TWI605674B - 用於補償電源轉換器的輸出損耗的控制電路及其方法 - Google Patents

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Description

用於補償電源轉換器的輸出損耗的控制電路及其方法
本發明是有關於一種用於補償電源轉換器的輸出損耗的控制電路及其方法，尤指一種可產生補償信號以使補償電壓隨耦接於電源轉換器的二次側的負載線性正向改變的控制電路及其方法。
在現有技術中，應用於電源轉換器的一次側的控制電路可利用對應於該電源轉換器的輔助繞組的電壓和對應於該電源轉換器的二次側的輸出電壓的補償電壓VCOMP，來穩壓該電源轉換器的二次側的輸出電壓，以及補償該電源轉換器的二次側的輸出損耗。然而因為現有技術也同時利用補償電壓VCOMP決定對應閘極控制信號的降頻曲線L(如第1圖所示，且該閘極控制信號是用以控制該電源轉換器的一次側的功率開關的開啟與關閉)，且補償電壓VCOMP在降頻曲線L的變頻區間A、B(如第1圖所示)並不隨耦接於該電源轉換器的二次側的負載線性正向改變，所以對應於該輸出損耗的補償也會具有非線性的特性，導致對應於該電源轉換器的二次側的輸出電壓的誤差變大。因此，現有技術的穩壓效果並不好。
本發明的一實施例提供一種用於補償電源轉換器的輸出損耗的控制電路。該控制電路包含一採樣電壓產生器、一時間電壓轉換器和一補償信號產生器，以及該採樣電壓產生器包含一採樣時間信號產生器和一電壓產生器。該採樣時間信號產生器是用以根據一第一參考電流和一第二參考電流，產生一採樣時間信號；該電壓產生器耦接於該採樣時間信號產生器，用以根據一偵測電壓和該採樣時間信號，產生對應該偵測電壓的採樣電壓。該時間電壓轉換器是用以根據控制該電源轉換器的一次側的功率開關的閘極控制信號的週期和該電源轉換器的二次側的放電時間，產生一對應電壓。該補償信號產生器耦接於該採樣電壓產生器和該時間電壓轉換器，用以根據該採樣電壓和該對應電壓，產生用於補償該輸出損耗的補償信號。
本發明的另一實施例提供一種用於補償電源轉換器的輸出損耗的方法，其中一應用於該方法的控制電路包含一採樣電壓產生器、一時間電壓轉換器及一補償信號產生器，以及該採樣電壓產生器包含一採樣時間信號產生器和一採樣電壓產生器。該方法包含該採樣電壓產生器根據一第一參考電流、一第二參考電流和一偵測電壓，產生對應該偵測電壓的採樣電壓；該時間電壓轉換器根據控制該電源轉換器的一次側的功率開關的閘極控制信號的週期和該電源轉換器的二次側的放電時間，產生一對應電壓；該補償信號產生器根據該採樣電壓和該對應電壓，產生用於補償該輸出損耗的補償信號。
本發明提供一種用於補償電源轉換器的輸出損耗的控制電路及其方法。該控制電路及該方法是利用一採樣時間信號產生器產生對應一偵測電壓的採樣電壓，利用一時間電壓轉換器根據控制該電源轉換器的一次側的功率開關的閘極控制信號的週期和該電源轉換器的二次側的放電時間，產生一對應電壓，以及利用一補償信號產生器根據該採樣電壓和該對應電壓，產生用於補償該電源轉換器的二次側的輸出損耗的補償信號。因為該對應電壓是隨該閘極控制信號的週期和該電源轉換器的二次側的放電時間線性正向改變，以及該採樣電壓隨該偵測電壓改變，所以該補償信號會隨該電源轉換器的二次側的平均輸出電流線性正向改變，亦即該補償信號可使該補償電壓隨耦接於該電源轉換器的二次側的負載線性正向改變。因此，相較於現有技術，因為該補償信號可使該補償電壓隨耦接於該電源轉換器的二次側的負載線性正向改變，所以本發明可改善現有技術穩壓效果不好的缺點。
