TWI623184B - 電源轉換裝置 - Google Patents

電源轉換裝置 Download PDF

Info

Publication number
TWI623184B
TWI623184B TW105131196A TW105131196A TWI623184B TW I623184 B TWI623184 B TW I623184B TW 105131196 A TW105131196 A TW 105131196A TW 105131196 A TW105131196 A TW 105131196A TW I623184 B TWI623184 B TW I623184B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal
voltage value
circuit
decision
detection signal
Prior art date
Application number
TW105131196A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201813270A (zh
Inventor
陳契霖
Original Assignee
登豐微電子股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 登豐微電子股份有限公司 filed Critical 登豐微電子股份有限公司
Priority to TW105131196A priority Critical patent/TWI623184B/zh
Priority to CN201710061091.3A priority patent/CN107888092B/zh
Priority to US15/636,652 priority patent/US9906161B1/en
Publication of TW201813270A publication Critical patent/TW201813270A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI623184B publication Critical patent/TWI623184B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/7722—Field effect transistors using static field induced regions, e.g. SIT, PBT
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/16—Means for providing current step on switching, e.g. with saturable reactor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
    • H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
    • H02M3/33553—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Ceramic Engineering (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一種電源轉換裝置，包括變壓器、同步整流電晶體及同步整流控制器。同步整流電晶體耦接在變壓器的二次側與輸出端之間。同步整流控制器接收同步整流電晶體的汲極端與源極端之間的跨壓以做為第一偵測信號。同步整流控制器根據第一偵測信號的電壓值、第一觸發信號的電壓值以及第二觸發信號的電壓值取得第一時間長度，並根據第一時間長度決定關斷同步整流電晶體的時間點。

