CN104795997A - 正向转换器及次级侧开关控制器 - Google Patents

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Abstract

本申请案涉及一种正向转换器及一种次级侧开关控制器。正向转换器具有含有用于控制功率开关的切换的PWM控制器的初级侧且具有经由变压器耦合到所述初级侧的次级侧。所述次级侧包含正向晶体管及钳位晶体管。次级侧开关控制器在不与所述初级侧进行通信的情况下控制所述正向晶体管及所述钳位晶体管的切换。所述次级侧开关控制器检测次级绕组的末端处的电压的上升及下降以控制所述正向晶体管及所述钳位晶体管的所述切换。延迟锁定环路DLL提供于所述次级侧开关控制器中，所述DLL在关断所述功率开关时接通所述钳位晶体管且在接通所述功率开关之前的预定时间关断所述钳位晶体管。单独电路在不连续模式期间控制所述钳位晶体管。

Description

正向转换器及次级侧开关控制器
技术领域
本发明涉及控制经隔离DC/DC正向转换器中的次级侧同步整流器的方法。明确地说，本发明涉及在不具有与初级侧的经由隔离边界的显式通信的情况下控制次级侧整流器。
背景技术
图1图解说明一种类型的现有技术正向转换器。正向转换器是使用变压器来相对于输入电压而增加或减小输出电压(取决于变压器绕组比)且提供负载的隔离的DC/DC转换器。在正向转换器中，与回扫转换器不同，能量在初级侧开关传导阶段期间通过变压器动作而被传递到正向转换器的输出。
正向转换器的最大输出电压受隔离变压器T1匝数比Ns/Np约束，其中Ns是次级侧绕组且Np是初级侧绕组。Vout等于PWM工作循环*Ns/Np*Vin。
通常，在图1中，脉冲宽度调制(PWM)控制器IC 12使用任一类型的经隔离反馈电路13(例如用以实现隔离的光电二极管-光电检测器光学传感器或变压器)来感测Vout。PWM控制器IC 12将反馈信号与参考信号进行比较且调整功率MOSFET M1的工作循环以使反馈信号匹配到参考信号。更明确地说，PWM控制器IC 12产生具有所需工作循环的固定频率脉冲以用于控制功率MOSFET M1(或其它类型的晶体管)且还用于控制次级侧MOSFET MFG及MCG以便使Vout保持处于预定经调节电压。MFG是指正向栅极晶体管(在本文中还称为正向MOSFET)，且MCG是指钳位栅极晶体管(在本文中还称为钳位MOSFET)。钳位晶体管还称作同步整流器且替代二极管。同步整流器比二极管高效，这是因为存在较低电压降，且输出电压可通过使用同步整流器而为较低的。
当PWM控制器IC 12经由其初级侧输出引脚OUT而发出脉冲以接通MOSFET M1时，其还经由其次级侧输出引脚SOUT而发出脉冲以控制次级侧MOSFET MFG及MCG。当MOSFET M1接通时，MOSFET MFG接通且MOSFET MCG关断。当MOSFET M1关断时，MOSFET MFG关断且MOSFET MCG接通。对脉冲进行精确计时以确保在MOSFETM1接通时MOSFET MCG关断以避免浪费能量。从PWM控制器IC 12到次级侧的控制信号需要经由变压器T2与次级侧隔离。次级侧控制器IC 14在其SYNC输入处接收控制信号且与MOSFET M1的切换同步地控制MOSFET MFG及MCG。
当正向MOSFET MFG接通时，斜升电流流经输出电感器Lout，且输出电容器Cout使纹波变平稳以形成DC输出Vout。当MOSFET M1及MFG关断且MOSFET MCG接通时，MOSFET MCG致使斜降电流流经电感器Lout。
穿过MOSFET MCG的电流由次级侧控制器IC 14通过检测跨越其的电压(CSN及CSP)而监视。如果电流将要反向(CSP约等于CSN)，那么控制器IC 14将MOSFET MCG关断以便不浪费电力。
当MOSFET M1关断时，由PWW控制器IC 12控制的复位电路16(例如)通过在MOSFET M1的关断时间期间在初级绕组与接地之间暂时连接一串联电容器而将变压器T1的初级绕组复位到启动状态。
