CN104184307A - 用于开关的控制器及其操作方法 - Google Patents

Abstract

本发明的各实施方式总体上涉及一种用于开关的控制器及其操作方法。具体地，涉及一种用于开关的控制器，在一个实施例中，该控制器被配置成测量开关的控制端子的电压，并且在控制端子的电压大于阈值电压的情况下选择第一操作模式，而在控制端子的电压小于阈值电压的情况下选择第二操作模式。

Description

用于开关的控制器及其操作方法

技术领域

本发明总体上针对功率电子器件，更具体地，针对用于开关的控制器及其操作方法。

背景技术

开关式功率转换器(也称为“功率转换器”)是将输入电压波形转换成特定的输出电压波形的电源或功率处理电路。DC-DC功率转换器将直流(“DC”)输入电压转换成DC输出电压。与功率转换器相关联的控制器通过控制其中所使用的功率开关的导通周期来管理其操作。一般地，控制器以反馈回路结构(也称为“控制回路”或“闭环控制回路”)耦合在功率转换器的输入和输出之间。

通常，控制器测量功率转换器的输出特性(例如，输出电压、输出电流或者输出电压和输出电流的组合)，并且基于此修改功率转换器的功率开关的占空比。占空比“D”是由功率开关的导通周期对其开关周期所表示的比值。换言之，开关周期包括功率开关的导通周期(由占空比“D”表示)和功率开关的非导通周期(由互补占空比“1-D”表示)。因此，如果功率开关在开关周期的一半时间导通，那么功率开关的占空比将是0.5(或50％)。

可以使用不同类型的功率开关(诸如双极型晶体管、金属-氧化物半导体场效应晶体管(“MOSFET”)或绝缘栅双极型晶体管(“IGBT”))来构造开关式功率转换器。在低功率级(例如，小于100瓦特(“W”)的输出功率)，最常使用MOSFET和双极型晶体管用于功率开关。尽管MOSFET可以在较高开关频率工作(其使得较小设计成为可能)，但是双极型晶体管是以较低成本可用的。此外，不同开关针对它们各自的控制端子使用不同的驱动器。因此，盘点单独的驱动器集成电路以适应在使用不同开关的电路(例如，功率转换器)设计中不同开关的使用。

因此，本技术领域需要用于开关的电路及相关方法，使得驱动器能够用于不同类型的开关(诸如MOSFET和双极型晶体管)，这些开关可以适应于用于使用这些开关的功率转换器等的大容量制造技术。

发明内容

通过本发明的有利的实施例，包括用于开关的控制器及其操作方法，一般解决或避免了这些问题和其它问题，并且一般获得了技术优势。在一个实施例中，控制器被配置成测量开关的控制端子的电压，并且在控制端子的电压大于阈值电压的情况下选择第一操作模式而在控制端子的电压小于阈值电压的情况下选择第二操作模式。

前述内容相当宽泛地概述了本发明的特征和技术优势，以便可以更好地理解随后的具体实施方式。本发明附加的特征和优势将在下文进行描述，其形成本发明的权利要求的主题。本领域技术人员应该理解，所公开的概念和特定实施例可以容易地被用作用于修改或设计用于实现本发明的相同目的的其他结构或过程的基础。本领域技术人员还应该明白，这种等价结构不偏离如所附权利要求中所陈述的本发明的精神和范围。

附图说明

为了更完整地理解本发明，现在参考以下结合附图的描述，其中：

图1和图2图示了根据本发明的原理所构造的功率转换器的实施例的示意图；

图3图示了展示本发明的原理的不同开关的示意图；

图4和图5图示了根据本发明的原理的表示开关之间的差异的图形表示；

图6图示了根据本发明的原理所构造的控制器的实施例的框图；以及

图7至图12图示了根据本发明的原理所构造的控制器的各部分的实施例的示图。

除非另外指示，否则不同附图中相应的数字和符号一般指代相应的部分，并且可以在第一实例之后为了简短起见而不被重新描述。附图被绘制以对示例性实施例的相关方面进行说明。

具体实施方式

下文详细讨论了本示例性实施例的形成和使用。然而应该知道，本发明提供了许多可以在种种特定背景中实施的可应用的发明构思。所讨论的特定实施例仅仅说明用以形成和使用本法明的特定方式，而并非限制本发明的范围。