Description

電源轉換裝置
本發明是有關於一種電源裝置，且特別是有關於一種電源轉換裝置。
電源轉換裝置為現代電子裝置中不可或缺的元件。在以脈寬調變(pulse width modulation，PWM)控制為基礎的電源轉換裝置中，電源轉換裝置的二次側通常具有整流二極體。由於整流二極體於導通狀態下的功率消耗較大，因此可採用導通電阻值較小的同步整流電晶體來取代整流二極體，以提升電源轉換裝置的轉換效率。在這樣的架構下，尚需要一同步整流控制器來控制二次側的同步整流電晶體的啟閉。
一般來說，當電源轉換裝置的二次側的同步整流電晶體導通時，同步整流控制器可在同步整流電晶體的汲極與源極之間的跨壓(V DS)達到0伏特時關斷同步整流電晶體。然而，由於同步整流電晶體的汲極與源極之間的跨壓通常具有雜訊， 在V DS趨近於0伏特時，特別容易受到干擾。上述雜訊可能導致同步整流控制器無法正確地判斷出關斷同步整流電晶體的時間點，從而降低電源轉換裝置的轉換效率。更嚴重者，上述的情況更可能導致電源轉換裝置的一次側的功率開關與二次側的同步整流電晶體發生同時導通的狀況，如此一來，可能會損壞電源轉換裝置內部的電路元件。
有鑒於此，本發明提供一種電源轉換裝置。此電源轉換裝置中的同步整流控制器可透過運用幾何方式，推測出同步整流電晶體的汲極與源極之間的跨壓(V DS)達到各個電壓值的時間長度，據以決定關斷同步整流電晶體的時間點，以降低V DS上的雜訊所造成的影響。
本發明的電源轉換裝置包括變壓器、至少一同步整流電晶體以及至少一同步整流控制器。變壓器具有一次側與至少一二次側，其中一次側用以接收輸入電壓，而各二次側用以提供輸出電壓給對應的輸出端。各同步整流電晶體耦接在其中一二次側與對應的輸出端之間，且各同步整流電晶體受控於開關信號。各同步整流控制器耦接到對應的同步整流電晶體，接收對應的同步整流電晶體的汲極端與源極端之間的跨壓以做為第一偵測信號。各同步整流控制器根據第一偵測信號的電壓值、第一觸發信號的電壓值以及第二觸發信號的電壓值取得第一時間長度，並依據第一時間長度來決定第二時間長度。各同步整流控制器於第一偵測信號的電壓值等於第一觸發信號的電壓值時開始計時，且於計時達第一時間長度與第二時間長度之總和時產生開關信號以關斷對應的同步整流電晶體。。
基於上述，本發明實施例的同步整流控制器可根據第一偵測信號的電壓值、第一觸發信號的電壓值以及第二觸發信號的電壓值取得第一時間長度。之後再根據第一時間長度來推測同步整流電晶體關斷的時間點。由於第一偵測信號的電壓值在上升至接近0伏特時會有較大的雜訊，因此在關斷同步整流電晶體的時間點的判斷上，本發明實施例的同步整流控制器可降低因上述雜訊所造成影響。
為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。
為了使本發明之內容可以被更容易明瞭，以下特舉實施例做為本發明確實能夠據以實施的範例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件/步驟，係代表相同或類似部件。
圖1是依照本發明一實施例所繪示的電源轉換裝置100的電路示意圖。請參照圖1，電源轉換裝置100可包括一次側電源控制電路110、變壓器T、M個同步整流電晶體Msr以及M個同步整流控制器160，而變壓器T可包括一次側Np以及M個二次側Ns。於本示範性實施例中，M可以為大於或等於1的正整數，但為便於解釋，於此假設M等於1，而M大於1的示範性實施例可依據以下說明以類推之。
一次側電源控制電路110的第一端用以接收電源電壓VS，其中電源電壓VS可為交流電壓或直流電壓，端視實際應用或設計需求而定。一次側電源控制電路110的的第二端耦接一次側Np的兩端。一次側電源控制電路110用以對電源電壓VS進行電源轉換以產生輸入電壓VIN，並提供輸入電壓VIN至一次側Np的第一端(例如同名端(common-polarity terminal，即打點處)。一次側電源控制電路110可例是是交流對直流轉換電路或是直流對直流轉換電路，但本發明並不以此為限。
一次側Np的第一端可用以接收輸入電壓VIN，而二次側Ns的第一端(例如異名端(opposite-polarity terminal，即未打點處)則用以提供輸出電壓VO給輸出端或負載RL(例如電子裝置)，但不限於此。
同步整流電晶體Msr的汲極端耦接二次側Ns的第二端(例如同名端)。同步整流電晶體Msr的源極端耦接第一接地端GND1。同步整流電晶體Msr的閘極端接收開關信號VG。同步整流控制器160耦接對應的同步整流電晶體Msr。同步整流控制器160接收同步整流電晶體Msr的汲極端與源極端之間的跨壓以做為第一偵測信號VD1。同步整流控制器160可根據第一偵測信號VD1的電壓值、第一觸發信號VT1的電壓值以及第二觸發信號VT2的電壓值取得第一時間長度TL1，並依據第一時間長度TL1來決定第二時間長度TL2。同步整流控制器160可於第一偵測信號VD1的電壓值等於第一觸發信號TL1的電壓值時開始計時，且於計時達第一時間長度TL1與第二時間長度TL2之總和時產生開關信號VG以關斷同步整流電晶體Msr，稍後會再詳細說明。
圖2是依照本發明另一實施例所繪示的電源轉換裝置200的電路示意圖。請同時參照圖1與圖2，類似於圖1的電源轉換裝置100，圖2的電源轉換裝置200同樣包括一次側電源控制電路110、變壓器T、M個同步整流電晶體Msr以及M個同步整流控制器160，而變壓器T同樣包括一次側Np以及M個二次側Ns，其中M可以為大於或等於1的正整數，然而為便於解釋，於此假設M等於1。
相較於圖1的同步整流電晶體Msr的汲極端耦接二次側Ns的第二端(例如同名端)，且圖1的同步整流電晶體Msr的源極端耦接第一接地端GND1，圖2的同步整流電晶體Msr的源極端耦接二次側Ns的第一端(例如異名端)，且圖2的同步整流電晶體Msr的汲極端耦接輸出端或負載RL。至於圖2的變壓器T的一次側Np以及一次側電源控制電路110之間的耦接方式相同於圖1的實施例，故可參酌上述圖1的相關說明，在此不再贅述。
由於圖1的同步整流控制器160與圖2的同步整流控制器160的實施方式及運作類似，故以下將僅以圖1的同步整流控制器160為範例來進行說明，而圖2的同步整流控制器160的實施方式及運作則可參酌以下說明而類推之。
在本發明的一實施例中，同步整流控制器160可以是硬體、韌體或是儲存在記憶體而由微處理器(micro-processor)、微控制器(micro-controller)或是數位信號處理器(DSP)所載入執行的軟體或機器可執行程式碼。若是採用硬體來實現，則同步整流控制器160可以是由單一整合電路晶片所達成，也可以由多個電路晶片所完成，但本發明並不以此為限制。上述多個電路晶片或單一整合電路晶片可採用特殊功能積體電路(ASIC)或可程式化邏輯閘陣列(FPGA)來實現。而上述記憶體可以是例如隨機存取記憶體、唯讀記憶體或是快閃記憶體等等。
更進一步來說，請同時參照圖1、圖3以及圖4，圖3是圖1的同步整流控制器160的電路方塊示意圖，圖4為依照本發明一實施例所繪示的電源轉換裝置100的信號時序示意圖，其中圖4的縱軸表示電壓，而橫軸表示時間。如圖3所示，同步整流控制器160可包括決策電路362、預測電路364以及閘極驅動電路366。在本實施例中，第二觸發信號VT2(繪示於圖1)即為第一觸發信號VT1。決策電路362用以對第一偵測信號VD1的電壓值進行調整以產生第二偵測信號VD2。為便於解釋，圖4僅繪示出第二偵測信號VD2的部份波形，且省略繪示了第二偵測信號VD2上的雜訊。此外，圖4的右側圖式為左側圖式於時間點T3至T5的局部放大，並省略繪示了第一偵測信號VD1上的雜訊。決策電路362可於第一偵測信號VD1的電壓值等於第一觸發信號VT1的電壓值時開始計時，且於第二偵測信號VD2的電壓值等於第一觸發信號VT1的電壓值時停止計時，以產生決策信號ST1，其中決策信號ST1用以指示第一時間長度TL1。
預測電路364耦接決策電路362以接收決策信號ST1。預測電路364根據決策信號ST1取得第一時間長度TL1並據以決定第二時間長度TL2。預測電路364根據決策信號ST1而於第一時間長度TL1結束時的時間點開始計時，並於計時達第二時間長度TL2時產生重置信號RE。
閘極驅動電路366耦接預測電路364以接收重置信號RE。閘極驅動電路366可根據重置信號RE產生開關信號VG，以關斷對應的同步整流電晶體Msr。
詳細來說，請同時參照圖1、圖3~圖5A，圖5A是依據本發明一實施例繪示圖3的決策電路362、預測電路364以及閘極驅動電路366的內部電路方塊示意圖。決策電路362可包括放大電路3621、第一比較電路3625、第二比較電路3626以及第一時間決定電路3627。
放大電路3621用以接收並輸出第一偵測信號VD1，且對第一偵測信號VD1的電壓值進行放大以產生第二偵測信號VD2。在本發明的一實施例中，第二偵測信號VD2的電壓值可為第一偵測信號VD1的電壓值的2倍，但本發明不限於此，端視實際應用或設計需求而定。第一比較電路3625用以接收第一偵測信號VD1與第一觸發信號VT1，且對第一偵測信號VD1的電壓值與第一觸發信號VT1的電壓值進行比較。當第一偵測信號VD1的電壓值等於第一觸發信號VT1的電壓值時，第一比較電路3625產生第一設定信號SE1，其中第一設定信號SE1可用以指示開始計時第一時間長度TL1的時間點。