图2图解说明由IC 12及14接收及产生的用以通过控制MOSFET M1的固定频率工作循环而产生经调节Vout的典型控制信号。
图1的现有技术转换器的一个缺点是变压器T2增加转换器的成本及大小。其还增加系统的复杂性。需要一种可在不使用如变压器T2的单独变压器的情况下同步地控制次级侧MOSFET(或其它类型的晶体管)的正向转换器。
发明内容
本发明揭示一种正向转换器，其不使用与初级侧的任何显式通信来控制次级侧上的正向及钳位MOSFET(或其它类型的晶体管)。经检测用于控制次级侧晶体管的所有信号均从所述次级侧获得。因此，不需要用于初级侧到次级侧通信的变压器，从而与现有技术相比显著减小转换器的大小及成本。
所述转换器感测隔离变压器的次级绕组与正向MOSFET MFG之间的电压。此电压称为正向开关(FSW)电压。当初级侧MOSFET M1接通时，FSW将下降到低于阈值，且所述所感测下降用于接通所述次级侧中的正向MOSFET MFG。钳位MOSFET MCG从不在MOSFET M1及MFG接通的同时接通是非常重要的以便实现最大效率。由于PWM控制器在固定频率下操作，因此延迟锁定环路(DLL)在所述次级侧中用于预测所述MOSFETM1在每一循环内将接通的时间。所述DLL使用所述隔离变压器与输出电感器之间的电压电平来识别所述MOSFET M1何时接通及关断。所述电压称为钳位开关(CSW)电压，其中所述CSW电压在所述功率MOSFET M1接通时具有上升边缘。通过确保MOSFETMCG在所述CSW信号上升之前的100纳秒关断，所述DLL在所述MOSFET M1接通之前的预定时间(例如100纳秒)自动关断所述钳位MOSFET MCG。所述MOSFET MCG大约在因检测到所述CSW信号的下降而关断所述MOSFET M1时被接通。如可见，所述钳位MOSFET MCG仅由次级侧信号控制以绝不在所述MOSFET M1及MFG接通的同时接通。在所述MOSFET MCG的100纳秒关断状态期间，由所述MOSFET MCG传导的任何电流由其体二极管传导。
以上操作称为预测性方案，因为电路预测何时将接通MOSFET M1且在MOSFETM1的所预测接通之前的100纳秒关断钳位MOSFET MCG。
使用DLL的以上操作适用于在中等到高负载电流下以连续模式操作的转换器。然而，在极轻负载情况下，PWM控制器可进入到可变频率模式中，其中初级侧MOSFET M1保持关断达若干工作循环，而输出电容器将低电流供应到所述负载，直到输出电压下降到低于阈值电压为止。此外，钳位MOSFET MCG具有最小接通时间，例如250纳秒。此最小接通时间可能太长以致在负载电流足够低的情况下也无法避免传导反向电流，因此期望在此情况的循环期间不接通MOSFET MCG。在任一情形中，至少钳位MOSFET MCG在若干循环内保持关断。此称为不连续模式。在此情景中，正向转换器使用反应式方案来确定何时关断钳位MOSFET MCG。当跨越所述MOSFET MCG的电压低于指示穿过MOSFET MCG的极低电流的下限阈值时，关断MOSFET MCG以防止反向电流从输出电容器流动。在使MOSFET MCG保持关断时，通过MOSFET MCG进行的任何整流动作将由其体二极管执行。接着使MOSFET MCG及MFG两者保持关断达评估周期。如果在所述评估周期(例如，等于三个CSW电压上升循环时间)内检测到负载电流继续将高于阈值电平，那么确定转换器应摆脱其不连续模式，且重新开始上文所描述的预测性方案。
描述了各种其它实施例。
附图说明
图1图解说明使用到次级侧的初级侧通信用于控制次级侧晶体管的现有技术DC/DC正向转换器。
图2展示图1的转换器中所产生的信号的实例。
图3图解说明根据本发明的一个实施例的正向转换器。
图4展示图3的转换器中所产生的处于中等到高负载电流的预测性操作模式中所使用的信号的实例。
图5图解说明用于预测初级侧功率MOSFET M1的接通及在接通MOSFET M1之前的预定时间关断钳位MOSFET MCG的延迟锁定环路(DLL)电路。
图6展示图5的DLL中所产生的信号的实例。