請參照第2圖，第2圖是本發明的第一實施例所公開的一種用於補償電源轉換器100的輸出損耗的控制電路200的示意圖，其中電源轉換器100是一返馳式電源轉換器。但本發明並不受限於電源轉換器100是返馳式電源轉換器。如第2圖所示，控制電路200包含一採樣電壓產生器202、一時間電壓轉換器204、一補償信號產生器206、一採樣維持電路208、一誤差放大器210及一閘極控制信號產生器212。如第2圖所示，採樣電壓產生器202是用以根據一第一參考電流IREF1、一第二參考電流IREF2和一偵測電壓VCS，產生對應偵測電壓VCS的採樣電壓VCSS，其中採樣電壓產生器202是通過控制電路200的接腳214接收偵測電壓VCS，偵測電壓VCS是由流經電源轉換器100的一次側PRI的功率開關102的一次側電流IP與一電阻104所決定，第一參考電流IREF1等於第二參考電流IREF2的K倍，以及在本發明的一實施例中，K為1/2；時間電壓轉換器204是用以根據控制功率開關102的閘極控制信號GCS的週期T和電源轉換器100的二次側SEC的放電時間TDIS，產生一對應電壓VC，其中時間電壓轉換器204是通過控制電路200的接腳216接收一電壓VFB，電源轉換器100的二次側SEC的放電時間TDIS和電壓VFB有關，電壓VFB是對應於電源轉換器100的一次側PRI的輔助繞組106，時間電壓轉換器204可為一低通濾波器(但本發明並不受限於時間電壓轉換器204為一低通濾波器)，以及對應電壓VC的電壓值VCV、閘極控制信號GCS的週期T和電源轉換器100的二次側SEC的放電時間TDIS之間的關係可由式(1)所決定(其中H是一常數)：
(1)
另外，如第2圖所示，補償信號產生器206耦接於採樣電壓產生器202和時間電壓轉換器204，用以根據採樣電壓VCSS和對應電壓VC，產生用於補償電源轉換器100的二次側SEC的輸出損耗的補償信號CS。
另外，如第2圖所示，採樣維持電路208耦接於補償信號產生器206和接腳216，用以根據補償信號CS和電壓VFB，產生一採樣信號SS；誤差放大器210耦接於採樣維持電路208，用以根據採樣信號SS和一參考電壓VREF，產生一補償電壓VCOMP；閘極控制信號產生器212耦接於誤差放大器210和接腳214，用以根據補償電壓VCOMP和偵測電壓VCS，產生閘極控制信號GCS，其中閘極控制信號產生器212是通過控制電路200的接腳218傳送閘極控制信號GCS至功率開關102，且功率開關102是根據閘極控制信號GCS開啟與關閉。
請參照第3圖，第3圖是說明採樣電壓產生器202的示意圖。如第3圖所示，採樣電壓產生器202包含一採樣時間信號產生器2022和一電壓產生器2024。如第3圖所示，採樣時間信號產生器2022包含一第一電壓產生單元20222、一第二電壓產生單元20224、一比較器20226和一邏輯電路20228。第一電壓產生單元20222是用以根據一第一開啟信號FTS與第一參考電流IREF1，產生一第一電壓FV；第二電壓產生單元20224是用以根據一第四開啟信號FOTS與第二參考電流IREF2，產生一第二電壓SV。
如第3圖所示，第一電壓產生單元20222包含一第一電流源202222、一第一開關202224、一第一電容202226、一第二開關202228、一第三開關202230及一第二電容202232。如第3圖所示，第一電流源202222是用以提供第一參考電流IREF1；第一開關202224耦接於第一電流源202222，用以根據第一開啟信號FTS開啟與關閉；第一電容202226耦接於第一開關202224與一地端GND之間，其中當第一開關202224根據第一開啟信號FTS開啟時，第一參考電流IREF1對第一電容202226充電，以產生第一電壓產生單元20222內的一節點NA的電壓VNA；第二開關202228耦接於第一開關202224與地端GND之間，用以根據一第二開啟信號STS開啟與關閉；第三開關202230耦接於第一開關202224、第一電容202226與第二開關202228，用以根據一第三開啟信號TTS開啟與關閉；第二電容202232耦接於第三開關202230、比較器20226與地端GND，用以於第三開關202230根據第三開啟信號TTS開啟時，儲存電壓VNA的峰值(亦即第一電壓FV)。