第二比較電路3626用以接收第二偵測信號VD2與第一觸發信號VT1，且對第二偵測信號VD2的電壓值與第一觸發信號VT1的電壓值進行比較。當第二偵測信號VD2的電壓值等於第一觸發信號VT1的電壓值時，第二比較電路3626產生第二設定信號SE2，其中第二設定信號SE2可用以指示停止計時第一時間長度TL1的時間點或是開始計時第二時間長度TL2的時間點。第一時間決定電路3627用以接收第一設定信號SE1以及第二設定信號SE2，並據以產生決策信號ST1。
預測電路364可包括第二時間決定電路3647。在本實施例中，第二時間決定電路3647可用以根據決策信號ST1以取得第一時間長度TL1，並設定第二時間長度TL2等於第一時間長度TL1。第二時間決定電路3647可根據第二設定信號SE2而於第二偵測信號VD2的電壓值等於第一觸發信號VT1的電壓值時開始計時，且於計時達第二時間長度TL2時產生重置信號RE。
閘極驅動電路可包括開啟電路3667以及驅動電路3668。開啟電路3667用以接收第一偵測信號VD1與第二參考電壓VR2。當第一偵測信號VD1的電壓值等於或小於第二參考電壓VR2的電壓值時，開啟電路3667產生設定信號SE。驅動電路3668耦接開啟電路3667以接收設定信號SE，且耦接預測電路364以接收重置信號RE。驅動電路3668可根據設定信號SE產生開關信號VG，以導通對應的同步整流電晶體Msr。驅動電路3668可根據重置信號RE產生開關信號VG，以關斷對應的同步整流電晶體Msr。關於決策電路362、預測電路364以及脈寬調變電路366的詳細運作，將搭配圖4的信號時序示意圖進行說明。
詳細來說，在時間點T0時，一次側電源控制電路110所提供的輸入電壓VIN可提供電力至變壓器T的一次側Np的線圈以進行儲能。在此同時，同步整流電晶體Msr及其寄生二極體Dr為截止狀態。因此，第一偵測信號VD1的電壓位準可為K×VIN，其中K為變壓器T的二次側Ns與一次側Np的線圈比值。
在時間點T1時，變壓器T的一次側Np所儲存的能量將轉移至變壓器T的二次側Ns。此時，第一偵測信號VD1的電壓值將由K×VIN開始下降，並最終將下降至一負電壓值。當第一偵測信號VD1的電壓值下降至等於或小於第二參考電壓值VR2(例如0伏特，但不限於此，端視實際應用或需求而定)時，圖5A的開啟電路3667將產生設定信號SE，致使驅動電路3668可根據設定信號SE產生開關信號VG以導通同步整流電晶體Msr，如時間點T2所示。此時，變壓器T之二次側Ns的電流Isec(示於圖1)將由同步整流電晶體Msr的源極端經由其內部感應的通道(channel)而流向汲極端，因此轉移至變壓器T之二次側Ns的能量將持續地對電容Co進行充電，以供應直流輸出電壓VO給輸出端或負載RL。
隨著二次側Ns所儲存的能量對電容Co進行充電，二次側Ns的電流Isec將會降低，使得第一偵測信號VD1以及第二偵測信號VD2的電壓位準向上拉升。當第一偵測信號VD1的電壓值達到第一觸發信號VT1的電壓值時，如時間點T3所示，決策電路362中的第一比較電路3625可產生第一設定信號SE1，致使第一時間決定電路3627可根據第一設定信號SE1產生致能狀態(例如邏輯高位準)的決策信號ST1。
當第二偵測信號VD2的電壓值達到第一觸發信號VT1的電壓值時，如時間點T4所示，決策電路362中的第二比較電路3626可產生第二設定信號SE2，致使第一時間決定電路3627可根據第二設定信號SE2產生禁能狀態(例如邏輯低位準)的決策信號ST1。其中，決策信號ST1的致能時間長度(即時間點T3與T4之間的時間長度)即為第一時間長度TL1。可以理解的是，由於第二偵測信號VD2的電壓值是第一偵測信號VD1的電壓值的兩倍，在第一時間長度TL1已知的情況下，根據三角幾何運算即可推得第一偵測信號VD1的電壓值上昇至0伏特的時間點。詳細來說，如圖4右側圖式所示的座標系統中，通過時間點T3的電壓縱軸、第二偵測信號VD2的信號波形以及時間橫軸將彼此交會而形成一直角三角形的三個點a、b、c；類似地，通過時間點T3的電壓縱軸、第一偵測信號VD1的信號波形以及時間橫軸將彼此交會而形成另一直角三角形的三個點a、d、c。由於線段ab所代表之電壓值為線段ad所代表之電壓值的兩倍，故可推得時間點T4與T5之間的時間長度(即第二時間長度TL2)等於時間點T3與T4之間的時間長度(即第一時間長度TL1)。如此即可得知第一偵測信號VD1的電壓值上昇至0伏特的時間點(即時間點T5)。
因此，於時間點T4時，第二時間決定電路3647可根據決策信號ST1取得第一時間長度TL1，並設定第二時間長度TL2等於第一時間長度TL1。此時，第二時間決定電路3647可開始計時，並於計時達第二時間長度TL2時產生一重置信號RE，而驅動電路3668可根據重置信號RE產生開關信號VG以關斷同步整流電晶體Msr，如時間點T5所示。
根據圖4的左側圖式可知，第一偵測信號VD1(或第二偵測信號VD2)的電壓值在上升至接近0伏特時(即時間點T5附近)會有較大的雜訊，故本發明實施例的同步整流控制器160將第一偵測信號VD1及第二偵測信號VD2的電壓值分別與第一觸發信號VT1的電壓值進行比較以取得第一時間長度TL1，再根據第一時間長度TL1以及三角幾何運算來預測出第一偵測信號VD1達到0伏特的時間點(即同步整流電晶體Msr關斷的時間點)。如此一來，即可正確地判斷出同步整流電晶體Msr關斷的時間點，以降低因上述雜訊所造成影響。在本發明的一實施例中，第一觸發信號VT1的電壓值可例如是30mV，但本發明不限於此，端視實際應用或設計需求而定。
以下請參照圖5B，圖5B是依照本發明一實施例所繪示的同步整流控制器560的決策電路562、預測電路564以及閘極驅動電路566的電路架構示意圖，其中圖5B的決策電路562、預測電路564以及閘極驅動電路566可分別為圖5A的決策電路362、預測電路364以及閘極驅動電路366的一種電路實施方式，但本發明並不以此為限。決策電路562可包括放大電路5621、第一比較電路5625、第二比較電路5626以及第一時間決定電路5627。
放大電路5621用以接收第一偵測信號VD1，並據以產生反向的第一偵測信號VD1B與反向的第二偵測信號VD2B。更進一步來說，放大電路5621可包括第一反向放大器IV1以及第二反向放大器IV2。第一反向放大器IV1可包括第一運算放大器OP1、第一電阻R1以及第二電阻R2。第一電阻R1的第一端用以接收第一偵測信號VD1。第一電阻R1的第二端耦接第一運算放大器OP1的反向輸入端。第一運算放大器OP1的非反向輸入端耦接第一接地端GND1。第二電阻R2的第一端耦接第一運算放大器OP1的反向輸入端。第二電阻R2的第二端耦接第一運算放大器OP1的輸出端以產生反向的第一偵測信號VD1B，其中第二電阻R2的電阻值等於第一電阻R1的電阻值。可以理解的是，第一反向放大器IV1的增益絕對值為1。
第二反向放大器IV2可包括第二運算放大器OP2、第三電阻R3以及第四電阻R4。第三電阻R3的第一端用以接收第一偵測信號VD1。第三電阻R3的第二端耦接第二運算放大器OP2的反向輸入端。第二運算放大器OP2的非反向輸入端耦接第一接地端GND1。第四電阻R4的第一端耦接第二運算放大器OP2的反向輸入端。第四電阻R4的第二端耦接第二運算放大器OP2的輸出端以產生反向的第二偵測信號VD2B。在本發明的一實施例中，第四電阻R4的電阻值可為第三電阻R3的電阻值的兩倍。可以理解的是，第二反向放大器IV2的增益絕對值為2。
第一比較電路5625包括第一比較器cmp1以及第一脈衝產生器PG1。第一比較器cmp1的反向輸入端接收反向的第一偵測信號VD1B。第一比較器cmp1的非反向輸入端接收反向的第一觸發信號VT1B。第一比較器cmp1的輸出端產生第一比較信號Scp1。第一脈衝產生器PG1耦接第一比較器cmp1的輸出端以接收第一比較信號Scp1，並據以產生第一設定信號SE1。
第二比較電路5626包括第二比較器cmp2以及第二脈衝產生器PG2。第二比較器cmp2的反向輸入端接收反向的第二偵測信號VD2B。第二比較器cmp2的非反向輸入端接收反向的第一觸發信號VT1B。第二比較器cmp2的輸出端產生第二比較信號Scp2。第二脈衝產生器PG2耦接第二比較器cmp2的輸出端以接收第二比較信號Scp2，並據以產生第二設定信號SE2。
在此特別一提的是，於圖4所示的時間點T2，第一偵測信號VD1的電壓開始由正電壓轉變為負電壓，為了讓第一比較電路5625易於進行電壓比較起見，本發明圖5B的實施例中採用第一反向放大器IV1。詳細來說，第一反向放大器IV1的用意在於：將第一偵測信號VD1(為負電壓)轉變為反向的第一偵測信號VD1B(為正電壓)，並將正電壓型態的反向的第一偵測信號VD1B提供至第一比較器cmp1的反向輸入端。此外，第一比較器cmp1的非反向輸入端則是接收正電壓型態的反向的第一觸發信號VT1B，其中反向的第一觸發信號VT1B(為正電壓)可透過反向器(未繪示)將第一觸發信號VT1(為負電壓)進行反向而獲得。如此一來，第一比較器cmp1即可對同為正電壓型態的反向的第一偵測信號VD1B及反向的第一觸發信號VT1B進行比較，故較易於實施，然而實際上的實施方式並不以此為限。在本發明的其他實施例中，第一比較器cmp1也可直接對同為負電壓型態的第一偵測信號VD1及第一觸發信號VT1進行比較，端視實際應用或設計需求而定。