图7图解说明用于依据次级侧绕组上的所检测模拟CSW信号而产生供在图5的电路中使用的数字CSW信号的电路。
图8图解说明用于依据次级侧绕组上的所检测模拟FSW信号而产生正向MOSFETMFG接通信号的电路。
图9是图3的正向转换器电路的复制品以较容易地理解图10的波形。
图10展示图9的转换器中所产生的在极低负载电流下反应式操作模式中所使用的信号的实例。
图11图解说明用于控制钳位MOSFET MCG的反应式模式中所使用的电路。
图12A-12D图解说明针对确定转换器是将以预测性模式操作还是将以反应式模式操作的各种情景的波形。
以相同编号标记相同或等效的元件。
具体实施方式
在图3-12中所展示的本发明的各种实施例中，仅详细描述转换器的不同于图1的转换器的方面。
图3图解说明正向转换器20，其可具有常规初级侧PWM控制器IC 12、隔离变压器T1、功率MOSFET M1、复位电路16及Vout反馈电路13，如图1。PWM控制器IC12可以与在图1中控制功率MOSFET M1的方式相同的方式控制功率MOSFET M1，但不需要发出用于次级侧MOSFET的任何控制信号，因此图1中的变压器T2为不必要的。
在图3中，用于控制次级侧MOSFET的所有信号均产生于次级侧上。至少在处于中等到高负载电流的连续模式操作期间，次级侧控制器IC 22检测次级侧上的信号且使用那些信号来产生用于MOSFET MFG及MCG的栅极控制电压以确保在功率MOSFET M1接通时正向MOSFET MFG接通，确保在MOSFET M1关断时正向MOSFET MFG关断，确保在MOSFET M1及MFG接通时钳位MOSFET MCG关断，且确保在MOSFET M1及MFG关断时MOSFET MCG接通。在极低负载电流期间，可使MOSFET MCG保持关断达经扩展周期以避免反向电流传导。
图4图解说明正向转换器20中所产生的某些波形。图5及7图解说明用于控制钳位MOSFET MCG接通及关断的控制器IC 22中的电路，此是最复杂任务。相比之下，用于接通及关断正向MOSFET MFG的控制器IC 22中的电路是相当直接的且由图8展示。
关于控制正向MOSFET MFG，当功率MOSFET M1由PWM控制器IC 12接通时，电流流经初级侧绕组Np，且从次级绕组Ns的底部端子截取的正向开关电压FSW(图3)迅速下降(此时钳位MOSFET MCG关断)。图8中的比较器24感测到模拟电压FSW已降低到低于阈值，在所述实例中，所述阈值为-0.15伏特。此情形触发比较器24在控制器IC 22的FG引脚处产生正的正向栅极FG电压以用于通常与功率MOSFET M1的接通同步地接通正向MOSFET MFG。相反地，当功率MOSFET M1由PWM控制器IC 12关断时，FSW电压将上升到高于-0.15伏特，且比较器24输出关断MOSFET MFG的低(例如，接地)FG电压。
如果由振铃或噪声所致的假触发成为问题，那么本文中所描述的比较器可为滞后比较器。此外，可将额外电路并入到控制器IC 22中以确保MOSFET MCG及MFG不同时导电。
在图5及7的电路中，独立于控制正向MOSFET MFG的方式而控制钳位MOSFETMCG。
图7的电路检测次级绕组Ns的顶部处的模拟钳位开关CSW电压，其中输出电感器Lout耦合到次级绕组Ns并产生供在图5的电路中使用的二进制数字CSW电压。在图7中，RS触发器30为复位主导的，此意指触发器30在其置位输入及复位输入两者均为高时将采取复位锁存器状态。
上电复位(POR)信号最初为高态有效的。将POR信号施加到耦合到反相器32的“或非”门31，其中反相器32耦合到触发器30的复位端子。由于POR信号变高，因此将触发器30复位，其中Q输出为低，且Q’(经反相Q)为高。接着，POR信号变低以允许电路对改变的模拟CSW电压作出反应。将假设，电路在数字CSW电压为低的情况下启动。
在通过延迟电路34做出的某一延迟时间之后，为避免模拟CSW电压振铃效应，高Q’信号耦合到上部“与”门36。低Q信号由延迟电路37延迟且传播到下部“与”门38。所述电路现准备好对模拟CSW电压变高(功率MOSFET M1接通)作出反应。