如第3圖所示，第二電壓產生單元20224包含一第二電流源202242、一第四開關202244、一第三電容202246及一第五開關202248。第二電流源202242是用以提供第二參考電流IREF2；第四開關202244耦接於第二電流源202242，用以根據第四開啟信號FOTS開啟與關閉；第三電容202246耦接於第四開關202244與地端GND之間，其中當第四開關202244根據第四開啟信號FOTS開啟時，第二參考電流IREF2對第三電容202246充電，以產生第二電壓SV，其中第三電容202246、第二電容202232和第一電容202226的電容值相等；第五開關202248耦接於第四開關202244與地端GND之間，用以根據一第五開啟信號FITS開啟與關閉。另外，採樣維持電路200另包含一信號產生電路(未繪示於第3圖)，用以產生第一開啟信號FTS、第二開啟信號STS、第三開啟信號TTS、第四開啟信號FOTS及第五開啟信號FITS。另外，如第3圖所示，比較器20226耦接於第一電壓產生單元20222和第二電壓產生單元20224，以及邏輯電路20228耦接於比較器20226。
請參照第4圖，第4圖是說明用以控制功率開關102開啟與關閉的閘極控制信號GCS、第一開啟信號FTS、第二開啟信號STS、第三開啟信號TTS、第四開啟信號FOTS、第五開啟信號FITS、第一電壓FV、第二電壓SV、節點NA的電壓VNA和採樣時間信號VSTOP的時序示意圖。如第3圖和第4圖所示，在一時段T1中，因為第一開啟信號FTS致能(其中第一開啟信號FTS的致能時間等於閘極控制信號GCS的致能時間)，所以第一開關202224開啟，導致第一參考電流IREF1開始對第一電容202226充電。因為第一參考電流IREF1開始對第一電容202226充電，所以節點NA的電壓VNA開始逐漸增加直到第一開啟信號FTS去能。同理，在時段T1中，因為第四開啟信號FOTS致能(其中第四開啟信號FOTS的致能時間也等於閘極控制信號GCS的致能時間)，所以第四開關202244開啟，導致第二參考電流IREF2開始對第三電容202246充電。因為第二參考電流IREF2開始對第三電容202246充電，所以第二電壓SV開始逐漸增加直到第四開啟信號FOTS去能。
如第3圖和第4圖所示，在一時段T2中，在第一開啟信號FTS的負緣與閘極控制信號GCS的致能時間的正緣之間，第三開啟信號TTS致能。因此，第二電容202232於第三開關202230根據第三開啟信號TTS開啟時，儲存對應於時段T1的電壓VNA以產生對應於時段T1的第一電壓FV(亦即對應於時段T1的第一電壓FV等於對應於時段T1的電壓VNA的峰值)。另外，如第4圖所示，在時段T2中，在第三開啟信號TTS去能後，第二開啟信號STS致能，所以第二開關202228可根據第二開啟信號STS開啟，以清除第一電容202226上殘存的電荷，亦即在時段T2結束時，第一電容202226所儲存的電壓為地電壓，且第二電容202232仍儲存對應於時段T1的第一電壓FV。同理，在時段T2中，因為第五開啟信號FITS致能，所以第五開關202248開啟，以清除第三電容202246上殘存的電荷，亦即在時段T2結束時，第三電容202246所儲存的電壓為地電壓。
如第3圖和第4圖所示，在一時段T3中，第二電容202232仍儲存對應於時段T1的第一電壓FV；因為第四開啟信號FOTS重新致能，所以第四開關202244開啟，導致第二參考電流IREF2開始重新對第三電容202246充電。因為第二參考電流IREF2開始對第三電容202246充電，所以對應於時段T3的第二電壓SV開始逐漸增加。如第4圖所示，在一時間點T4時，因為對應於時段T3的第二電壓SV大於對應於時段T1的第一電壓FV，所以比較器20226可據以產生一比較信號CPS；然後，邏輯電路20228可根據比較信號CPS，產生一採樣時間信號VSTOP，其中因為第一參考電流IREF1等於第二參考電流IREF2的K倍，所以採樣時間信號VSTOP的致能時間ET等於閘極控制信號GCS的致能時間GET(亦即為時間T3)的K倍，亦即採樣時間信號VSTOP的致能時間ET和閘極控制信號GCS的致能時間GET之間的關係可由式(2)所決定：
(2)