将就特定背景中的示例性实施例(即，可用诸如MOSFET或双极型晶体管之类的不同类型的开关操作的控制器)来描述本发明。尽管将在功率转换器的环境中描述本发明的原理，但是包括功率放大器或电动机控制器在内的任何可以从如此处所描述的控制器获益的应用正好处于本发明的广泛的范围内。

现在转至图1，图示了根据本发明的原理所构造的功率转换器的实施例的示意图。功率转换器被配置成将AC电源电压(被命名为“Vacin”)转换成经调节的DC输出电压Vout。功率转换器(也称为“反激式功率转换器”)的功率传动系(例如，反激式功率传动系)包括功率开关Q1，该功率开关经由输入滤波器(包括电容器C1、电容器C2和电感器L2)耦合至电功率源(例如，AC电源)，以向磁性器件(例如，隔离变压器或变压器TX1)提供经滤波的DC输入电压Vin。电阻器R1表示AC电源的阻抗。尽管没有图示，但是功率转换器还可以包括在AC电源电压Vac和桥式整流器110之间的电磁干扰滤波器。变压器TX1具有初级绕组P1和次级绕组S1，在考虑结果占空比和对功率传动系组件的压力的情况下来选择匝比以提供输出电压Vout。

功率开关Q1(例如，MOSFET)被控制器(例如，专用集成电路(“ASIC”))120控制，该控制器控制功率开关Q1在占空比内导通。功率开关Q1响应于诸如由具有开关频率(经常被命名为“f_s”)的控制器120所产生的栅极驱动电压drv之类的驱动信号而导通。占空比由控制器120控制(例如调整)，以调节功率转换器的输出特性(诸如输出电压Vout、输出电流Iout或其组合)。反馈信号FB穿过来自变压器TX1的偏压绕组P2的反馈路径(其部分被标识为130)，以使得控制器120能够控制占空比以将功率转换器的输出特性调节成与来自偏压绕组P2的偏压VP成比例。电阻器R14、电阻器R23的串联电路布置提供了分压器功能，以缩放由变压器TX1的偏压绕组P2所产生的用于反馈信号FB的电压。偏压VP基本上与跨次级绕组S1的电压成比例，该电压取决于初级绕组P1和次级绕组S1之间的匝比。

跨绕组P2产生的电压被二极管D6整流并且向电容器C4充电，以向控制器120提供偏压VP。电阻器R25提供限流功能以限制充电电流进入电容器C4。电阻器R8向电容器C4提供启动充电。出现在变压器TX1的次级绕组S1上的AC电压或交流电压被辅助功率开关(例如二极管D7，或者备选地，被同步整流器，未示出)整流，并且结果波形的DC分量通过包括输出滤波电容器C9的低通输出滤波器耦合至输出，以产生输出电压Vout。电阻器R18包含于电路中，以确保当负载与功率转换器的输出端子out+、out-断开连接时仍存在功率消耗。这确保了空载时的开关频率足够高，以充分应对负载的变化。电流传感器R15耦合至功率开关Q1并向控制器120提供与初级开关中的电流(，其中Ipri是流过变压器TX1的初级绕组P1的初级电流)成比例的电压。该电压用于确定功率开关Q1的导通周期的持续时间。

在占空比的第一部分期间，流过变压器TX1的初级绕组P1的初级电流Ipri(例如电感器电流)随着电流从输入流过功率开关Q1而增加。在占空比的互补部分(通常与功率开关Q1的互补占空比1-D共存)期间，功率开关Q1转变成非导通状态。当功率开关Q1断开时，存储在变压器TX1内的剩余磁能引起通过二极管D7的次级电流Isec的导通。耦合至输出滤波电容器C9的二极管D7提供用于维持变压器TX1的磁化电流的连续性的路径。在占空比的互补部分期间，流过变压器TX1的次级绕组S1的磁化电流减少。总体上，可以控制(例如调整)功率开关Q1的占空比以维持对功率转换器的输出电压Vout的调节或者调节功率转换器的输出电压Vout。