類似於第一反向放大器IV1的實施方式，為了讓第二比較電路5626易於進行電壓比較起見，本發明圖5B的實施例中採用第二反向放大器IV2。詳細來說，第二反向放大器IV2的用意在於：將第一偵測信號VD1(為負電壓)轉變為正電壓並放大2倍以做為反向的第二偵測信號VD2B(為正電壓)，並將正電壓型態的反向的第二偵測信號VD2B提供至第二比較器cmp2的反向輸入端。此外，第二比較器cmp2的非反向輸入端則是接收正電壓型態的反向的第一觸發信號VT1B，其中反向的第一觸發信號VT1B(為正電壓)可透過反向器(未繪示)將第一觸發信號VT1(為負電壓)進行反向而獲得。如此一來，第二比較器cmp2即可對同為正電壓型態的反向的第二偵測信號VD2B及反向的第一觸發信號VT1B進行比較，故較易於實施，然而實際上的實施方式並不以此為限。在本發明的其他實施例中，第二比較器cmp2也可直接對同為負電壓型態的第二偵測信號VD2及第一觸發信號VT1進行比較，端視實際應用或設計需求而定。
第一時間決定電路5627包括及閘AG1以及SR閂鎖器5622。及閘AG1的第一輸入端耦接第一脈衝產生器PG1以接收第一設定信號SE1。及閘AG1的第二輸入端接收脈寬調變信號PWM。SR閂鎖器5622的設定端S耦接及閘AG1的輸出端。SR閂鎖器5622的重置端R耦接到第二脈衝產生器PG2以接收第二設定信號SE2。SR閂鎖器5622的正向輸出端Q產生決策信號ST1。
預測電路564可包括第二時間決定電路5647。第二時間決定電路5647可包括充電開關SW1、第一電流源CUR1、放電開關SW2、第二電流源CUR2、電容C1、比較器cmp3、反及閘IAG、脈衝產生器PG3以及SR閂鎖器5642。充電開關SW1的控制端接收決策信號ST1。第一電流源CUR1耦接在電源電壓端VCC與充電開關SW1的第一端之間，用以在充電開關SW1導通時產生第一電流I1以對電容C1充電。放電開關SW2的控制端接收預測信號ST2。放電開關SW2的第一端耦接充電開關SW1的第二端。第二電流源CUR2耦接在放電開關SW2的第二端與第一接地端GND1之間，用以在放電開關SW2導通時產生第二電流I2以對電容C1放電，其中第二電流I2的電流值等於第一電流I1的電流值。電容C1的第一端耦接充電開關SW1的第二端以產生第一電壓Vcap。電容C1的第二端耦接第一接地端GND1。
比較器cmp3的非反向輸入端耦接電容C1的第一端以接收第一電壓Vcap。比較器cmp3的反向輸入端耦接第一接地端GND1。比較器cmp3的輸出端產生比較信號Scp3。反及閘IAG的第一輸入端耦接比較器cmp3的輸出端以接收比較信號Scp3。反及閘IAG的第二端接收脈寬調變信號PWM。脈衝產生器PG3的輸入端耦接反及閘IAG的輸出端。脈衝產生器PG3的輸出端產生重置信號RE。SR閂鎖器5642的設定端S接收第二設定信號SE2。SR閂鎖器5642的重置端R耦接脈衝產生器PG3以接收重置信號RE。SR閂鎖器5642的正向輸出端Q產生預測信號ST2。
閘極驅動電路566可包括開啟電路5667以及驅動電路5668。開啟電路5667可包括比較器cmp4、及閘AG2以及脈衝產生器PG4。比較器cmp4的非反向輸入端用以接收第二參考電壓值VR2。比較器cmp4的反向輸入端用以接收第一偵測信號VD1。比較器cmp4的輸出端產生比較信號Scp4。及閘AG2的第一輸入端耦接比較器cmp4的輸出端以接收比較信號Scp4。及閘AG2的第二輸入端接收反向的脈寬調變信號PWMB。脈衝產生器PG4耦接及閘AG2的輸出端，並據以產生設定信號SE。
驅動電路5668可包括SR閂鎖器5662以及輸出緩衝器5663。SR閂鎖器5662的設定端S用以接收設定信號SE。SR閂鎖器5662的重置端R用以接收重置信號RE。SR閂鎖器5662的正向輸出端Q產生脈寬調變信號PWM。SR閂鎖器5662的反向輸出端/Q產生反向的脈寬調變信號PWMB。輸出緩衝器5663接收脈寬調變信號PWM，並據以產生開關信號VG。
以下將針對圖5B的同步整流控制器560的運作進行說明，請同時參照圖5B與圖6A，圖6A是圖5B的同步整流控制器560的信號時序示意圖，其中圖6A的時間點T2~T5可分別對應至圖4的時間點T2~T5。在時間點T2之前，脈寬調變信號PWM(或開關信號VG)為禁能狀態(例如邏輯低位準)，故同步整流電晶體Msr為截止狀態。於時間點T2，第一偵測信號VD1的電壓值下降至等於或小於第二參考電壓值VR2(例如0伏特，但不限於此，端視實際應用或需求而定)，因此比較器cmp4可產生致能的比較信號Scp4(例如為邏輯高位準)。在比較信號Scp4為致能狀態且脈寬調變信號PWM為禁能狀態(即反向的脈寬調變信號PWMB為致能狀態)的情況下，及閘AG2及脈衝產生器PG4將產生設定信號SE。設定信號SE可設定SR閂鎖器5662，致使SR閂鎖器5662產生致能的脈寬調變信號PWM，並透過輸出緩衝器5663輸出致能的開關信號VG以導通同步整流電晶體Msr。
另一方面，第一反向放大器IV1可將第一偵測信號VD1進行反向處理，以產生反向的第一偵測信號VD1B；而第二反向放大器IV2可將第一偵測信號VD1放大兩倍並進行反向處理，以產生反向的第二偵測信號VD2B，但不限於此。
於時間點T3時，反向的第一偵測信號VD1B的電壓值小於或等於反向的第一觸發信號VT1B的電壓值，故第一比較器cmp1產生致能的第一比較信號Scp1，並透過第一脈衝產生器PG1產生第一設定信號SE1。及閘AG1在接收到第一設定信號SE1且脈寬調變信號PWM為致能狀態的情況之下設定SR閂鎖器5622，致使SR閂鎖器5622產生致能的決策信號ST1以導通充電開關SW1。此時，第一電流源CUR1開始產生第一電流I1以對電容C1進行充電，致使第一電壓Vcap自第一接地端的電壓值(例如0伏特)開始上昇。
於時間點T4時，反向的第二偵測信號VD2B的電壓值小於或等於反向的第一觸發信號VT1B的電壓值，故第二比較器cmp2產生致能的第二比較信號Scp2，並透過第二脈衝產生器PG2產生第二設定信號SE2。第二設定信號SE2可重置SR閂鎖器5622，致使SR閂鎖器5622產生禁能的決策信號ST1以關斷充電開關SW1。此時，第一電流源CUR1停止對電容C1充電。另一方面，第二設定信號SE2可設定SR閂鎖器5642，致使SR閂鎖器5642產生致能的預測信號ST2以導通放電開關SW2。此時，第二電流源CUR2開始產生第二電流I2以對電容C1進行放電，致使第一電壓Vcap開始下降。
於時間點T5時，第一電壓Vcap的電壓值小於或等於第一接地端的電壓值(例如0伏特)，故第三比較器cmp3產生禁能的第三比較信號Scp3。反及閘IAG及脈衝產生器PG3在第三比較信號Scp3為禁能狀態的情況之下產生重置信號RE。重置信號RE重置SR閂鎖器5642，致使SR閂鎖器5642產生禁能的預測信號ST2以關斷放電開關SW2。此時，第二電流源CUR2停止對電容C1放電。另一方面，重置信號RE重置SR閂鎖器5662，致使SR閂鎖器5662產生禁能的脈寬調變信號PWM，並透過輸出緩衝器5663輸出禁能的開關信號VG以關斷同步整流電晶體Msr。
總的來說，在上述的實施例中，是將第一偵測信號VD1放大兩倍以取得第二偵測信號VD2，並分別記錄第一偵測信號VD1的電壓值及第二偵測信號VD2的電壓值達到第一觸發信號VT1的電壓值之時間點T3與T4，據以取得第一時間長度TL1。接著，根據三角幾何運算來推測出第二時間長度TL2等於第一時間長度TL1，並自時間點T4開始計時，以在計時達第二時間長度TL2之後關斷同步整流電晶體Msr，但本發明不限於此。以下將針對各種變形的實施方式進行說明。
以下請同時參照圖5A以及圖6B，圖6B是依照本發明另一實施例所繪示的同步整流控制器的信號時序示意圖，其中圖6B的縱軸表示電壓，而橫軸表示時間。為便於解釋，圖6B僅繪示出第二偵測信號VD2的部份波形，且省略繪示了第二偵測信號VD2上的雜訊。此外，圖6B的右側圖式為左側圖式於時間點T3至T5的局部放大，並省略繪示了第一偵測信號VD1上的雜訊。在本發明的又一實施例中，圖5A的放大電路3621的放大倍率可為N倍，其中N為大於1的實數。換句話說，第二偵測信號VD2的電壓值可為第一偵測信號VD1的電壓值的N倍。基於上述情況，第二時間決定電路3647可根據決策信號ST1取得第一時間長度TL11，並設定第二時間長度TL12等於第一時間長度TL11的1/(N-1)倍，其中第二時間決定電路3647可根據第二設定信號SE2而於第二偵測信號VD2的電壓值等於第一觸發信號VT1的電壓值時開始計時，且於計時達第二時間長度TL12時產生重置信號RE。
更進一步來說，第一偵測信號VD1的電壓值及第二偵測信號VD2(即N(VD1))的電壓值達到第一觸發信號VT1的電壓值之時間點分別為時間點T4及T4”，其中圖6B的第一時間長度TL11與圖4的第一時間長度TL1的關係式如式(1)所示。接著，可根據三角幾何運算來推測出第二時間長度TL12，如式(2)所示，其中第二時間長度TL12為第一時間長度TL11的1/(N-1)倍。