控制器IC 22(图3)检测次级绕组Ns的顶部处的模拟CSW电压。当(通过PWM控制器IC 12的OUT引脚处的高栅极电压)接通功率MOSFET M1时，模拟CSW电压迅速上升且振铃，如图4中所展示。使用图7的电路来将模拟CSW电压电平与上限阈值及下限阈值进行比较。当CSW电压超过1.2伏特时，在实例中(在一些应用中，CSW可超过100伏特)，比较器39经触发且输出逻辑高电压。将高电压施加到“与”门36，其的输出连接到触发器30的置位端子。因此，将触发器置位，从而导致高Q信号(模拟CSW电压的上升边缘处的高数字CSW电压)及低Q’信号。
在某一延迟时间之后，低Q’信号传播到上部“与”门36，且高Q信号传播到下部“与”门38。所述电路现准备好对模拟CSW信号变低(功率MOSFET M1关断)作出反应。当模拟CSW信号变得低于-150毫伏时，在所述实例中，比较器40被触发且触发器30被复位。此致使Q信号为低(低数字CSW信号)，且Q’信号为高(高经反相数字CSW信号)。
因此，触发器30的高Q输出指示模拟CSW电压已变高，且触发器30的高Q’输出指示模拟CSW电压已变低。代替图7，可使用其它类型的去抖动电路来避免振铃效应。
将指示模拟CSW电压是已变高(功率MOSFET M1接通)还是已变低(功率MOSFETM1关断)的数字CSW电压施加到图5的延迟锁定环路(DLL)以控制控制器IC 22的CG(钳位栅极)输出以接通或关断钳位MOSFET MCG。在实例中，DLL控制钳位MOSFETMCG在功率MOSFET M1接通之前的100纳秒关断，且控制钳位MOSFET MCG在感测到已关断功率MOSFET M1后即刻接通。此检测独立于正向MOSFET MFG的控制。
触发器30的经反相Q’输出耦合到图5中的RS触发器44的置位引脚。因此，在模拟CSW电压的下降边缘(功率MOSFET M1关断)后，触发器44即刻经置位且将高信号输出到驱动器46，所述驱动器将高信号施加到控制器22(图3)的CG引脚以接通钳位MOSFET MCG。
为关断钳位MOSFET MCG，DLL通过产生施加到比较器48的斜坡信号而充当计时电路。当斜坡信号与阈值参考电压Vref(例如，1.2伏特)交叉时，触发器44经复位以致使CG引脚变低并关断钳位MOSFET MCG。
当数字CSW电压变高(图7中的触发器30的Q变高)时，虽然CS引脚为低，但高CSW电压通过“或”门50而传递以形成高反馈FB信号。此接通开关S2以将电流源51耦合到接地并从电容器52汲取电流I。高CSW电压还施加到100纳秒单触发电路54，所述100纳秒单触发电路将100纳秒脉冲施加到开关S1以将也产生电流I的电流源56耦合到接地达100纳秒。此展示于图6的波形中。100纳秒选定为用于在功率MOSFETM1的所预测接通之前关断钳位MOSFET MCG的安全延迟。可使用其它延迟时间。由于“或”门50的操作，因此开关S2还在CG引脚为高(钳位MOSFET MCG接通)时被接通。
高侧电流源58还供应电流I，所述电流取决于开关S1及S2的状态而由电流源51及电流源56任一者或两者降低。
高侧电流源60将电流供应到连接到接地的电容器62。电容器62的另一端子连接到比较器48的非反相输入。如果电容器62电压超过1.2伏特，那么比较器48跳闸以将触发器44复位以关断钳位MOSFET MCG。
在切换循环的开始，当数字CSW电压变高时，短暂地接通开关S3(例如，达10纳秒)以将电容器62放电到接地。接着，电容器62开始斜升。针对所要切换频率(例如800kHz)而选择电容器62值及来自电流源60的电流。因此，如果电容器62将以来自电流源60的全电流量进行充电，那么电容器62上的电压斜坡信号将在800kHz的频率下重复。如将描述，电路的左侧窃取来自电容器62的电流以致使比较器48在CSW电压变高之前的100纳秒触发。