为了调节输出电压Vout，将反馈信号FB的值或缩放值与控制器120内的参考电压进行比较以控制占空比D。较大占空比意味着功率开关Q1在功率转换器的开关周期的较长部分是闭合的。因此，功率转换器是可以以开关周期操作的，其中通过由控制器120所控制的功率开关Q1，输入电压Vin在开关周期的一部分耦合至变压器TX1。

在用反激式功率传动系构造的开关式功率转换器内，由偏压绕组P2在开关周期的反激部分产生的电压可以通过解释变压器TX1的匝比以及二极管和其他电路元件中的电压降而与输出电压Vout相关。跨偏压绕组P2所产生的电压用于产生输出电压Vout的估计，该估计转而用于在无需跨变压器TX1的隔离边界的情况下调节该输出电压。

现在转向图2，图示了根据本发明的原理所构造的功率转换器的另一实施例的示意图。图2的功率开关Q2是代替图1中所图示的MOSFET功率开关Q1的双极型晶体管。图1和图2的控制器120被配置成与如下所述的不同类型的开关一起操作。因此，控制器120可以根据在功率转换器内使用的功率开关的类型来选择第一操作模式和第二操作模式。例如，控制器可以在功率开关是MOSFET(见图1中的MOSFET功率开关Q1)的情况下选择第一操作模式以及在功率开关是双极型晶体管(见图2中的双极型晶体管功率开关Q2)的情况下选择第二操作模式。应该理解，本发明的原理并不仅限于MOSFET和双极型晶体管。图1和图2的功率转换器另外包括以相似方式操作的相同组件，并且正因如此，将不会在下文中再次描述。

现在转向图3，图示了展示本发明的原理的不同开关的示意图。第一开关是具有由诸如正驱动电压V1之类的驱动信号通过电阻器R1驱动的基极端子Q1-base的npn双极型晶体管Q1。第二开关是具有由正驱动电压V1通过电阻器R2驱动的栅极端子Q2-G的n沟道MOSFET Q2。电阻器R1、电阻器R2各自是1千欧姆(“kΩ”)电阻器。由于双极型晶体管Q1在它的基极端子Q1-base呈现正向偏压结，所以基极端子的电压不会升高多于约0.7伏特(“V”)。MOSFETQ2的栅极端子Q2-G呈现对于驱动器而言基本上断开的电路，其电压基本上升至驱动电压V1的电压，该电压可以是约10伏特。因此，每个开关的各自的控制端子的电压可以用于检测开关是双极型晶体管还是MOSFET。

现在转向图4和图5，图示了根据本发明的原理的图示开关之间的差异的图形表示。图4图示了诸如由具有10伏特的驱动电压的脉宽调制器控制器所产生的与时间相对的驱动电压drv之类的驱动信号，以及分别在MOSFET和双极型晶体管的控制端子的各自的电压VQ2-G、VQ1-base。如图所示，在MOSFET的控制端子的电压VQ2-G上升至大约1O伏特，而在双极型晶体管的控制端子的电压VQ1-base仅上升至大约0.7伏特。

除了与时间相对的驱动电压drv以外，图5还图示了流入MOSFET的栅极端子的电流IQ2-G和流入双极型晶体管的基极端子的电流1Q1-base。如图所示，当MOSFET的栅源电容充电时，短电流脉冲流入MOSFET的栅极端子。并且，大约10毫安(“mA”)的持续电流流入双极型晶体管的基极端子。因此，流入开关的控制端子的电流还可以用于检测在电路中使用的开关的类型。

现在转向图6，图示了根据本发明的原理所构造的控制器(例如专用集成电路(“ASIC”))的实施例的框图。控制器根据在使用开关的电路(例如，见图1和图2的功率转换器)中实施的检测到的开关来提供适应性强的驱动功能。根据检测到的开关来向开关提供适应性强的驱动功能的其他类型的控制器正好处于本发明的广泛的范围内。

控制器包括采样及保持电路SundH，该采样及保持电路SundH通过对变压器的偏压绕组(例如，图1和图2中的变压器TX1的偏压绕组P2)的电压进行采样来估计输出电压。比较器电路Comp包括若干比较器，以将由采样及保持电路SundH产生的电压VSuH和斜坡电压Ref_exp进行比较，进而确定驱动电压drv的断开时间。比较器电路的输出是被命名为Freig的信号。当信号Freig为高电平时，已经检测到变压器的退磁并且控制器的驱动电压drv可以被接通。控制器的定时器(被命名为“Timer”)产生脉宽调制信号Gin，其确定驱动电压drv被接通的各种条件。因此，比较器电路Comp和定时器“Timer”确定何时驱动电压drv可以被接通以用于开关。参考电路(被命名为“Reference”)生成由控制器内部使用的各种参考电压。