式(1)
式(2)
基於上述情況，圖5B的第四電阻R4的電阻值可為第三電阻R3的電阻值的N倍，因此第二反向放大器IV2可將第一偵測信號VD1放大N倍並進行反向處理以產生反向的第二偵測信號VD2B。此外，圖5B的第二電流I2的電流值可為第一電流I1的電流值的(N-1)倍，因此第二時間長度TL12為第一時間長度TL11的1/(N-1)倍。
在本發明的又一實施例中，圖5A的放大電路3621的放大倍率是可調整的，其中放大電路3621的放大倍率可依實際應用或設計需求來決定。換句話說，第二偵測信號VD2的電壓值與第一偵測信號VD1的電壓值之間的倍數是可調整的。基於上述情況，圖5B所示的第二反向放大器IV2的第四電阻R4可為一可變電阻，其中第四電阻R4的電阻值可在第三電阻R3的電阻值的兩倍左右進行微調。可以理解的是，第二反向放大器IV2的增益絕對值為第四電阻R4與第三電阻R3的電阻比值。在本發明的一實施例中，第四電阻R4與第三電阻R3的電阻比值可介於1.9至2.1之間，但本發明不限於此，端視實際應用或設計需求來決定。
詳細來說，由於圖5A的放大電路3621的放大倍率是可調整的，因此圖5A的放大電路3621所產生的第二偵測信號VD2之電壓值可微調，亦即第二偵測信號VD2於時間點T3~T5間的斜率可微調，使得決策電路562所產生的決策信號ST1的致能時間長度(即第一時間長度TL1)可微調。另外，預測電路564所產生的預測信號ST2的致能時間長度(即第二時間長度TL2)可設定為等於第一時間長度TL1，因此，設計者可透過調整圖5A的放大電路3621的放大倍率來調整第二時間長度TL2，進而調整同步整流電晶體Msr的關斷時間。如此一來，可增加電路設計上的彈性。
舉例來說，圖6C所示的時間長度T601與T602，分別為第二偵測信號 時所得到的第一時間長度TL1與第二時間長度TL2，其中倍率K 1介於1與2之間(可依據實際應用或設計需求來決定)，且時間長度T602等於時間長度T601；圖6C所示的時間長度T611與T612，分別為第二偵測信號 時所得到的第一時間長度TL1與第二時間長度TL2，其中時間長度T612等於時間長度T611；而圖6C所示的時間長度T621與T622，分別為第二偵測信號 時所得到的第一時間長度TL1與第二時間長度TL2，其中倍率K 2介於2與3之間(可依據實際應用或設計需求來決定)，且時間長度T622等於時間長度T621。因此，設計者可透過調整圖5A的放大電路3621的放大倍率來調整第一時間長度TL1及第二時間長度TL2，進而調整同步整流電晶體Msr的關斷時間。如此一來，可增加電路設計的彈性。
在本發明的又一實施例中，也可在不改變圖5A的放大電路3621的放大倍率的情況之下，採用其他方式來調整同步整流電晶體Msr的關斷時間。以下請參照圖7A，圖7A是依據本發明另一實施例所繪示的決策電路362’的電路方塊示意圖。決策電路362’可對第一偵測信號VD1的電壓值進行調整以產生一調整信號Vadj，並將調整信號Vadj做為調整後的第一偵測信號VD1’。決策電路362’可對調整信號Vadj的電壓值進行調整以產生第二偵測信號VD2’。決策電路362’於調整後的第一偵測信號VD1’的電壓值等於第一觸發信號VT1的電壓值時開始計時，且於第二偵測信號VD2’的電壓值等於第一觸發信號VT1的電壓值時停止計時，以產生決策信號ST1，其中決策信號ST1可用以指示第一時間長度TL1。
更進一步來說，決策電路362’可包括放大電路3621’、第一比較電路3625、第二比較電路3626以及第一時間決定電路3627。放大電路3621’用以接收第一偵測信號VD1，並產生一調整信號Vadj以做為調整後的第一偵測信號VD1’，其中調整信號Vadj的電壓值為該第一偵測信號VD1的電壓值加上一預設電壓值VR5，且預設電壓值VR5為可調整的。此外，放大電路3621’可將調整信號Vadj的電壓值進行放大以產生第二偵測信號VD2’。在本實施例中，第二偵測信號VD2’的電壓值可為調整信號Vadj的電壓值的兩倍，但本發明不限於此。第一比較電路3625用以接收調整後的第一偵測信號VD1’與第一觸發信號VT1，且對調整後的第一偵測信號VD1’的電壓值與第一觸發信號VT1的電壓值進行比較。當調整後的第一偵測信號VD1’的電壓值等於第一觸發信號VT1的電壓值時，第一比較電路3625產生第一設定信號SE1，其中第一設定信號SE1可用以指示開始計時第一時間長度TL1的時間點。
第二比較電路3626用以接收第二偵測信號VD2’與第一觸發信號VT1，且對第二偵測信號VD2’的電壓值與第一觸發信號VT1的電壓值進行比較。當第二偵測信號VD2’的電壓值等於第一觸發信號VT1的電壓值時，第二比較電路3626產生第二設定信號SE2，其中第二設定信號SE2可用以指示停止計時第一時間長度TL1的時間點或是開始計時第二時間長度TL2的時間點。第一時間決定電路3627用以接收第一設定信號SE1以及第二設定信號SE2，並據以產生決策信號ST1。圖7A的第一比較電路3625、第二比較電路3626以及第一時間決定電路3627的電路架構可分別例如是圖5B的第一比較電路5625、第二比較電路5626以及第一時間決定電路5627，故可參酌上述的相關說明，在此不再贅述。以下將針對放大電路3621’的實施方式進行說明。
請同時參照圖5B、圖7B及圖8，圖7B是依照本發明另一實施例所繪示的放大電路5621’的電路架構示意圖，其中圖7B的放大電路5621’可為圖7A的放大電路3621’的一種電路實施方式，但不限於此。而圖8是將圖7B的放大電路5621’取代圖5B的放大電路5621的同步整流控制器的信號波形示意圖，其中圖8的縱軸表示電壓，而橫軸表示時間。為了便於閱讀，圖8僅繪示部份信號波形。
圖7B的放大電路5621’同樣可包括第一反向放大器IV1以及第二反向放大器IV2。圖7B的第一反向放大器IV1以及第二反向放大器IV2的用意及電路架構分別類似於圖5B的第一反向放大器IV1以及第二反向放大器IV2，故可參酌上述圖5B的相關說明，在此不再贅述。
然而，相較於圖5B所示的放大電路5621，圖7B的放大電路5621’更包括調整電路ADJ。調整電路ADJ用以將第一偵測信號VD1的電壓值加上預設電壓值VR5以做為調整信號Vadj，其中預設電壓值VR5是可調整的。
在本發明的一實施例中，調整電路ADJ可包括第五電阻R5、電流源CUR3以及第三運算放大器OP3，但本發明不限於此。第五電阻R5的第一端用以接收第一偵測信號VD1。電流源CUR3的第一端耦接電源電壓端VCC。電流源CUR3的第二端耦接第五電阻R5的第二端。電流源CUR3用以產生一調整電流I3，據以在第五電阻R5的兩端產生跨壓以做為預設電壓值VR5。
第三運算放大器OP3的非反向輸入端耦接第五電阻R5的第二端。第三運算放大器OP3的反向輸入端耦接第三運算放大器OP3的輸出端以產生調整信號Vadj，其中調整信號Vadj可如式(3)所示。第一反向放大器IV1可對調整信號Vadj進行反向處理以產生反向的第一偵測信號VD1B’。第二反向放大器IV2可將調整信號Vadj放大兩倍並進行反向處理，以產生反向的第二偵測信號VD2B’，如式(4)所示。
式(3)
式(4)
在本發明的一實施例中，電流源CUR3可為一可調整電流源，或者是，第五電阻R5可為一可變電阻。如此一來，設計者可透過改變電流源CUR3的電流值或第五電阻R5的電阻值來調整第五電阻R5兩端的跨壓(即預設電壓值VR5)，以使反向的第一偵測信號VD1B’ 具有 的平移變化，且使反向的第二偵測信號VD2B’的電壓值具有 的平移變化。
由於圖7B的放大電路5621’所產生的反向的第一偵測信號VD1B’之電壓值可微調，使得開始計算第一時間長度TL1的時間點可提前發生，如圖8的時間點T3’所示。此外，由於放大電路5621’所產生的反向的第二偵測信號VD2B’之電壓值可微調，使得停止計算第一時間長度TL1的時間點以及開始計算第二時間長度TL2的時間點可提前發生，如圖8的時間點T4’所示。再加上第二時間長度TL2等於第一時間長度TL1，如此一來，開始計算第二時間長度TL2的時間點(即時間點T4’)以及停止計算第二時間長度TL2的時間點(即時間點T5’)也隨之提前發生。因此，設計者可透過調整調整電流源CUR3的電流值或第五電阻R5的電阻值來調整同步整流電晶體Msr的關斷時間。如此一來，可增加電路設計的彈性。其中，圖8所示的時間長度T801與T802，分別為反向的第二偵測信號 時所得到的第一時間長度TL1與第二時間長度TL2，且時間長度T802等於時間長度T801；而圖8所示的時間長度T811與T812，分別為反向的第二偵測信號 時所得到的第一時間長度TL1與第二時間長度TL2，且時間長度T812等於時間長度T811。
以下請參照圖9，圖9是依據本發明又一實施例所繪示的決策電路362”的電路方塊示意圖。決策電路362”於第一偵測信號VD1的電壓值等於第一觸發信號VT1的電壓值時開始計時，且於第一偵測信號VD1的電壓值等於第二觸發信號VT2的電壓值時停止計時，以產生決策信號ST1，其中決策信號ST1用以指示第一時間長度TL1。