另外，在邏輯電路20228產生採樣時間信號VSTOP後，耦接於邏輯電路20228的電壓產生器2024即可根據採樣時間信號VSTOP和偵測電壓VCS，產生對應偵測電壓VCS的採樣電壓VCSS。
另外，本發明並不受限於第4圖中，第一開啟信號FTS、第二開啟信號STS、第三開啟信號TTS、第四開啟信號FOTS和第五開啟信號FITS的電位，亦即只要採樣時間信號產生器2022根據第一開啟信號FTS、第二開啟信號STS、第三開啟信號TTS、第四開啟信號FOTS和第五開啟信號FITS，產生如第4圖所示的第一電壓FV和第二電壓SV，皆落入本發明的範疇。另外，本發明亦不受限於第一電壓FV輸入至比較器20226的負輸入端以及第二電壓SV輸入至比較器20226的正輸入端。亦即第一電壓FV亦可輸入至比較器20226的正輸入端以及第二電壓SV輸入至比較器20226的負輸入端，此時只需邏輯電路20228作相對應調整以因應比較器20226所產生的反相的比較信號。
請參照第5圖，第5圖是說明補償信號產生器206的示意圖。如第5圖所示，補償信號產生器206包含一乘法器2062和一電壓電流轉換器2064。乘法器2062耦接於採樣電壓產生器202的電壓產生器2024和時間電壓轉換器204，用以根據採樣電壓VCSS和對應電壓VC，產生一乘積值PV，其中乘積值PV、採樣電壓VCSS和對應電壓VC之間的關係可由式(3)所決定：
(3)
另外，電壓電流轉換器2064耦接於乘法器2062，用以根據乘積值PV，抽取一電流信號(亦即補償信號CS)，所以如式(3)所示補償信號CS是隨乘積值PV線性正向改變。
另外，請參照式(4)，式(4)可用以說明流經耦接於電源轉換器100的二次側SEC的負載108的平均輸出電流IOUT。
(4)
如式(4)所示， 是電源轉換器100的一次側PRI的線圈110與電源轉換器100的二次側SEC的線圈112的匝數比，VCSP是功率開關102開啟(對應閘極控制信號GCS的致能時間)時，偵測電壓VCS的峰值，VCSL是功率開關102開啟時，偵測電壓VCS的初始值，以及RS是電阻104的電阻值。
因為採樣時間信號VSTOP的致能時間ET和閘極控制信號GCS的致能時間GET之間的關係可由式(2)所決定，所以電壓產生器2024在採樣時間信號VSTOP內對偵測電壓VCS採樣所產生的採樣電壓VCSS可由式(5)所決定：
(5)
將式(5)和式(1)代入式(3)可得式(6)：
(6)
將式(6)代入式(4)可得式(7)：
(7)
如式(7)所示，因為 和RS為定值，且H是一常數，所以乘積值PV和平均輸出電流IOUT成正比。另外，因為電壓電流轉換器2064可根據乘積值PV，抽取該電流信號(補償信號CS)，所以補償信號CS也會隨平均輸出電流IOUT線性正向改變。
因此，如第2圖所示，當補償信號CS增加時，電壓VFB下降，導致採樣信號SS和參考電壓VREF之間的差增加。因為採樣信號SS和參考電壓VREF之間的差增加，所以補償電壓VCOMP增加，導致閘極控制信號GCS的工作週期(duty cycle)增加。因此，當補償信號CS增加時，因為閘極控制信號GCS的工作週期增加，所以電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT增加以使採樣信號SS的值等於參考電壓VREF的值。亦即補償信號CS可使補償電壓VCOMP隨耦接於電源轉換器100的二次側SEC的負載108線性正向改變，以改善現有技術穩壓效果不好的缺點，且補償信號CS並不受閘極控制信號GCS的頻率所影響。
另外，因為在電源轉換器100的非連續導通模式(discrete continuous mode, DCM)中，偵測電壓VCS的初始值VCSL等於0，所以本發明亦適用在電源轉換器100的非連續導通模式。
另外，在本發明的另一實施例中，控制電路200另包含一低通濾波器，耦接於一節點NB(如第2圖所示)與補償信號產生器206之間，用以降低補償信號CS的頻率。
另外，在本發明的另一實施例中，K是介於0與1之間的實數，例如K可為0.3、0.4、0.45、0.55或0.6等。