时序电路SuHclk提供当执行采样时的时序。时序电路SuHclk使用定时器“Timer”的输出来控制当对反馈信号FB(例如，由图1和图2的变压器Tx1的偏压绕组P2所产生的反馈信号FB)进行采样时的时序。可以有利地使用用于控制反馈信号FB的时序的各种电路结构。电流控制电路CC_control计算控制器何时可以被接通以提供恒定的输出电流，因为控制器可以用于控制诸如功率转换器之类的电路的恒定电压/恒定电流特性的组合。因此，用于开关的驱动电压drv的断开时间由时序电路SuHclk和电流控制电路CC_control的组合进行控制。

在控制器内，由时序电路SuHclk和电流控制电路CC_control所计算的断开时间中的较长者用作对用于开关的驱动电压drv的断开时间的控制。在电压控制模式中，断开时间的计算结果在时序电路SuHclk中较长。在恒定电流模式中，电流控制电路CC_control的时序较长。因此，比较器电路Comp、时序电路SuHclk和电流控制电路CC_control进行操作以确定用于开关的驱动电压drv的时序。在检测到偏压VP的异常情况时，控制器的过压保护电路OVP向功率转换器提供过压保护，并且将控制器转变至安全模式(即，驱动电压drv被断开)。控制器还包括启动电路(被命名为“startup”)、开关检测器(被命名为“switch_detector”)和驱动器(被命名为“driver”)，这些将在下文更加详细地进行描述。

现在转向图7至图11，图示了根据本发明的原理所构造的控制器的各部分的实施例的示图。从图7开始，图示了可用作图6的启动电路(被命名为“startup”)的启动电路。启动电路测量偏压VP并且当偏压VP高于启动电平时，启动信号“start”被设定为高电平以使能控制器的操作。当偏压VP低于欠压锁定电平时，启动信号“start”被设定为低电平以禁用控制器的操作。欠压锁定电平取决于开关检测信号FET，该开关检测信号FET表示在诸如功率转换器之类的电路中检测到MOSFET还是双极型晶体管。再者，检测到MOSFET致使控制器选择第一操作模式，而检测到双极型晶体管致使控制器选择第二操作模式。欠压锁定电平被设为当控制器在第一操作模式中操作时比当控制器在第二操作模式中操作时更高的电平。在图1和图2中所图示的环境中，启动电平高于欠压锁定电平以保证足够的能量存储在电容器C4中用于在启动之后维持控制器120的操作直到输出处的电压已经升高到足以经由变压器TX1的偏压绕组P2给控制器120供电。

电路710提供电平移位功能以当检测到双极型晶体管时将欠压锁定电平设为较低电平。电路710包括比较器U2、反相器U3、5伏特参考电压V1和电阻器R2、电阻器R3、电阻器R4、电阻器R5、电阻器R6、电阻器R7。MOSFET一般在它的栅极端子要求比在双极型晶体管的基极端子更高的驱动电压用以完全接通MOSFET。因此，欠压锁定电平在检测到MOSFET时被设为较高电平，在该欠压锁定电平处使得控制器能够操作。图7中所图示的电路被配置成产生比接通电压更低的断开电压。电路720产生耦合至比较器E1的非反向输入的逻辑输出。比较器E1的输出耦合至OR(或)门U1的两个输入，OR(或)门U1的输出耦合至比较器E2的非反向输入。比较器E2的输出产生启动信号“start”。比较器E2和OR(或)门U1增加了启动信号在高电平状态和低电平状态之间的转换期间的斜率。电路720表示被控制器所消耗的用于提高其操作准确度的仿真电流。

