステップと、
を具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法。
請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、選択するコンデンサのキャパシタンスを変えることにより、第１電流の可変量を該キャパシタンスに比例して設定可能であることを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法。
請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、入力電圧に伴い変化する第１電圧を発生するステップでは該入力電圧を分圧して該第１電圧を発生することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法。
請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、参考電流を発生するステップでは入力電圧と比例する参考電流を発生することを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法。
請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、該スイッチのオン期間が決定された後、オン期間に従ってコンデンサをリセットするステップを更に具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法。
請求項１２記載のコンデンサ充電器の制御方法において、
二次側コイル電圧に伴い変化する第３電圧を発生するステップと、
第３電圧により第２参考電流を発生するステップと、
第２参考電流により第２ミラー電流を発生するステップと、
該第２ミラー電流により第２コンデンサを充電し、第４電圧を発生するステップと、
第４電圧と第２参考電圧を比較して該スイッチのオフ期間を決定するステップと、
を更に具えたことを特徴とする、コンデンサ充電器の制御方法。