請參照第2-6圖，第6圖是本發明的第二實施例所公開的一種用於補償電源轉換器的輸出損耗的方法的流程圖。第6圖的方法是利用第2圖的電源轉換器效率100和控制電路200說明，詳細步驟如下：
步驟600： 開始；
步驟602： 採樣電壓產生器202根據第一參考電流IREF1、第二參考電流IREF2和偵測電壓VCS，產生對應偵測電壓VCS的採樣電壓VCSS；
步驟604： 時間電壓轉換器204根據控制電源轉換器100的一次側PRI的功率開關102的閘極控制信號GCS的週期T和電源轉換器100的二次側SEC的放電時間TDIS，產生對應電壓VC；
步驟606： 補償信號產生器206根據採樣電壓VCSS和對應電壓VC，產生用於補償電源轉換器100的二次側SEC的輸出損耗的補償信號CS；
步驟608： 採樣維持電路208根據補償信號CS和對應於電源轉換器100的一次側PRI的輔助繞組106的電壓VFB，產生採樣信號SS；
步驟610： 誤差放大器210根據採樣信號SS和參考電壓VREF，產生補償電壓VCOMP；
步驟612： 閘極控制信號產生器212根據補償電壓VCOMP和偵測電壓VCS，產生閘極控制信號GCS至功率開關102，跳至步驟602和步驟604。
在步驟602中，如第3圖和第4圖所示，在時段T1中，因為第一開啟信號FTS致能，所以第一開關202224開啟，導致第一參考電流IREF1開始對第一電容202226充電。因為第一參考電流IREF1開始對第一電容202226充電，所以節點NA的電壓VNA開始逐漸增加直到第一開啟信號FTS去能。
如第3圖和第4圖所示，在時段T2中，在第一開啟信號FTS的負緣與閘極控制信號GCS的致能時間的正緣之間，第三開啟信號TTS致能。因此，第二電容202232於第三開關202230根據第三開啟信號TTS開啟時，儲存對應於時段T1的電壓VNA以產生對應於時段T1的第一電壓FV(亦即對應於時段T1的第一電壓FV等於對應於時段T1的電壓VNA的峰值)。
如第3圖和第4圖所示，在時段T3中，第二電容202232仍儲存對應於時段T1的第一電壓FV；因為第四開啟信號FOTS重新致能，所以第四開關202244開啟，導致第二參考電流IREF2開始重新對第三電容202246充電。因為第二參考電流IREF2開始對第三電容202246充電，所以對應於時段T3的第二電壓SV開始逐漸增加。
如第3圖和第4圖所示，在時間點T4時，因為對應於時段T3的第二電壓SV大於對應於時段T1的第一電壓FV，所以比較器20226可據以產生比較信號CPS；然後，邏輯電路20228根據比較信號CPS，產生採樣時間信號VSTOP，其中因為第一參考電流IREF1等於第二參考電流IREF2的K倍(在本發明的一實施例中，K為1/2)，所以採樣時間信號VSTOP的致能時間ET等於閘極控制信號GCS的致能時間GET(亦即為時間T3)的K倍，亦即採樣時間信號VSTOP的致能時間ET和閘極控制信號GCS的致能時間GET之間的關係可由式(2)所決定。另外，在本發明的另一實施例中，K是介於0與1之間的實數，例如K可為0.3、0.4、0.45、0.55或0.6等。在邏輯電路20228產生採樣時間信號VSTOP後，耦接於邏輯電路20228的電壓產生器2024即可根據採樣時間信號VSTOP和偵測電壓VCS，產生對應偵測電壓VCS的採樣電壓VCSS。
在步驟604中，時間電壓轉換器204根據控制功率開關102的閘極控制信號GCS的週期T和電源轉換器100的二次側SEC的放電時間TDIS，產生對應電壓VC，其中電源轉換器100的二次側SEC的放電時間TDIS和電壓VFB有關，電壓VFB是對應於電源轉換器100的一次側PRI的輔助繞組106，時間電壓轉換器204可為一低通濾波器(但本發明並不受限於時間電壓轉換器204為一低通濾波器)，以及對應電壓VC的電壓值VCV、閘極控制信號GCS的週期T和電源轉換器100的二次側SEC的放電時間TDIS之間的關係可由式(1)所決定(其中H是一常數)。