现在转向图8，图示了可用作图6的开关检测器(被命名为“switch_detector”)的开关检测器。在图示的实施例中，开关检测器检测耦合至诸如驱动电压drv之类的驱动信号的开关例如是MOSFET还是双极型晶体管。当启动信号“start”变为高电平时，其通过由电容器C1和电阻器R1形成的高通网络耦合至锁存器2的“置位”输入端子，锁存器2的输出Q被设为高电平以首先标志以MOSFET模式进行的操作(第一操作模式)。图8中所指示的逻辑是有效的，使得对于每个如由脉宽调制信号Gin(也被称为“GIN”)所确定的脉冲，当脉宽调制信号GIN为高电平时，如果驱动器的驱动电压drv变得小于阈值电平(例如3伏特)，那么锁存器2的输出Q可以被复位为低电平以指示双极型晶体管(用于双极型操作模式或第二操作模式)。

相反地，当脉宽调制信号GIN为高电平时，如果驱动器的驱动电压drv变得大于阈值电平，那么锁存器2的输出Q被保留为或者可以被设为高电平以指示MOSFET。针对这些操作的时序由比较器U1来控制，比较器U1具有耦合至它的反相输入的3伏特参考Vref。比较器U1的输出耦合至锁存器1的“置位”输入，该锁存器1的输出耦合至OR(或)门U2以在驱动电压drv大于3伏特时发出信号。OR(或)门U2的输出耦合至D触发器U5。D触发器U5的输出耦合至锁存器2的“复位”输入。针对这些操作的进一步的时序由通过由电容器C2和电阻器R2形成的高通网络耦合的脉宽调制信号GIN来控制，该高通网络的输出耦合至锁存器1的“复位”输入。脉宽调制信号GIN还耦合至D触发器U5的复位输入。

现在转向图9，图示了可用作图6的驱动器(被命名为“driver”)的驱动器。驱动器产生用于诸如驱动电压drv之类的驱动信号的一系列脉冲以控制开关。开关检测信号FET指示开关是MOSFET(用于第一操作模式)还是双极型晶体管(用于第二操作模式)。如果开关检测信号FET为高电平，那么开关就被检测为MOSFET；否则，开关就被检测为双极型晶体管。脉宽调制信号Gin是确定驱动电压drv何时是高电平或低电平的信号。当脉宽调制信号Gin为高电平时，驱动电压drv为高电平，反之亦然。互补脉宽调制信号GinN是脉宽调制信号Gin的补码。启动信号“start”是当控制器处于有效模式时被设为高电平的信号。信号GND表示局部电路接地。

操作中，当开关检测信号FET为高电平时，开关S6断开而开关S5接通。反相器U2提供信号反向以控制开关S5、开关S6。因此，限流器“current_limiter”或限压器“voltage_limiter”被开关检测信号FET选择用于控制驱动电压drv的特性。当控制器在启动时开始操作的时候，开关检测信号FET被设为高电平，从而表示第一操作模式(即，假设被驱动的开关为MOSFET)。开关S4在启动信号“start”为高电平时被接通以使能驱动器的操作。开关S4被配置成从限流器current_limiter或限压器voltage_limiter连接或断开偏压VP。开关S3是用于确保在启动信号“start”为低电平时驱动电压drv为低电平，并且当互补脉宽调制信号GinN为高电平时，开关S1将驱动电压drv拉低。因此，驱动器基于脉宽调制信号Gin产生用于开关的驱动电压drv。

现在转向图10，图示了图9中所图示的限流器“current_limiter”的示意图，如由被设为低电平的开关检测信号FET所指示的，当控制器已经检测到双极型晶体管时(在第二操作模式期间)，该限流器“current_limiter”限制驱动电压drv的电流。脉宽调制信号Gin通过电阻器R2耦合至双极型晶体管Q1的基极。如图9中所示，当开关检测信号FET被设为低电平时，信号Vdd通过开关S4、开关S6耦合至偏压VP。限流器的输出是驱动电压drv。双极型晶体管Q1是用于限制在限流器的输出所产生的电流的有源器件。一对二极管D1、D2将相对于驱动电压drv的双极型晶体管Q1的基极电压限制至大约一个二极管压降(即，至大约0.7伏特)。因此，当脉宽调制信号Gin为高电平时，跨电阻器R1产生恒定电压，从而限制可以从限流器的输出流出的电流。因此，限流器被配置成当控制器以第二操作模式进行操作时，将开关的控制端子的电流(经由驱动电压drv)限制至电流限值。