更進一步來說，決策電路362”可包括第一比較電路3625、第二比較電路3626以及第一時間決定電路3627。第一比較電路3625用以接收第一偵測信號VD1與第一觸發信號VT1，且對第一偵測信號VD1的電壓值與第一觸發信號VT1的電壓值進行比較。當第一偵測信號VD1的電壓值等於第一觸發信號VT1的電壓值時，第一比較電路3625產生第一設定信號SE1，其中第一設定信號SE1可用以指示開始計時第一時間長度TL1的時間點。
第二比較電路3626用以接收第一偵測信號VD1與第二觸發信號VT2，且對第一偵測信號VD1的電壓值與第二觸發信號VT2的電壓值進行比較。當第一偵測信號VD1的電壓值等於第二觸發信號VT2的電壓值時，第二比較電路3626產生第二設定信號SE2，其中第二設定信號SE2可用以指示停止計時第一時間長度TL1的時間點或是開始計時第二時間長度TL2的時間點。第一時間決定電路3627用以接收第一設定信號SE1以及第二設定信號SE2，並據以產生決策信號ST1。
詳細來說，以下請同時參照圖5B、圖10及圖11，圖10是依照本發明另一實施例所繪示的決策電路562”的電路架構示意圖，其中圖10的決策電路562”可為圖9的決策電路362”的一種電路實施方式，但不限於此。而圖11是將圖10的決策電路562”取代圖5B的決策電路562的同步整流控制器的信號波形示意圖，其中圖11的縱軸表示電壓，而橫軸表示時間。為便於解釋，圖11的右側圖式為左側圖式於時間點T3至T5的局部放大，並省略繪示第一偵測信號VD1上的雜訊。
在本實施例中，可將第二觸發信號VT2的電壓值設定為第一觸發信號VT1的電壓值的一半，並據以取得第一時間長度TL1。接著可根據三角幾何運算而推得第二時間長度TL2，其中第二時間長度TL2等於第一時間長度TL1。
詳細來說，如圖10所示，決策電路562”可包括反向電路7621、第一比較電路7625、第二比較電路7626以及第一時間決定電路7627。反向電路7621的用意類似於圖5B的第一反向放大器IV1以及第二反向放大器IV2，故可參酌上述圖5B的相關說明，在此不再贅述。反向電路7621用以接收第一偵測信號VD1，並據以產生反向的第一偵測信號VD1B。反向電路7621可包括第一運算放大器OP1、第一電阻R1以及第二電阻R2。第一電阻R1的第一端用以接收第一偵測信號VD1。第一電阻R1的第二端耦接第一運算放大器OP1的反向輸入端。第一運算放大器OP1的非反向輸入端耦接第一接地端GND1。第二電阻R2的第一端耦接第一運算放大器OP1的反向輸入端。第二電阻R2的第二端耦接第一運算放大器OP1的輸出端以產生反向的第一偵測信號VD1B，其中第二電阻R2的電阻值等於第一電阻R1的電阻值。可以理解的是，反向電路7621的增益絕對值為1。
第一比較電路7625可包括第一比較器cmp1以及第一脈衝產生器PG1。第一比較器cmp1的反向輸入端接收反向的第一偵測信號VD1B。第一比較器cmp1的非反向輸入端接收反向的第一觸發信號VT1B。第一比較器cmp1的輸出端產生第一比較信號Scp1。第一脈衝產生器PG1耦接第一比較器cmp1的輸出端以接收第一比較信號Scp1，並據以產生第一設定信號SE1。
第二比較電路7626可包括第二比較器cmp2以及第二脈衝產生器PG2。第二比較器cmp2的反向輸入端接收反向的第一偵測信號VD1B。第二比較器cmp2的非反向輸入端接收反向的第二觸發信號VT2B，其中反向的第二觸發信號VT2B的電壓值為反向的第一偵測信號VD1B的電壓值的一半。第二比較器cmp2的輸出端產生第二比較信號Scp2。第二脈衝產生器PG2耦接第二比較器cmp2的輸出端以接收第二比較信號Scp2，並據以產生第二設定信號SE2。
第一時間決定電路7627可包括及閘AG1以及SR閂鎖器7622。及閘AG1的第一輸入端耦接第一脈衝產生器PG1以接收第一設定信號SE1。及閘AG1的第二輸入端接收脈寬調變信號PWM。SR閂鎖器7622的設定端S耦接及閘AG1的輸出端。SR閂鎖器7622的重置端R耦接到第二脈衝產生器PG2以接收第二 設定信號SE2。SR閂鎖器7622的正向輸出端Q產生決策信號ST1。
總的來說，在本實施例中，是記錄第一偵測信號VD1的電壓值達到第一觸發信號VT1的電壓值之時間點T3，以及記錄第一偵測信號VD1的電壓值達到第二觸發信號VT2的電壓值之時間點T4，據以取得第一時間長度TL1，如圖11所示。由於第二觸發信號VT2的電壓值為第一觸發信號VT1的電壓值的一半，故可根據三角幾何運算來推測出第二時間長度TL2等於第一時間長度TL1，並自時間點T4開始計時，以在計時達第二時間長度TL2之後關斷同步整流電晶體Msr。
綜上所述，本發明實施例的同步整流控制器可根據第一偵測信號的電壓值、第一觸發信號的電壓值以及第二觸發信號的電壓值取得第一時間長度。之後再根據第一時間長度以及三角幾何關係來預測同步整流電晶體關斷的時間點。由於第一偵測信號的電壓值在上升至接近0伏特時會有較大的雜訊，因此在同步整流電晶體關斷的時間點的判斷上，本發明實施例的同步整流控制器可降低因上述雜訊所造成影響。此外，設計者更可根據實際應用或設計需求來控制與調整關斷同步整流電晶體的時間點，故可增加設計上的彈性。
雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。
100、200：電源轉換裝置 110：一次側電源控制電路 160、560、560’：同步整流控制器 362、362’、362”、562、562”：決策電路 3625、5625、7625：第一比較電路 3626、5626、7626：第二比較電路 3627、5627、7627：第一時間決定電路 364、564：預測電路 3647、5647：第二時間決定電路 366、566：閘極驅動電路 3621、3621’、5621、5621’：放大電路 3667、5667：開啟電路 3668、5668：驅動電路 5622、5642、5662、7622：SR閂鎖器 5663：輸出緩衝器 7621：反向電路 ADJ：調整電路 AG1、AG2：及閘 a、b、c、d：點 cmp1、cmp2、cmp3、cmp4：比較器 Co、C1：電容 CUR1、CUR2、CUR3：電流源 Dr：寄生二極體 GND1：第一接地端 I1：第一電流 I2、I2’：第二電流 I3：調整電流 IAG：反及閘 Isec：電流 IV1：第一反向放大器 IV2、IV2’： 第二反向放大器 Msr：同步整流電晶體 Np：一次側 Ns：二次側 OP1、OP2、OP3：運算放大器 PG1、PG2、PG3、PG4：脈衝產生器 PWM：脈寬調變信號 PWMB：反向的脈寬調變信號 R：重置端 RE：重置信號 RL：負載 R1、R2、R3、R4、R5：電阻 Scp1、Scp2、Scp3、Scp4：比較信號 S：設定端 SE：設定信號 SE1：第一設定信號 SE2：第二設定信號 ST1：決策信號 ST2：預測信號 SW1：充電開關 SW2：放電開關 T：變壓器 T0、T1、T2、T3、T3’、T4、T4’、T4”、T5、T5’：時間點 TL1、TL11：第一時間長度 TL2、TL12：第二時間長度 T801、T802、T811、T812：時間長度 VS：電源電壓 Vadj：調整信號 Vcap：第一電壓 VCC：電源電壓端 VD1：第一偵測信號 VD1’：調整後的第一偵測信號 VD1B、VD1B’：反向的第一偵測信號 VD2、VD2’：第二偵測信號 VD2B、VD2B’：反向的第二偵測信號 VG：開關信號 VIN：輸入電壓 VO：輸出電壓 VR1：第一參考電壓值 VR2：第二參考電壓值 VR5：預設電壓值 VT1：第一觸發信號 VT1B：反向的第一觸發信號 VT2：第二觸發信號 VT2B：反向的第二觸發信號
下面的所附圖式是本發明的說明書的一部分，繪示了本發明的示例實施例，所附圖式與說明書的描述一起說明本發明的原理。 圖1是依照本發明一實施例所繪示的電源轉換裝置的電路示意圖。 圖2是依照本發明另一實施例所繪示的電源轉換裝置的電路示意圖。 圖3是圖1的同步整流控制器的電路方塊示意圖。 圖4是依照本發明一實施例所繪示的同步整流控制器的信號時序示意圖。 圖5A是依照本發明一實施例所繪示的同步整流控制器的決策電路、預測電路以及閘極驅動電路的電路方塊示意圖。 圖5B是依照本發明一實施例所繪示的同步整流控制器的決策電路、預測電路以及閘極驅動電路的電路架構示意圖。 圖6A是依照本發明一實施例繪示圖5B的同步整流控制器的信號時序示意圖。 圖6B是依照本發明另一實施例所繪示的同步整流控制器的信號時序示意圖。 圖6C是依照本發明又一實施例所繪示的同步整流控制器的信號時序示意圖。 圖7A是依照本發明另一實施例所繪示的同步整流控制器的決策電路的電路方塊示意圖。 圖7B是依照本發明另一實施例所繪示的放大電路的電路架構示意圖。 圖8是依照本發明又一實施例所繪示的同步整流控制器的信號時序示意圖。 圖9是依照本發明又一實施例所繪示的同步整流控制器的決策電路的電路方塊示意圖。 圖10是依照本發明另一實施例所繪示的同步整流控制器的決策電路的電路架構示意圖。 圖11是依照本發明又一實施例所繪示的同步整流控制器的信號時序示意圖。