在步驟606中，如第5圖所示，補償信號產生器206的乘法器2062根據採樣電壓VCSS和對應電壓VC，產生乘積值PV，其中乘積值PV、採樣電壓VCSS和對應電壓VC之間的關係可由式(3)所決定。另外，如第5圖所示，補償信號產生器206的電壓電流轉換器2064根據乘積值PV，抽取該電流信號(亦即補償信號CS)，所以如式(3)所示補償信號CS是隨乘積值PV線性正向改變。
在步驟608中，如第2圖所示，採樣維持電路208根據補償信號CS和電壓VFB，產生採樣信號SS；在步驟610中，誤差放大器210根據採樣信號SS和參考電壓VREF，產生補償電壓VCOMP；在步驟612中，閘極控制信號產生器212根據補償電壓VCOMP和偵測電壓VCS，產生閘極控制信號GCS，其中功率開關102是根據閘極控制信號GCS開啟與關閉。
如式(7)所示，因為 和RS為定值，且H是一常數，所以乘積值PV和平均輸出電流IOUT成正比。另外，因為電壓電流轉換器2064可根據乘積值PV，抽取該電流信號(補償信號CS)，所以補償信號CS也會隨平均輸出電流IOUT線性正向改變。
因此，如第2圖所示，當補償信號CS增加時，電壓VFB下降，導致採樣信號SS和參考電壓VREF之間的差增加。因為採樣信號SS和參考電壓VREF之間的差增加，所以補償電壓VCOMP增加，導致閘極控制信號GCS的工作週期增加。因此，當補償信號CS增加時，因為閘極控制信號GCS的工作週期增加，所以電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT增加以使採樣信號SS的值等於參考電壓VREF的值。亦即補償信號CS可使補償電壓VCOMP隨耦接於電源轉換器100的二次側SEC的負載108線性正向改變，以改善現有技術穩壓效果不好的缺點，且補償信號CS並不受閘極控制信號GCS的頻率所影響。
綜上所述，本發明所提供的用於補償電源轉換器的輸出損耗的控制電路及其方法是利用該採樣時間信號產生器產生對應該偵測電壓的採樣電壓，利用該時間電壓轉換器根據控制該電源轉換器的一次側的功率開關的閘極控制信號的週期和該電源轉換器的二次側的放電時間，產生該對應電壓，以及利用該補償信號產生器根據該採樣電壓和該對應電壓，產生用於補償該電源轉換器的二次側的輸出損耗的補償信號。因為該對應電壓是隨該閘極控制信號的週期和該電源轉換器的二次側的放電時間線性正向改變，以及該採樣電壓隨該偵測電壓改變，所以該補償信號會隨該電源轉換器的二次側的平均輸出電流線性正向改變，亦即該補償信號可使該補償電壓隨耦接於該電源轉換器的二次側的負載線性正向改變。因此，相較於現有技術，因為該補償信號可使該補償電壓隨耦接於該電源轉換器的二次側的負載線性正向改變，所以本發明可改善現有技術穩壓效果不好的缺點。 以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100‧‧‧電源轉換器 102‧‧‧功率開關 104‧‧‧電阻 106‧‧‧輔助繞組 108‧‧‧負載 110、112‧‧‧線圈 200‧‧‧控制電路 202‧‧‧採樣電壓產生器 204‧‧‧時間電壓轉換器 206‧‧‧補償信號產生器 208‧‧‧採樣維持電路 210‧‧‧誤差放大器 212‧‧‧閘極控制信號產生器 214、216、218‧‧‧接腳 2022‧‧‧採樣時間信號產生器 2024‧‧‧電壓產生器 20222‧‧‧第一電壓產生單元 20224‧‧‧第二電壓產生單元 20226‧‧‧比較器 20228‧‧‧邏輯電路 202222‧‧‧第一電流源 202224‧‧‧第一開關 202226‧‧‧第一電容 202228‧‧‧第二開關 202230‧‧‧第三開關 202232‧‧‧第二電容 202242‧‧‧第二電流源 202244‧‧‧第四開關 202246‧‧‧第三電容 202248‧‧‧第五開關 2062‧‧‧乘法器 2064‧‧‧電壓電流轉換器 A、B‧‧‧變頻區間 CS‧‧‧補償信號 CPS‧‧‧比較信號 FTS‧‧‧第一開啟信號 FV‧‧‧第一電壓 FOTS‧‧‧第四開啟信號 FITS‧‧‧第五開啟信號 GCS‧‧‧閘極控制信號 GND‧‧‧地端 