现在转向图11，图示了图9中所图示的限压器“voltage_limiter”的示意图，如由被设为高电平的开关检测信号FET所指示的，当控制器已经检测到MOSFET时(在第一操作模式期间)，该限压器“voltage_limiter”限制驱动电压drv的电压。如前面参考图10所描述的，至限压器的输入是脉宽调制信号Gin，并且输出信号是驱动电压drv。当开关检测信号FET被设为高电平时，如图9中所示，信号Vdd通过开关S4、开关S5耦合至偏压VP。电平移位器E1通过因数3来对其电压电平大约为5伏特的脉宽调制信号Gin的电压电平进行移位，以在电阻器R1的左端上产生15伏特的信号。连同稳压二极管D1(例如，10伏特的稳压二极管)的电阻器R1在双极型晶体管Q1的基极产生10伏特的信号，该双极型晶体管Q1的集电极通过电阻器R2耦合至信号Vdd。因此，同驱动电压drv相同的信号Vdd，在双极型晶体管Q1的发射极被固定至大约10伏特减去在晶体管Q1的基极和发射极之间所产生的二极管压降。因此，图11中所图示的电路在开关检测信号FET被设为指示检测到MOSFET的高电平时作为限压器是有效的。因此，限压器被配置成当控制器以第一操作模式进行操作时，将开关的控制端子的电压(经由驱动电压drv)限制至电压限值。

现在转向图12，图示了开关检测器的另一实施例。虽然可以在根据本发明的原理的控制器中实施图12的开关检测器，但是开关检测信号Q_M-B的初始状态与之前上述开关检测信号FET的初始状态相反。然而，无论哪种情况，开关检测器都检测耦合到诸如驱动电压drv之类的驱动信号的开关例如是MOSFET还是双极型晶体管。一旦偏压Vp初始应用至控制器，则偏压Vp升高，最终超过例如2伏特的阈值电压。该情况被比较器C04检测，该比较器C04产生耦合至高通滤波器F05的输出信号。高通滤波器F05的输出耦合至触发器FF03的复位输入。触发器FF03因此将开关检测信号Q_M-B复位至低电平状态，指示开关最初被假设为双极型晶体管。开关检测信号Q_M-B保持在低电平状态直到连接至低通滤波器F01的驱动电压drv显示大于2伏特的电压，这由比较器C02检测得到。低通滤波器F01被包括在电路中以从驱动电压drv除去可能的外来噪声。如果比较器C02检测到经过滤的驱动电压drv大于2伏特，那么它的输出变成高电平，该输出耦合至触发器FF03的置位输入。在这种情况下，触发器FF03将开关检测信号Q_M-B设为高电平，指示开关是MOSFET。

因此，本文已经介绍了用于开关的控制器及其操作方法。在一个实施例中，控制器被配置成测量开关的控制端子的电压，并且在控制端子的电压大于阈值电压的情况下选择第一操作模式(例如，指示开关是MOSFET)，以及在控制端子的电压小于阈值电压的情况下选择第二操作模式(例如，指示开关是双极型晶体管)。控制器可以包括限压器，该限压器被配置成在第一操作模式期间将开关的控制端子的电压限制至电压限值。控制器可以包括限流器，该限流器被配置成在第二操作模式期间将开关的控制端子的电流限制至电流限值。控制器的欠压锁定电平可以被设为在第一操作模式期间比在第二操作模式期间更高的电平。控制器可以包括定时器，该定时器被配置成产生脉宽调制信号。控制器被配置成控制开关的占空比以调节功率转换器的输出电压。控制器可以在启动时以第一操作模式开始操作。

本领域技术人员应该理解，前述开关电容功率转换器及其相关操作方法的实施例仅出于说明的目的而被提交。尽管在功率转换器的环境中已经描述了本发明的原理，但是这些原理还可以应用于其他系统(在不受限制的情况下，诸如功率放大器或电动机控制器)。为了更好理解功率转换器，参见Rudolph P.Severns和Gordon Bloom的“Modern DC-to-DC Power Switch-mode Power Converter Circuits”，VanNostrand Reinhold Company，New York，New York(1985)以及J.G.Kassakian、M.F.Schlecht和G.C.Verghese的“Principles of PowerElectronics”，Addison-Wesley(1991)。