电容器52处的电压施加到跨导(gm)放大器64的输入，所述跨导放大器借助其输入处的经增加电压而汲取其输出处的经增加电流。二极管66将电容器62连接到放大器64。因此，电容器52上的经增加电压增加经由二极管66而从电容器62汲取的电流以使电容器62的斜坡变缓。电容器62的斜坡及放电处于与功率MOSFET M1的切换相同的频率，但如下文所描述，在数字CSW电压上升之前的100纳秒再次发生触发器44的复位触发。
数字CSW电压的单个周期是一个上升边缘到下一上升边缘。此周期等于数字CSW电压为高的时间加上CG引脚为高的时间加上开关S1接通的时间(100纳秒)。每循环由正接通的开关S1及S2汲取的总电流必须等于针对所述环路在所述循环期间由电流源58供应的电流以实现稳定状态。开关S1每循环的接通时间是固定的，且开关S2在所述循环期间接通的时间长度使电容器52的电压变化以使环路稳定。所述环路针对恒定负载电流将以稳定状态操作，且开关S2将由环路自动控制为接通的，使得CSW电压为高的时间加上CG引脚为高的时间加上开关S1接通的时间等于一个循环时间。因此，通过在CSW电压变高之前的100纳秒将触发器44复位，CG引脚高状态每循环减小100纳秒，如图6的波形中所展示。因此，防止MOSFET MCG在接通功率MOSFET M1时被接通。
注意，在下一置位信号之前可发生高频率复位。在此情形中，MOSFET MCG将不接通。
其它类型的延迟锁定环路(DLL)还可用于基于CSW信号的计时而确保钳位MOSFET MCG在MOSFET M1接通之前的某一时间关断。
操作的以上描述应用于操作的连续传导模式(CCM)期间，其中晶体管在中等到高电流负载期间的每一循环全部接通及关断。对于极低负载电流，功率MOSFET M1的最小工作循环可能太高而无法实现调节。在此情形中，应将切换暂停达一或多个循环，从而形成操作的不连续传导模式(DCM)。此外，对于极低负载电流，可关断具有最小接通时间的MOSFET MCG以避免穿过其的反向电流，此情形也导致不连续模式。图11的电路用于不连续传导模式中以控制钳位MOSFET MCG的接通及关断。
图9与图3相同且为更好地理解在过早地关断MOSFET MCG以防止反向电流流动时在不连续模式期间发生的图10中所展示的波形而提供。钳位MOSFET MCG的切换方案是反应式方案。
跨越钳位MOSFET MCG端子的电压(CSP及CSN)由控制器IC 22检测。如果负载电流足够低，那么电压将变得低于阈值(例如，在所述实例中，66毫伏)，且比较器70跳闸，从而发信号通知应关断钳位MOSFET MCG以避免传导反向电流。
图12A到12D展示在不连续传导模式操作期间的分成三种不同状态的波形。在图12A及12B中所展示的状态1a及1b中，MOSFET MCG在穿过其的电流下降到接近零(如由比较器70确定)时的特定时间逐循环关断。图12A及12B展示穿过输出电感器Lout的斜坡电流IL且展示为负载电流的平均电流。斜坡下降对应于功率MOSFET M1被关断。还展示用于控制MOSFET MCG的CG栅极电压，所述CG栅极电压在MOSFET M1关断时开始且在比较器70于约零电流下跳闸时结束。图12A展示第一负载电流电平下的操作，且图12B展示较高负载电流电平(但不足以进入下文所论述的评估阶段)下的操作。
所述MOSFET MCG具有250纳秒的最小接通时间。图11的电路提供防止触发器44(图5中所展示的相同触发器44)在CSW电压下降之后的250纳秒内将CG引脚复位(不管比较器70的状态如何)的250纳秒空白时间延迟电路74。延迟电路74在数字CSW信号变低(其对应于MOSFET MCG接通)后即刻开始延迟且将输入提供到“与”门76。比较器70的输出还提供到“与”门76。
在250纳秒延迟之后，触发150纳秒单触发电路78。如果比较器70已检测到零电流，同时单触发电路78输出为高(指示极低负载电流)，那么电路进入到评估阶段，这是因为显而易见，MOSFET MCG的最小接通时间对于低负载电流操作来说太长。此操作由图12C(状态2)及12D(状态3)的波形展示。
如果比较器70在150纳秒周期期间跳闸，如图12C中所展示，且如果MOSFET MCG是接通的，那么MOSFET MCG被迫关断且开始评估周期，如图12D中所展示。评估电路展示于图11的耦合到“与”门80的输出的顶部部分中。