IP‧‧‧一次側電流 IREF1‧‧‧第一參考電流 IREF2‧‧‧第二參考電流 IOUT‧‧‧平均輸出電流 L‧‧‧降頻曲線 NA、NB‧‧‧節點 PRI‧‧‧一次側 PV‧‧‧乘積值 SEC‧‧‧二次側 SS‧‧‧採樣信號 SV‧‧‧第二電壓 STS‧‧‧第二開啟信號 TTS‧‧‧第三開啟信號 T1、T2、T3‧‧‧時段 T4‧‧‧時間點 VCS‧‧‧偵測電壓 VCSS‧‧‧採樣電壓 VC‧‧‧對應電壓 VFB‧‧‧電壓 VCOMP‧‧‧補償電壓 VREF‧‧‧參考電壓 VOUT‧‧‧輸出電壓 VSTOP‧‧‧採樣時間信號 600-612‧‧‧步驟
第1圖是說明補償電壓在降頻曲線的變頻區間並不隨耦接於該電源轉換器的二次側的負載線性正向改變的示意圖。 第2圖是本發明的第一實施例所公開的一種用於補償電源轉換器的輸出損耗的控制電路的示意圖。 第3圖是說明採樣電壓產生器的示意圖。 第4圖是說明用以控制功率開關開啟與關閉的閘極控制信號、第一開啟信號、第二開啟信號、第三開啟信號、第四開啟信號、第五開啟信號、第一電壓、第二電壓、節點的電壓和採樣時間信號的時序示意圖。 第5圖是說明補償信號產生器的示意圖。 第6圖是本發明的第二實施例所公開的一種用於補償電源轉換器的輸出損耗的方法的流程圖。
100‧‧‧電源轉換器
102‧‧‧功率開關
104‧‧‧電阻
106‧‧‧輔助繞組
108‧‧‧負載
110、112‧‧‧線圈
200‧‧‧控制電路
202‧‧‧採樣電壓產生器
204‧‧‧時間電壓轉換器
206‧‧‧補償信號產生器
208‧‧‧採樣維持電路
210‧‧‧誤差放大器
212‧‧‧閘極控制信號產生器
214、216、218‧‧‧接腳
CS‧‧‧補償信號
GCS‧‧‧閘極控制信號
GND‧‧‧地端
IP‧‧‧一次側電流
IREF1‧‧‧第一參考電流
IREF2‧‧‧第二參考電流
IOUT‧‧‧平均輸出電流
NB‧‧‧節點
PRI‧‧‧一次側
SEC‧‧‧二次側
SS‧‧‧採樣信號
VOUT‧‧‧輸出電壓
VCS‧‧‧偵測電壓
VCSS‧‧‧採樣電壓
VC‧‧‧對應電壓
VFB‧‧‧電壓
VCOMP‧‧‧補償電壓
VREF‧‧‧參考電壓

Claims (14)

  1. 一種用於補償電源轉換器的輸出損耗的控制電路，該控制電路包含： 一採樣電壓產生器，包含： 一採樣時間信號產生器，用以根據一第一參考電流和一第二參考電流，產生一採樣時間信號；及 一電壓產生器，耦接於該採樣時間信號產生器，用以根據一偵測電壓和該採樣時間信號，產生對應該偵測電壓的採樣電壓； 一時間電壓轉換器，用以根據控制該電源轉換器的一次側的功率開關的閘極控制信號的週期和該電源轉換器的二次側的放電時間，產生一對應電壓；及 一補償信號產生器，耦接於該採樣電壓產生器和該時間電壓轉換器，用以根據該採樣電壓和該對應電壓，產生用於補償該輸出損耗的補償信號。
  2. 如請求項1所述的控制電路，其中該補償信號產生器包含： 一乘法器，耦接於該採樣電壓產生器和該時間電壓轉換器，用以根據該採樣電壓和該對應電壓，產生一乘積值；及 一電壓電流轉換器，耦接於該乘法器，用以根據該乘積值，產生該補償信號。
  3. 如請求項1所述的控制電路，其中該偵測電壓是由流經該功率開關的該電源轉換器的一次側電流與一電阻所決定。
  4. 如請求項1所述的控制電路，其中該第一參考電流等於該第二參考電流的K倍，且0＜K＜1。
  5. 如請求項1所述的採樣維持電路，其中該採樣時間信號產生器包含： 一第一電壓產生單元，包含： 一第一電流源，用以提供該第一參考電流； 一第一開關，耦接於該第一電流源，用以根據一第一開啟信號開啟與關閉； 一第一電容，耦接於該第一開關與一地端之間，其中當該第一開關根據該第一開啟信號開啟時，該第一參考電流對該第一電容充電，以產生該第一電壓產生單元內的一節點的電壓； 一第二開關，耦接於該第一開關與該地端之間，用以根據一第二開啟信號開啟與關閉； 一第三開關，耦接於該第一開關、該第一電容與該第二開關，用以根據一第三開啟信號開啟與關閉；及 一第二電容，耦接於該第三開關與該地端，用以於該第三開關根據該第三開啟信號開啟時，儲存該節點的電壓的峰值，其中該節點的電壓的峰值為一第一電壓，在該第一開關根據該第一開啟信號關閉之後且在該電源轉換器的一次側的功率開關的開啟時間的正緣之前，該第三開關根據該第三開啟信號開啟，該第一電容的電容值與該第二電容的電容值相等，且在該第一開啟信號和該第三開啟信號去能後，該第二開關根據該第二開啟信號開啟，以清除該第一電容上殘存的電荷； 一第二電壓產生單元，包含： 一第二電流源，用以提供該第二參考電流； 一第四開關，耦接於該第二電流源，用以根據一第四開啟信號開啟與關閉； 一第三電容，耦接於該第四開關與該地端之間，其中當該第四開關根據該第四開啟信號開啟時，該第二參考電流對該第三電容充電，以產生一第二電壓，且該第三電容的電容值與該第二電容的電容值相等；及 一第五開關，耦接於該第四開關與該地端之間，用以根據一第五開啟信號開啟與關閉，其中在該第四開啟信號去能後，該第五開關根據該第五開啟信號開啟，以清除該第三電容上的電荷； 一比較器，耦接於該第一電壓產生單元和該第二電壓產生單元，用以根據該第一電壓與該第二電壓，產生一比較信號；及 一邏輯電路，耦接於該比較器，用以根據該比較信號，產生該採樣時間信號。
  6. 如請求項1所述的控制電路，其中該補償信號是對應該電源轉換器的二次側的輸出電流。
  7. 如請求項1所述的控制電路，另包含： 一採樣維持電路，耦接於該補償信號產生器，用以根據該補償信號和對應於該電源轉換器的一次側的輔助繞組的電壓，產生一採樣信號，其中該電源轉換器的二次側的放電時間和該電壓有關； 一誤差放大器，耦接於該採樣維持電路，用以根據該採樣信號和一參考電壓，產生一補償電壓；及 一閘極控制信號產生器，耦接於該誤差放大器，用以根據該補償電壓和該偵測電壓，產生一閘極控制信號至該功率開關，其中該功率開關根據該閘極控制信號開啟與關閉。
  8. 一種用於補償電源轉換器的輸出損耗的方法，其中一應用於該方法的控制電路包含一採樣電壓產生器、一時間電壓轉換器及一補償信號產生器，以及該採樣電壓產生器包含一採樣時間信號產生器和一採樣電壓產生器，該方法包含： 該採樣電壓產生器根據一第一參考電流、一第二參考電流和一偵測電壓，產生對應該偵測電壓的採樣電壓； 該時間電壓轉換器根據控制該電源轉換器的一次側的功率開關的閘極控制信號的週期和該電源轉換器的二次側的放電時間，產生一對應電壓；及 該補償信號產生器根據該採樣電壓和該對應電壓，產生用於補償該輸出損耗的補償信號。
  9. 如請求項8所述的方法，其中該採樣電壓產生器根據該第一參考電流、該第二參考電流和該偵測電壓，產生對應該偵測電壓的採樣電壓包含： 該採樣時間信號產生器根據該第一參考電流和該第二參考電流，產生一採樣時間信號；及 該採樣電壓產生器根據該偵測電壓和該採樣時間信號，產生該採樣電壓。
  10. 如請求項8所述的方法，其中該補償信號產生器根據該採樣電壓和該對應電壓，產生該補償信號包含： 該補償信號產生器包含的乘法器根據該採樣電壓和該對應電壓，產生一乘積值；及 該補償信號產生器包含的電壓電流轉換器根據該乘積值，產生該補償信號。
  11. 如請求項8所述的方法，其中該偵測電壓是由流經該功率開關的該電源轉換器的一次側電流與一電阻所決定。
  12. 如請求項8所述的方法，其中該第一參考電流等於該第二參考電流的K倍，且0＜K＜1。
  13. 如請求項8所述的方法，其中該補償信號是對應該電源轉換器的二次側的輸出電流。
  14. 如請求項8所述的方法，另包含： 該控制電路另包含的採樣維持電路根據該補償信號和對應於該電源轉換器的一次側的輔助繞組的電壓，產生一採樣信號，其中該電源轉換器的二次側的放電時間和該電壓有關； 該控制電路另包含的誤差放大器根據該採樣信號和一參考電壓，產生一補償電壓；及 該控制電路另包含的閘極控制信號產生器根據該補償電壓和該偵測電壓，產生一閘極控制信號至該功率開關，其中該功率開關根據該閘極控制信號開啟與關閉。
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