此外，尽管已经详细描述了本发明及其优点，但是应当理解，这里可以进行各种变化、替代和改变而不脱离如由所附权利要求所定义的本发明的精神和范围。例如，以上所讨论的过程中的许多过程可以在不同方法中加以实施以及被其他过程所代替，或者及其组合。

另外，本申请的范围并不旨在限于说明书中所描述的过程、机器、制造、物质的组合、装置、方法和步骤的特定实施例。如本领域普通技术人员将会容易地从本发明的公开内容领会到的，可以根据本发明来利用目前存在的或者以后要开发的、执行与本文所描述的相应实施例基本上相同的功能或者获得与本文所描述的相应实施例基本上相同的结果的过程、机器、制造，物质的组合、装置、方法或步骤。因此，所附权利要求旨在在其范围内包括这样的过程、机器、制造、物质的组合、装置、方法或步骤。

Claims (20)

1.一种用于开关的控制器，被配置成测量所述开关的控制端子的电压，并且在所述控制端子的所述电压大于阈值电压的情况下选择第一操作模式，而在所述控制端子的所述电压小于所述阈值电压的情况下选择第二操作模式。

2.根据权利要求1所述的控制器，还包括限压器，所述限压器被配置成在所述第一操作模式期间将用于所述开关的所述控制端子的电压限制至电压限值。

3.根据权利要求1所述的控制器，还包括限流器，所述限流器被配置成在所述第二操作模式期间将用于所述开关的所述控制端子的电流限制至电流限值。

4.根据权利要求1所述的控制器，其中欠压锁定电平被配置成被设为在所述第一操作模式期间比在所述第二操作模式期间更高的电平。

5.根据权利要求1所述的控制器，还包括定时器，所述定时器被配置成产生脉宽调制信号。

6.根据权利要求1所述的控制器，其中所述控制器被配置成控制所述开关的占空比以调节功率转换器的输出电压。

7.根据权利要求1所述的控制器，其中所述控制器被配置成在启动时以所述第一操作模式开始操作。

8.一种方法，包括：

测量开关的控制端子的电压；以及

在所述控制端子的所述电压大于阈值电压的情况下选择第一操作模式，而在所述控制端子的所述电压小于所述阈值电压的情况下选择第二操作模式。

9.根据权利要求8所述的方法，还包括在所述第一操作模式期间将用于所述开关的所述控制端子的电压限制至电压限值。

10.根据权利要求8所述的方法，还包括在所述第二操作模式期间将用于所述开关的所述控制端子的电流限制至电流限值。

11.根据权利要求8所述的方法，还包括将欠压锁定电平设为在所述第一操作模式期间比在所述第二操作模式期间更高的电平。

12.根据权利要求8所述的方法，还包括产生脉宽调制信号。

13.根据权利要求8所述的方法，还包括控制所述开关的占空比以调节功率转换器的输出电压。

14.根据权利要求8所述的方法，还包括在启动时以所述第一操作模式开始操作。

15.一种功率转换器，包括：

功率开关，耦合至所述功率转换器的输入；

变压器，被插入在所述功率开关和所述功率转换器的输出之间；以及

用于所述功率开关的控制器，被配置成测量所述功率开关的控制端子的电压，并且在所述控制端子的所述电压大于阈值电压的情况下选择第一操作模式，而在所述控制端子的所述电压小于所述阈值电压的情况下选择第二操作模式。

16.根据权利要求15所述的功率转换器，其中所述控制器包括限压器，所述限压器被配置成在所述第一操作模式期间将用于所述开关的所述控制端子的电压限制至电压限值。

17.根据权利要求15所述的功率转换器，其中所述控制器包括限流器，所述限流器被配置成在所述第二操作模式期间将用于所述开关的所述控制端子的电流限制至电流限值。

18.根据权利要求15所述的功率转换器，其中欠压锁定电平被配置成被设为在所述第一操作模式期间比在所述第二操作模式期间更高的电平。

19.根据权利要求15所述的功率转换器，其中所述控制器包括定时器，所述定时器被配置成产生脉宽调制信号。

20.根据权利要求15所述的功率转换器，其中所述控制器被配置成在启动时以所述第一操作模式开始操作。