在图12D中所展示的评估周期期间，图11的电路在MOSFET MCG不曾接通的情况下保持在逐循环基础上检测比较器70在150纳秒评估周期期间是否跳闸。所述MOSFETMCG体二极管在此时间期间执行整流。
如果负载电流增加，那么在PWM控制器IC 12的控制下，功率MOSFET M1的工作循环将增长，且比较器70在逐循环基础上将不跳闸。如果评估电路在比较器70未跳闸的情况下使用计数器82检测到三个连续CSW上升边缘，那么允许MOSFET MCG每一循环再次接通。可使用其它计数值，例如大于2的任何计数。
评估电路包括反相器83、“与”门84、置位主导触发器86、用于对三个连续CSW上升边缘进行计数的计数器82以及接收“与”门80的输出及芯片复位信号的“或”门90。触发器86、计数器82及“与”门84连接于环路中，以便在比较器70在三个循环之后的150纳秒周期内并未跳闸的情况下仅产生无评估周期信号。
所述无评估周期信号连同数字CSW下降边缘信号一起施加到“与”门92，且“与”门92的输出施加到触发器44的置位输入。
来自触发器86的评估周期信号、来自比较器48(图5)的输出信号及“与”门76的输出耦合到“或”门94。“或”门94的输出耦合到触发器44的复位输入。
为简明起见，图5(其展示IC 22中的电路的预测性部分)不展示图11的电路的重叠反应式部分。
因此，已展示在不与初级侧进行任何通信的情况下用于接通及关断正向转换器中的钳位开关的并入有延迟锁定环路(DLL)的预测性技术。另外，对于不连续传导模式操作，已揭示在不具有流经钳位开关的任何反向电流的情况下用于接通及关断钳位开关的反应式技术，其中所述钳位开关具有最小接通时间。
已使用单独次级侧控制器IC 22而描述实施例，所述单独次级侧控制器IC感测另一常规正向转换器的次级侧中的各种信号且控制正向及钳位晶体管的切换。此IC 22可易于并入到现有设计中，且可删除先前用于将切换信号从初级侧输送到次级侧的变压器，从而节省成本、大小及复杂性。关于图1，IC 22直接替换现有技术控制器14及变压器T2。替代地，IC 22可使用离散组件而形成。
虽然已展示及描述了本发明的特定实施例，但所属领域的技术人员将显而易见，可在不背离本发明的情况下对本发明的较宽广方面做出改变及修改，且因此，所附权利要求书欲将属于本发明的真正精神及范围内的所有此些改变及修改涵盖于其范围内。

Claims (19)

1.一种正向转换器，其包括：
初级侧，其含有用于以工作循环控制功率开关的切换以实现所述转换器的经调节输出电压的脉冲宽度调制PWM控制器；
变压器，其具有连接到所述功率开关的初级绕组，及次级绕组；
次级侧，其经由所述变压器耦合到所述初级侧，所述次级侧包含正向晶体管及钳位晶体管；
所述次级侧包含在不与所述初级侧进行通信的情况下控制所述正向晶体管及所述钳位晶体管的切换的次级侧开关控制器，所述次级侧开关控制器包括：
第一电路，其耦合到所述次级绕组的第一端且检测所述次级绕组的所述第一端处的第一电压的上升边缘及下降边缘，所述上升边缘及所述下降边缘对应于所述功率开关的接通及关断，所述第一电路在所述第一电压的上升边缘后即刻产生第一数字信号且在所述第一电压的下降边缘后即刻产生第二数字信号；以及
第二电路，其接收所述第一数字信号及所述第二数字信号，所述第二电路在检测到所述第二数字信号后即刻接通所述钳位晶体管，所述第二电路在针对每一循环检测到所述第一数字信号之前的预定时间周期关断所述钳位晶体管，使得所述钳位晶体管在接通所述功率开关之前被关断。
2.根据权利要求1所述的转换器，其中所述第二电路包括接收所述第一数字信号及所述第二数字信号的延迟锁定环路DLL，所述DLL具有等于所述功率开关的切换频率的频率且提供等于所述钳位晶体管在所述功率开关接通之前关断的所要时间的延迟时间，所述DLL具有经耦合以控制所述钳位晶体管接通及关断的输出。
3.根据权利要求2所述的转换器，其中所述DLL包括：
复位置位触发器，其具有控制所述钳位晶体管的接通及关断的输出，所述触发器的置位端子接收所述第二数字信号；
比较器，其具有耦合到所述触发器的复位端子的输出；
斜坡产生器，其产生斜坡电压、连接到所述比较器的一个输入，所述比较器的第二输入连接到阈值电压，其中当所述斜坡产生器的电压电平超过所述阈值电压时，所述触发器经触发以将其输出复位以关断所述钳位晶体管；
复位电路，其连接到所述斜坡产生器以用于在每一切换循环的开始以初始电平重新启动所述斜坡产生器；以及
可控制电流产生器，其耦合到所述斜坡产生器以用于基于所述延迟时间而改变所述斜坡电压的上升速率，
其中用以关断所述钳位晶体管的对所述比较器的触发发生于在产生所述第一数字信号的时间之前的等于所述延迟时间的时间。
4.根据权利要求3所述的转换器，其中所述可控制电流产生器包括：
跨导放大器，其具有耦合到所述斜坡产生器以用于基于所述延迟时间而改变所述斜坡电压的上升速率的输出；
高侧第一电流源，其产生第一电流、耦合到所述跨导放大器的第一输入；
低侧第二电流源，其也产生所述第一电流、耦合到所述跨导放大器的所述第一输入；
低侧第三电流源，其也产生所述第一电流、耦合到所述跨导放大器的所述第一输入；
第一开关，其在检测到所述第一数字信号后即刻将所述第二电流源选择性地耦合到接地达所述延迟时间；
第二开关，其将所述第三电流源选择性地耦合到接地达约等于所述切换循环减去所述延迟时间所得的时间的周期；以及
电容器，其耦合到所述跨导放大器的所述第一输入，其中所述第二开关的切换持续时间由所述DLL控制，使得施加到所述跨导放大器的所述第一输入的电压基于所述延迟时间而控制所述斜坡电压的所述上升速率以致使所述钳位晶体管在产生所述第一数字信号的时间之前的等于所述延迟时间的时间关断。
5.根据权利要求1所述的转换器，其进一步包括：
第三电路，其耦合到所述次级绕组的第二端且检测所述次级绕组的所述第二端处的第二电压的至少一上升边缘，所述第三电路的输出耦合到所述正向晶体管以用于在检测到所述第二电压的所述上升边缘后即刻接通所述正向晶体管。
6.根据权利要求1所述的转换器，其中所述第二电路起作用以在所述转换器的连续传导模式期间接通及关断所述钳位晶体管，所述转换器进一步包括用于在不连续传导模式期间控制所述钳位晶体管的第三电路，所述第三电路包括：
比较器，其用于检测跨越所述钳位晶体管的电压以识别低负载电流条件，其中所述比较器在所述低负载条件期间在所述第二数字信号的上升边缘之后的第一周期内触发；
计数器，其经配置以在评估周期期间对所述第一数字信号的上升边缘的特定数目进行计数；以及
逻辑电路，其耦合到所述比较器及所述计数器，所述逻辑电路经配置以用于在确定于所述第一周期内触发所述比较器从而证明所述低负载电流条件的情况下使所述钳位晶体管保持关断达一或多个循环，且其中所述逻辑电路经进一步配置以在所述评估周期期间在所述第一数字信号的预定数目个上升边缘内在所述比较器于所述第一周期内并未触发的情况下允许所述钳位晶体管被接通。
7.根据权利要求6所述的转换器，其中所述第一周期是由单触发电路置位。
8.根据权利要求6所述的转换器，其中上升边缘的所述特定数目为两个或两个以上。
9.根据权利要求1所述的转换器，其中所述正向晶体管及所述钳位晶体管为MOSFET。
10.一种次级侧开关控制器，其用于在不与正向转换器的初级侧进行任何通信的情况下控制所述转换器中的次级侧晶体管，所述次级侧晶体管包括正向晶体管及钳位晶体管，所述正向转换器包括具有初级绕组、次级绕组及耦合到所述初级绕组的功率开关的变压器，所述控制器包括：
第一输出端子，其用于输出用于所述正向晶体管的第一控制信号；
第二输出端子，其用于输出用于所述钳位晶体管的第二控制信号；
第一输入端子，其用于耦合到所述次级绕组的第一端；
第一电路，其耦合到所述第一输入端子、经配置以用于检测所述次级绕组的所述第一端处的第一电压的上升边缘及下降边缘，所述上升边缘及所述下降边缘对应于所述功率开关的接通及关断，所述第一电路在所述第一电压的上升边缘后即刻产生第一数字信号且在所述第一电压的下降边缘后即刻产生第二数字信号；以及
第二电路，其接收所述第一数字信号及所述第二数字信号，所述第二电路在检测到所述第二数字信号后即刻接通所述钳位晶体管，所述第二电路在针对每一循环检测到所述第一数字信号之前的预定时间周期关断所述钳位晶体管，使得所述钳位晶体管在接通所述功率开关之前被关断。
11.根据权利要求10所述的控制器，其进一步包括：
第二输入端子，其用于耦合到所述次级绕组的第二端；以及
第三电路，其耦合到所述第二输入端子、经配置以用于检测所述次级绕组的所述第二端处的第二电压的至少一上升边缘，所述第三电路的输出耦合到第一输出端子以用于在检测到所述第二电压的所述上升边缘后即刻接通所述正向晶体管。
12.根据权利要求10所述的控制器，其中所述第二电路包括接收所述第一数字信号及所述第二数字信号的延迟锁定环路DLL，所述DLL具有等于所述功率开关的切换频率的频率且提供等于所述钳位晶体管在所述功率开关接通之前关断的所要时间的延迟时间，所述DLL具有经耦合以控制所述钳位晶体管接通及关断的输出。
13.根据权利要求12所述的控制器，其中所述DLL包括：
复位置位触发器，其具有控制所述钳位晶体管的接通及关断的输出，所述触发器的置位端子接收所述第二数字信号；
比较器，其具有耦合到所述触发器的复位端子的输出；
斜坡产生器，其产生斜坡电压、连接到所述比较器的一个输入，所述比较器的第二输入连接到阈值电压，其中当所述斜坡产生器的电压电平超过所述阈值电压时，所述触发器经触发以将其输出复位以关断所述钳位晶体管；
复位电路，其连接到所述斜坡产生器以用于在每一切换循环的开始以初始电平重新启动所述斜坡产生器；以及
可控制电流产生器，其耦合到所述斜坡产生器以用于基于所述延迟时间而改变所述斜坡电压的上升速率，
其中用以关断所述钳位晶体管的对所述比较器的触发发生于在产生所述第一数字信号的时间之前的等于所述延迟时间的时间。
14.根据权利要求13所述的控制器，其中所述可控制电流产生器包括：
跨导放大器，其具有耦合到所述斜坡产生器以用于基于所述延迟时间而改变所述斜坡电压的上升速率的输出；
高侧第一电流源，其产生第一电流、耦合到所述跨导放大器的第一输入；
低侧第二电流源，其也产生所述第一电流、耦合到所述跨导放大器的所述第一输入；
低侧第三电流源，其也产生所述第一电流、耦合到所述跨导放大器的所述第一输入；
第一开关，其在检测到所述第一数字信号后即刻将所述第二电流源选择性地耦合到接地达所述延迟时间；
第二开关，其将所述第三电流源选择性地耦合到接地达约等于所述切换循环减去所述延迟时间所得的时间的周期；以及
电容器，其耦合到所述跨导放大器的所述第一输入，其中所述第二开关的切换持续时间由所述DLL控制，使得施加到所述跨导放大器的所述第一输入的电压基于所述延迟时间而控制所述斜坡电压的所述上升速率以致使所述钳位晶体管在产生所述第一数字信号的时间之前的等于所述延迟时间的时间关断。
15.根据权利要求10所述的控制器，其中所述第二电路起作用以在所述转换器的连续传导模式期间接通及关断所述钳位晶体管，所述控制器进一步包括用于在不连续传导模式期间控制所述钳位晶体管的第三电路，所述第三电路包括：
比较器，其用于检测跨越所述钳位晶体管的电压以识别低负载电流条件，其中所述比较器在所述低负载条件期间在所述第二数字信号的上升边缘之后的第一周期内触发；
计数器，其经配置以在评估周期期间对所述第一数字信号的上升边缘的特定数目进行计数；以及
逻辑电路，其耦合到所述比较器及所述计数器，所述逻辑电路经配置以用于在确定于所述第一周期内触发所述比较器从而证明所述低负载电流条件的情况下使所述钳位晶体管保持关断达一或多个循环，且其中所述逻辑电路经进一步配置以在所述评估周期期间在所述第一数字信号的预定数目个上升边缘内在所述比较器于所述第一周期内并未触发的情况下允许所述钳位晶体管被接通。
16.根据权利要求15所述的控制器，其中所述第一周期是由单触发电路置位。
17.根据权利要求15所述的控制器，其中上升边缘的所述特定数目为两个或两个以上。
18.根据权利要求10所述的控制器，其中所述正向晶体管及所述钳位晶体管为
19.根据权利要求10所述的控制器，其中所述控制器是经封装集成电路。
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