Claims (10)

  1. 一種電源轉換裝置，包括： 一變壓器，具有一次側與至少一二次側，其中該一次側用以接收一輸入電壓，而各該至少一二次側用以提供一輸出電壓給一對應的輸出端； 至少一同步整流電晶體，各該至少一同步整流電晶體耦接在該至少一二次側的其中一者與該對應的輸出端之間，且各該至少一同步整流電晶體受控於一開關信號；以及 至少一同步整流控制器，各該至少一同步整流控制器耦接到該至少一同步整流電晶體的其中一對應者，接收該對應的同步整流電晶體的汲極端與源極端之間的跨壓以做為一第一偵測信號， 其中各該至少一同步整流控制器根據該第一偵測信號的電壓值、一第一觸發信號的電壓值以及一第二觸發信號的電壓值取得一第一時間長度，並依據該第一時間長度來決定一第二時間長度， 其中各該至少一同步整流控制器於該第一偵測信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時開始計時，且於計時達該第一時間長度與該第二時間長度之總和時產生該開關信號以關斷該對應的同步整流電晶體。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的電源轉換裝置，其中各該至少一同步整流控制器包括： 一決策電路，該決策電路於該第一偵測信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時開始計時，且於該第一偵測信號的電壓值等於該第二觸發信號的電壓值時停止計時，以產生一決策信號，其中該決策信號用以指示該第一時間長度； 一預測電路，耦接該決策電路以接收該決策信號，該預測電路根據該決策信號取得該第一時間長度並據以決定該第二時間長度，該預測電路根據該決策信號而於該第一時間長度結束時的時間點開始計時，並於計時達該第二時間長度時產生一重置信號；以及 一閘極驅動電路，耦接該預測電路以接收該重置信號，根據該重置信號產生該開關信號，以關斷該對應的同步整流電晶體。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的電源轉換裝置，其中該第二觸發信號的電壓值為該第一觸發信號的電壓值的一半，其中該決策電路包括： 一第一比較電路，用以接收該第一偵測信號與該第一觸發信號，且對該第一偵測信號的電壓值與該第一觸發信號的電壓值進行比較，當該第一偵測信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時，該第一比較電路產生一第一設定信號； 一第二比較電路，用以接收該第一偵測信號與該第二觸發信號，且對該第一偵測信號的電壓值與該第二觸發信號的電壓值進行比較，當該第一偵測信號的電壓值等於該第二觸發信號的電壓值時，該第二比較電路產生一第二設定信號；以及 一第一時間決定電路，用以接收該第一設定信號以及該第二設定信號，並據以產生該決策信號。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的電源轉換裝置，其中該預測電路包括： 一第二時間決定電路，用以根據該決策信號以取得該第一時間長度，並設定該第二時間長度等於該第一時間長度，其中該第二時間決定電路根據該第二設定信號而於該第一偵測信號的電壓值等於該第二觸發信號的電壓值時開始計時，且於計時達該第二時間長度時產生該重置信號。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的電源轉換裝置，其中該第二觸發信號為該第一觸發信號，其中各該至少一同步整流控制器包括： 一決策電路，用以對該第一偵測信號的電壓值進行調整以產生一第二偵測信號，該決策電路於該第一偵測信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時開始計時，且於該第二偵測信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時停止計時，以產生一決策信號，其中該決策信號用以指示該第一時間長度； 一預測電路，耦接該決策電路以接收該決策信號，該預測電路根據該決策信號取得該第一時間長度並據以決定該第二時間長度，該預測電路根據該決策信號而於該第一時間長度結束時的時間點開始計時，並於計時達該第二時間長度時產生一重置信號；以及 一閘極驅動電路，耦接該預測電路以接收該重置信號，根據該重置信號產生該開關信號，以關斷該對應的同步整流電晶體。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的電源轉換裝置，其中該決策電路包括： 一放大電路，用以接收該第一偵測信號，且對該第一偵測信號的電壓值進行放大以產生該第二偵測信號； 一第一比較電路，用以接收該第一偵測信號與該第一觸發信號，且對該第一偵測信號的電壓值與該第一觸發信號的電壓值進行比較，當該第一偵測信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時，該第一比較電路產生一第一設定信號； 一第二比較電路，用以接收該第二偵測信號與該第一觸發信號，且對該第二偵測信號的電壓值與該第一觸發信號的電壓值進行比較，當該第二偵測信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時，該第二比較電路產生一第二設定信號；以及 一第一時間決定電路，用以接收該第一設定信號以及該第二設定信號，並據以產生該決策信號。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的電源轉換裝置，其中該第二偵測信號的電壓值與該第一偵測信號的電壓值之間的倍數是可調整的，致使該第一時間長度為可調整的，其中該預測電路包括： 一第二時間決定電路，用以根據該決策信號以取得可調整的該第一時間長度，並設定該第二時間長度等於可調整的該第一時間長度，其中該第二時間決定電路根據該第二設定信號而於該第二偵測信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時開始計時，且於計時達該第二時間長度時產生該重置信號。
  8. 如申請專利範圍第6項所述的電源轉換裝置，其中該第二偵測信號的電壓值為該第一偵測信號的電壓值的N倍，且N為大於1的實數，其中該預測電路包括： 一第二時間決定電路，用以根據該決策信號以取得該第一時間長度，並設定該第二時間長度等於該第一時間長度的1/(N-1)倍，其中該第二時間決定電路根據該第二設定信號而於該第二偵測信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時開始計時，且於計時達該第二時間長度時產生該重置信號。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的電源轉換裝置，其中該第二觸發信號為該第一觸發信號，其中各該至少一同步整流控制器包括： 一決策電路，用以對該第一偵測信號的電壓值進行調整以產生一調整信號，且對該調整信號的電壓值進行調整以產生該第二偵測信號，該決策電路於該調整信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時開始計時，且於該第二偵測信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時停止計時，以產生一決策信號，其中該決策信號用以指示該第一時間長度； 一預測電路，耦接該決策電路以接收該決策信號，該預測電路根據該決策信號取得該第一時間長度並據以決定該第二時間長度，該預測電路根據該決策信號而於該第一時間長度結束時的時間點開始計時，並於計時達該第二時間長度時產生一重置信號；以及 一閘極驅動電路，耦接該預測電路以接收該重置信號，根據該重置信號產生該開關信號，以關斷該對應的同步整流電晶體。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的電源轉換裝置，其中該決策電路包括： 一放大電路，用以接收該第一偵測信號，將該第一偵測信號的電壓值加上一預設電壓值以做為該調整信號，且對該調整信號的電壓值進行放大以產生該第二偵測信號； 一第一比較電路，用以接收該調整信號與該第一觸發信號，且對該調整信號的電壓值與該第一觸發信號的電壓值進行比較，當該調整信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時，該第一比較電路產生一第一設定信號； 一第二比較電路，用以接收該第二偵測信號與該第一觸發信號，且對該第二偵測信號的電壓值與該第一觸發信號的電壓值進行比較，當該第二偵測信號的電壓值等於該第一觸發信號的電壓值時，該第二比較電路產生一第二設定信號；以及 一第一時間決定電路，用以接收該第一設定信號以及該第二設定信號，並據以產生該決策信號。
TW105131196A 2016-09-29 2016-09-29 電源轉換裝置 TWI623184B (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW105131196A TWI623184B (zh) 2016-09-29 2016-09-29 電源轉換裝置
CN201710061091.3A CN107888092B (zh) 2016-09-29 2017-01-25 电源转换装置
US15/636,652 US9906161B1 (en) 2016-09-29 2017-06-29 Power conversion apparatus

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW105131196A TWI623184B (zh) 2016-09-29 2016-09-29 電源轉換裝置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201813270A TW201813270A (zh) 2018-04-01
TWI623184B true TWI623184B (zh) 2018-05-01

Family

ID=61225873

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW105131196A TWI623184B (zh) 2016-09-29 2016-09-29 電源轉換裝置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9906161B1 (zh)
CN (1) CN107888092B (zh)
TW (1) TWI623184B (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI678719B (zh) * 2018-07-18 2019-12-01 宏碁股份有限公司 防電弧的電源轉換裝置
CN109067181B (zh) * 2018-07-18 2019-11-22 东南大学 有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制系统及控制方法
CN111953211B (zh) * 2019-05-16 2022-03-11 东南大学 准谐振反激变换器的同步整流控制系统及方法
CN110401353A (zh) * 2019-07-24 2019-11-01 深圳市瑞之辰科技有限公司 一种基于mos的同步整流电路及其整流方法
TWI774980B (zh) * 2019-08-29 2022-08-21 偉詮電子股份有限公司 同步整流控制器、自適應設定一斜率臨界值的方法、以及相關之控制方法
TWI707533B (zh) * 2019-09-12 2020-10-11 朋程科技股份有限公司 交流發電機以及整流裝置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6091234A (en) * 1998-01-30 2000-07-18 Fujitsu Limited Control circuit of a synchronous rectification type DC-DC converter
US8411470B2 (en) * 2009-09-28 2013-04-02 Fuji Electric Co., Ltd. Synchronous rectification control device, method for synchronous rectification control, and insulated type switching power supply
TWI543518B (zh) * 2014-12-31 2016-07-21 力林科技股份有限公司 具省電與高轉換效率機制的電源轉換裝置

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5736890A (en) 1996-04-03 1998-04-07 Semi Technology Design, Inc. Method and apparatus for controlling transistors as rectifiers
US6055170A (en) 1997-06-02 2000-04-25 Srmos, Inc. Prediction methods and circuits for operating a transistor as a rectifier
US6535400B2 (en) * 2001-03-30 2003-03-18 Texas Instruments Incorporated Control circuit for synchronous rectifiers in DC/DC converters to reduce body diode conduction losses
US7408796B2 (en) 2003-11-04 2008-08-05 International Rectifier Corporation Integrated synchronous rectifier package
JP5115317B2 (ja) * 2008-05-12 2013-01-09 ミツミ電機株式会社 スイッチング電源装置
CA2827982C (en) * 2011-02-22 2019-12-03 Redarc Technologies Pty Ltd Synchronous dc-dc conversion
CN102497105A (zh) * 2011-12-02 2012-06-13 深圳市菱晟科技有限公司 同步整流反激式开关电源装置及其控制方法
US9590616B2 (en) * 2013-07-10 2017-03-07 Denso Corporation Drive control device
US9479067B2 (en) * 2014-04-01 2016-10-25 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switched-mode power supply
US9350258B2 (en) * 2014-06-13 2016-05-24 Fairchild Korea Semiconductor Ltd Conduction detecting circuit, rectifying switch controlling circuit including the conduction detecting circuit and power supply for the rectifying switch controlling circuit to be applied
US20160049876A1 (en) * 2014-08-12 2016-02-18 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Single package synchronous rectifier

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6091234A (en) * 1998-01-30 2000-07-18 Fujitsu Limited Control circuit of a synchronous rectification type DC-DC converter
US8411470B2 (en) * 2009-09-28 2013-04-02 Fuji Electric Co., Ltd. Synchronous rectification control device, method for synchronous rectification control, and insulated type switching power supply
TWI543518B (zh) * 2014-12-31 2016-07-21 力林科技股份有限公司 具省電與高轉換效率機制的電源轉換裝置

Also Published As

Publication number Publication date
CN107888092B (zh) 2020-02-28
US9906161B1 (en) 2018-02-27
TW201813270A (zh) 2018-04-01
CN107888092A (zh) 2018-04-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI623184B (zh) 電源轉換裝置
TWI558077B (zh) 電源轉換裝置
US9312785B2 (en) Synchronous rectification controlling circuit and synchronous rectification controlling method
US20190267906A1 (en) Synchronous rectifier off control module and synchronous rectifying control circuit
TW201740664A (zh) 用於一返馳式轉換器之連續傳導模式及不連續傳導模式操作的自調諧適應性空滯時間控制
TWI584675B (zh) System and method for current regulation in a light emitting diode illumination system
TWI454036B (zh) 應用在ｐｆｃ電源轉換器的橋式整流器
US8593835B2 (en) Duty balancing oscillator
TWI593225B (zh) 同步整流控制器、控制方法、以及同步整流電路
TW201832455A (zh) 一種具有對於同步整流控制器的定時控制的系統和方法
JP2012100376A (ja) スイッチング電源装置
US9559600B2 (en) Switched-mode power supply device
US8749999B2 (en) Controller and power converter using the same for clamping maximum switching current of power converter
JP7004113B2 (ja) スイッチング制御回路、スイッチング制御方法
US9660541B2 (en) Switching power supply device
JP7404666B2 (ja) 集積回路、電源回路
JP2009225571A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US11258441B2 (en) Drive circuit
TWI720196B (zh) 直流對直流控制器及其控制方法
JP2017204921A (ja) スイッチング電源装置
TW202101878A (zh) Llc諧振電力轉換器及用於控制其之方法與積體電路控制器
US8116107B2 (en) Synchronous rectification control circuit assembly
TWI395515B (zh) 具電壓偵測之開關控制電路與相關閃光燈充電器
US20160105104A1 (en) Switching controlling circuit, converter using the same, and switching controlling method
JP7056803B2 (ja) 集積回路、電源回路

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees