TW201535951A - 順向轉換器中二次側同步整流器之預測及反應控制 - Google Patents

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Abstract

本發明揭示一種順向轉換器，其具有含有用於控制一電源開關之切換之一PWM控制器之一個一次側且具有經由一變壓器耦合至該一次側之一個二次側。該二次側包含一順向電晶體及一鉗位電晶體。一個二次側開關控制器在不與該一次側進行通信之情況下控制該順向電晶體及該鉗位電晶體之切換。該二次側開關控制器偵測二次繞組之端處之電壓之上升及下降以控制該順向電晶體及該鉗位電晶體之該切換。一延遲鎖定環路(DLL)提供於該二次側開關控制器中，該DLL在關斷該電源開關時接通該鉗位電晶體且在接通該電源開關之前的一預定時間處關斷該鉗位電晶體。一單獨電路在一非連續模式期間控制該鉗位電晶體。

Description

順向轉換器中二次側同步整流器之預測及反應控制
本發明係關於一種控制經隔離DC/DC順向轉換器中之二次側同步整流器之方法。特定而言，本發明係關於在不具有與一次側之經由隔離邊界之顯式通信之情況下控制二次側整流器。
圖1圖解說明一種類型之先前技術順向轉換器。一順向轉換器係使用一變壓器來相對於輸入電壓而增加或減小輸出電壓(取決於變壓器繞組比)且提供負載之隔離之一DC/DC轉換器。在一順向轉換器中，與一返馳式轉換器不同，能量在一次側開關傳導階段期間藉由變壓器動作而被傳遞至該順向轉換器之輸出。
順向轉換器之最大輸出電壓受隔離變壓器T1匝數比Ns/Np約束，其中Ns係二次側繞組且Np係一次側繞組。Vout等於PWM工作循環* Ns/Np * Vin。
通常，在圖1中，一脈衝寬度調變(PWM)控制器IC 12使用任一類型之經隔離回饋電路13(諸如用以達成隔離之一光電二極體-光電偵測器光學感測器或一變壓器)來感測Vout。PWM控制器IC 12比較回饋信號與一參考信號且調整功率MOSFET M1之工作循環以使回饋信號匹配至參考信號。更具體而言，PWM控制器IC 12產生具有所需工作循 環之固定頻率脈衝以控制功率MOSFET M1(或其他類型之電晶體)且亦控制二次側MOSFETs MFG及MCG以便使Vout保持處於一預定經調節電壓。MFG係指一順向閘極電晶體(在本文中亦稱為一順向MOSFET)，且MCG係指一鉗位閘極電晶體(在本文中亦稱為一鉗位MOSFET)。一鉗位電晶體亦稱作一同步整流器且替代一個二極體。一同步整流器比一個二極體高效，此乃因存在一較低電壓降，且一輸出電壓可藉由使用一同步整流器而降低。
當PWM控制器IC 12經由其一次側輸出接腳OUT而發出一脈衝以接通MOSFET M1時，其亦經由其二次側輸出接腳SOUT而發出一脈衝以控制二次側MOSFET MFG及MCG。當MOSFET M1接通時，MOSFET MFG接通且MOSFET MCG關斷。當MOSFET M1關斷時，MOSFET MFG關斷且MOSFET MCG接通。對脈衝進行精判定時以確保在MOSFET M1接通時MOSFET MCG關斷以避免浪費能量。自PWM控制器IC 12至二次側之控制信號需要經由變壓器T2與二次側隔離。一個二次側控制器IC 14在其SYNC輸入處接收控制信號且與MOSFET M1之切換同步地控制MOSFET MFG及MCG。
當順向MOSFET MFG接通時，一斜升電流流動通過輸出電感器Lout，且輸出電容器Cout使漣波平穩以形成一DC輸出Vout。當MOSFET M1及MFG關斷且MOSFET MCG接通時，MOSFET MCG致使一斜降電流流動通過電感器Lout。
通過MOSFET MCG之電流由二次側控制器IC 14藉由偵測跨越其之電壓(CSN及CSP)而監視。若電流將要反向(CSP約等於CSN)，則控制器IC 14將MOSFET MCG關斷以便不浪費電力。
當MOSFET M1關斷時，由PWM控制器IC 12控制之一重設電路16(諸如)藉由在MOSFET M1之關斷時間期間在一次繞組與接地之間暫時連接一串聯電容器而將變壓器T1之一次繞組重設至一啟動狀態。
圖2圖解說明由IC 12及14接收及產生之用以藉由控制MOSFET M1之固定頻率工作循環而產生一經調節Vout之典型控制信號。
圖1之先前技術轉換器之一個缺點係變壓器T2增加轉換器之成本及大小。其亦增加系統之複雜性。所需要的係一種可在不使用如變壓器T2之一單獨變壓器之情況下同步地控制二次側MOSFET(或其他類型之電晶體)之順向轉換器。
本發明揭示一種順向轉換器，其不使用與一次側之任何顯式通信來控制二次側上之順向及鉗位MOSFET(或其他類型之電晶體)。經偵測用於控制二次側電晶體之所有信號均自該二次側獲得。因此，不需要用於一次側至二次側通信之變壓器，從而與先前技術相比顯著減小轉換器之大小及成本。
該轉換器感測隔離變壓器之二次繞組與順向MOSFET MFG之間的電壓。此電壓稱為順向開關(FSW)電壓。當一次側MOSFET M1接通時，FSW將下降至低於一臨限值，且該所感測下降用於接通該二次側中之順向MOSFET MFG。鉗位MOSFET MCG絕不在MOSFET M1及MFG接通之同時接通係極重要的以便達成最大效率。由於PWM控制器在一固定頻率下操作，因此一延遲鎖定環路(DLL)在該二次側中用於預測該MOSFET M1何時將在每一循環內將接通。該DLL使用該隔離變壓器與輸出電感器之間的電壓位準來識別該MOSFET M1何時接通及關斷。彼電壓稱為鉗位開關(CSW)電壓，其中該CSW電壓在該功率MOSFET M1接通時具有一上升邊緣。藉由確保MOSFET MCG在該等CSW信號上升之前的100ns關斷，該DLL在該MOSFET M1接通之前的一預定時間(諸如100ns)處自動關斷該鉗位MOSFET MCG。該MOSFET MCG大約在因偵測到該CSW信號之下降而關斷該MOSFET M1時被接通。如可見，該鉗位MOSFET MCG僅由二次側信號控制以 絕不在該等MOSFET M1及MFG接通之同時接通。在該MOSFET MCG之100ns關斷狀態期間，由該MOSFET MCG傳導之任何電流由其體二極體傳導。
以上操作稱為一預測方案，此乃因電路預測何時將接通MOSFET M1且在MOSFET M1之所預測接通之前的100ns關斷鉗位MOSFET MCG。
使用DLL之以上操作適用於在中等至高負載電流下以一連續模式操作之轉換器。然而，在極輕負載處，PWM控制器可進入至一可變頻率模式中，其中一次側MOSFET M1保持關斷達若干個工作循環，而輸出電容器將低電流供應至該負載，直至輸出電壓下降至低於一臨限電壓為止。此外，鉗位MOSFET MCG具有一最小接通時間，諸如250ns。此最小接通時間可能過長以致在負載電流足夠低之情況下也無法避免傳導一反向電流，因此期望在此一情況之循環期間不接通MOSFET MCG。在任一情形中，至少鉗位MOSFET MCG在若干個循環內保持關斷。此稱為一非連續模式。在此情景中，順向轉換器使用一反應方案來判定何時關斷鉗位MOSFET MCG。當跨越該MOSFET MCG之電壓低於指示通過MOSFET MCG之一極低電流之一較低臨限值時，關斷MOSFET MCG以防止一反向電流自輸出電容器流動。在使MOSFET MCG保持關斷時，藉由MOSFET MCG進行之任何整流動作將由其體二極體執行。接著使MOSFET MCG及MFG兩者保持關斷達一評估週期。若在該評估週期(諸如，等於三個CSW電壓上升循環時間)內偵測到負載電流繼續將高於一臨限位準，則判定轉換器應擺脫其非連續模式，且重新開始上文所闡述之預測方案。
闡述了各種其他實施例。
12‧‧‧脈衝寬度調變控制器積體電路/PWW控制器積體電路/積體電路/習用一次側脈衝寬度調變控制器積體電路
13‧‧‧經隔離回饋電路/輸出回饋電路
14‧‧‧二次側控制器積體電路/控制器積體電路/積體電路/先前技術控制器
16‧‧‧重設電路
20‧‧‧順向轉換器
22‧‧‧二次側控制器積體電路/控制器積體電路/控制器/積體電路/單獨二次側控制器積體電路
24‧‧‧比較器
30‧‧‧RS正反器/正反器
31‧‧‧「或非」閘
32‧‧‧反相器
34‧‧‧延遲電路
36‧‧‧「及」閘
37‧‧‧延遲電路
38‧‧‧下部「及」閘
39‧‧‧比較器
40‧‧‧比較器
44‧‧‧RS正反器/正反器
46‧‧‧驅動器
48‧‧‧比較器
50‧‧‧「或」閘
51‧‧‧電流源
52‧‧‧電容器
54‧‧‧單觸發
56‧‧‧電流源
58‧‧‧高側電流源/電流源
60‧‧‧高側電流源/電流源
62‧‧‧電容器
64‧‧‧跨導放大器/放大器
66‧‧‧二極體
70‧‧‧比較器
74‧‧‧空白時間延遲電路/延遲電路
76‧‧‧「及」閘
78‧‧‧單觸發
80‧‧‧「及」閘
82‧‧‧計數器
83‧‧‧反相器
84‧‧‧「及」閘
86‧‧‧設定主導正反器/正反器
90‧‧‧「或」閘
92‧‧‧「及」閘
94‧‧‧「或」閘
CG‧‧‧鉗位閘極
COUT‧‧‧輸出電容器
CSN‧‧‧電壓
CSP‧‧‧電壓
CSW‧‧‧鉗位開關
FB‧‧‧回饋
FG‧‧‧順向閘極
FSW‧‧‧順向開關
I‧‧‧電流
IL‧‧‧斜坡電流
ILOUT‧‧‧輸出電感器/電感器
LOUT‧‧‧輸出電感器/電感器
M1‧‧‧功率金屬氧化物半導體場效應電晶體/金屬氧化物 半導體場效應電晶體/一次側金屬氧化物半導體場效應電晶體/一次側功率金屬氧化物半導體場效應電晶體
MCG‧‧‧二次側金屬氧化物半導體場效應電晶體/金屬氧化物半導體場效應電晶體/鉗位金屬氧化物半導體場效應電晶體
MFG‧‧‧二次側金屬氧化物半導體場效應電晶體/金屬氧化物半導體場效應電晶體/順向金屬氧化物半導體場效應電晶體
NP‧‧‧一次側繞組
NS‧‧‧二次側繞組
OUT‧‧‧一次側輸出接腳
S1‧‧‧開關
S2‧‧‧開關
S3‧‧‧開關
SOUT‧‧‧二次側輸出接腳
T1‧‧‧最大輸出電壓受隔離變壓器/隔離變壓器/變壓器
T2‧‧‧變壓器
VOUT‧‧‧輸出
VREF‧‧‧臨限參考電壓
圖1圖解說明使用至二次側之一次側通信以控制二次側電晶體之 一先前技術DC/DC順向轉換器。
圖2展示圖1之轉換器中所產生之信號之實例。
圖3圖解說明根據本發明之一項實施例之一順向轉換器。
圖4展示圖3之轉換器中所產生之處於中等至高負載電流的一預測操作模式中所使用之信號之實例。
圖5圖解說明用於預測一次側功率MOSFET M1之接通及在接通MOSFET M1之前的預定時間關斷鉗位MOSFET MCG之一延遲鎖定環路(DLL)電路。
圖6展示圖5之DLL中所產生之信號之實例。
圖7圖解說明用於依據二次側繞組上之一所偵測類比CSW信號而產生供在圖5之電路中使用之一數位CSW信號之一電路。
圖8圖解說明用於依據二次側繞組上之一所偵測類比FSW信號而產生一順向MOSFET MFG接通信號之一電路。
圖9係圖3之順向轉換器電路之一複製品以較容易地理解圖10之波形。
圖10展示圖9之轉換器中所產生之在極低負載電流下一反應操作模式中所使用之信號之實例。
圖11圖解說明用於控制鉗位MOSFET MCG之反應模式中所使用之一電路。
圖12A至圖12D圖解說明針對判定轉換器是將以預測模式操作還是將以反應模式操作之各種情景之波形。
用相同編號標記相同或等效之元件。
在圖3至圖12中所展示之本發明之各種實施例中，僅詳細闡述轉換器之不同於圖1之轉換器之態樣。
圖3圖解說明一順向轉換器20，該順向轉換器可具有一習用一次 側PWM控制器IC 12、隔離變壓器T1、功率MOSFET M1、重設電路16及Vout回饋電路13，如圖1所示。PWM控制器IC 12可以與在圖1中控制功率MOSFET M1相同之方式控制功率MOSFET M1，但不需要發出用於二次側MOSFET之任何控制信號，因此圖1中之變壓器T2係不必要的。
在圖3中，用於控制二次側MOSFET之所有信號均產生於二次側上。一個二次側控制器IC 22偵測二次側上之信號且至少在處於中等至高負載電流之連續模式操作期間，使用彼等信號來產生用於MOSFET MFG及MCG之閘極控制電壓以確保在功率MOSFET M1接通時順向MOSFET MFG接通，確保在MOSFET M1關斷時順向MOSFET MFG關斷，確保在MOSFET M1及MFG接通時鉗位MOSFET MCG關斷，且確保在MOSFET M1及MFG關斷時MOSFET MCG接通。在極低負載電流期間，可使MOSFET MCG保持關斷達一經擴展週期以避免反向電流傳導。
圖4圖解說明順向轉換器20中所產生之某些波形。圖5及圖7圖解說明用於控制鉗位MOSFET MCG接通及關斷之控制器IC 22中之電路，此為最複雜任務。相比而言，用於接通及關斷順向MOSFET MFG之控制器IC 22中之電路係相當直接的且由圖8展示。
關於控制順向MOSFET MFG，當功率MOSFET M1由PWM控制器IC 12接通時，電流流動通過一次側繞組Np，且自二次繞組Ns之底部端子截取之順向開關電壓FSW(圖3)迅速下降(此時鉗位MOSFET MCG關斷)。圖8中之比較器24感測到類比電壓FSW已降低至低於一臨限值，在該實例中該臨限值為-0.15伏特。此觸發比較器24以在控制器IC 22之FG接腳處產生一正順向閘極FG電壓以用於通常與功率MOSFET M1之接通同步地接通順向MOSFET MFG。相反地，當功率MOSFET M1由PWM控制器IC 12關斷時，FSW電壓將上升至高於 -0.15伏特，且比較器24輸出關斷MOSFET MFG之一低(例如，接地)FG電壓。
若由於振鈴或雜訊所致之假觸發為一問題，則本文中所闡述之任何比較器可為一磁滯比較器。此外，可將額外電路併入至控制器IC 22中以確保MOSFET MCG及MFG不同時導電。
在圖5及圖7之電路中，獨立於控制順向MOSFET MFG之方式而控制鉗位MOSFET MCG。
圖7之電路偵測二次繞組Ns之頂部處之類比鉗位開關CSW電壓，其中輸出電感器Lout耦合至二次繞組Ns並產生供在圖5之電路中使用之一個二進制數位CSW電壓。在圖7中，RS正反器30為重設主導的，此意指正反器30在其設定輸入及重設輸入兩者均為高時將採取一重設鎖存器狀態。
一電力接通重設(POR)信號最初為高態有效的。將POR信號施加至耦合至一反相器32之一「非或」閘31，其中反相器32耦合至正反器30之重設端子。由於POR信號變高，因此重設正反器30，其中Q輸出為低，且Q’(經反相Q)為高。接著，POR信號變低以允許電路對改變之類比CSW電壓作出反應。將假定，電路在數位CSW電壓為低之情況下啟動。
在由一延遲電路34做出之某一延遲時間之後，為避免類比CSW電壓振鈴效應，高Q’信號耦合至上部「及」閘36。低Q信號由延遲電路37延遲且傳播至下部「及」閘38。該電路現在準備好對類比CSW電壓變高(功率MOSFET M1接通)作出反應。
控制器IC 22(圖3)偵測二次繞組Ns之頂部處之類比CSW電壓。當(藉由PWM控制器IC 12之OUT接腳處之一高閘極電壓)接通功率MOSFET M1時，類比CSW電壓迅速上升且振鈴，如圖4中所展示。使用圖7之電路來比較類比CSW電壓位準與上限臨限值及下限臨限值。 當CSW電壓超過1.2伏特時，在該實例中(在一些應用中，CSW可超過100伏特)，比較器39經觸發且輸出一邏輯高電壓。將高電壓施加至「及」閘36，其輸出連接至正反器30之設定端子。因此，設定正反器，從而導致一高Q信號(類比CSW電壓之上升邊緣處之一高數位CSW電壓)及一低Q’信號。
在某一延遲時間之後，低Q’信號傳播至上部「及」閘36，且高Q信號傳播至下部「及」閘38。該電路現在準備好對類比CSW信號變低(功率MOSFET M1關斷)作出反應。當類比CSW信號變得低於-150mV時，在該實例中，比較器40被觸發且正反器30被重設。此致使Q信號為低(一低數位CSW信號)，且Q’信號為高(一高經反相數位CSW信號)。
因此，正反器30之一高Q輸出指示類比CSW電壓已變高，且正反器30之一高Q’輸出指示類比CSW電壓已變低。代替圖7，可使用其他類型之去除抖動電路來避免振鈴效應。
將指示類比CSW電壓是已變高(功率MOSFET M1接通)還是已變低(功率MOSFET M1關斷)之數位CSW電壓施加至圖5之延遲鎖定環路(DLL)以控制控制器IC 22之CG(鉗位閘極)輸出以接通或關斷鉗位MOSFET MCG。在該實例中，DLL控制鉗位MOSFET MCG在功率MOSFET M1接通之前的100ns關斷，且控制鉗位MOSFET MCG在感測到已關斷功率MOSFET M1後旋即接通。此偵測獨立於順向MOSFET MFG之控制。
正反器30之經反相Q’輸出耦合至圖5中之RS正反器44之設定接腳。因此，在類比CSW電壓之下降邊緣(功率MOSFET M1關斷)後，正反器44旋即經設定且將一高信號輸出至一驅動器46，該驅動器將一高信號施加至控制器22(圖3)之CG接腳以接通鉗位MOSFET MCG。
為關斷鉗位MOSFET MCG，DLL藉由產生施加至比較器48之一斜 坡信號而充當一計時電路。當斜坡信號與臨限參考電壓Vref(例如，1.2伏特)交叉時，正反器44經重設以致使CG接腳變低並關斷鉗位MOSFET MCG。
當數位CSW電壓變高(圖7中之正反器30之Q變高)時，雖然CS接腳為低，但高CSW電壓藉由「或」閘50而傳遞以形成一高回饋FB信號。此接通開關S2以將電流源51耦合至接地並自電容器52汲取電流I。高CSW電壓亦施加至一100ns單觸發電路54，該100ns單觸發電路54將一100ns脈衝施加至開關S1以將亦產生一電流I之電流源56耦合至接地達100ns。此展示於圖6之波形中。100ns選定為用於在功率MOSFET M1之所預測接通之前關斷鉗位MOSFET MCG之一安全延遲。可使用其他延遲時間。由於「或」閘50之操作，因此開關S2亦在CG接腳為高(鉗位MOSFET MCG接通)時被接通。
一高側電流源58亦供應一電流I，該電流取決於開關S1及S2之狀態而由電流源51及電流源56任一者或兩者降低。
一高側電流源60將電流供應至連接至接地之一電容器62。電容器62之另一端子連接至比較器48之非反相輸入。若電容器62電壓超過1.2伏特，則比較器48跳閘以重設正反器44以關斷鉗位MOSFET MCG。
在一切換循環之開始處，當數位CSW電壓變高時，短暫地接通開關S3(例如，達10ns)以將電容器62放電至接地。接著，電容器62開始斜升。針對所要切換頻率(諸如800kHz)而選擇電容器62值及來自電流源60之電流。因此，若電容器62將以來自電流源60之全電流量進行充電，則電容器62上之電壓斜坡信號將在800kHz之一頻率下重複。如將闡述，電路之左側竊取來自電容器62之電流以致使比較器48在CSW電壓變高之前的100ns觸發。
電容器52處之電壓施加至一跨導(gm)放大器64之一輸入，該跨導 放大器藉助其輸入處之一經增加電壓而汲取其輸出處之一經增加電流。一個二極體66將電容器62連接至放大器64。因此，電容器52上之一經增加電壓增加透過二極體66而自電容器62汲取之電流以使電容器62之斜坡變緩。電容器62之斜坡及放電處於與功率MOSFET M1之切換相同之頻率，但如下文所闡述，在數位CSW電壓上升之前的100ns再次發生正反器44之重設觸發。
數位CSW電壓之一單個週期係一個上升邊緣至下一上升邊緣。此週期等於數位CSW電壓為高之時間加上CG接腳為高之時間加上開關S1接通之時間(100ns)。每循環由正接通之開關S1及S2汲取之總電流必須等於針對該環路在該循環期間由電流源58供應之電流以實現穩定狀態。開關S1每循環之接通時間係固定的，且開關S2在該循環期間接通之時間長度使電容器52之電壓變化以使該環路穩定。該環路針對一恆定負載電流將以一穩定狀態操作，且開關S2將由環路自動控制為接通的，以使得CSW電壓為高之時間加上CG接腳為高之時間加上開關S1接通之時間等於一個循環時間。因此，藉由在CSW電壓變高之前的100ns重設正反器44，CG接腳高狀態每循環減小100ns，如圖6之波形中所展示。因此，防止MOSFET MCG在接通功率MOSFET M1時被接通。
注意，在下一設定信號之前可發生一高頻率重設。在此一情形中，MOSFET MCG將不接通。
其他類型之延遲鎖定環路(DLL)亦可用於基於CSW信號之計時而確保鉗位MOSFET MCG在MOSFET M1接通之前的某一時間關斷。
操作之以上說明應用於操作之連續傳導模式(CCM)期間，其中電晶體在中等至高電流負載期間之每一循環全部接通及關斷。對於極低負載電流，功率MOSFET M1之最小工作循環可能過高而無法達成調節。在此一情形中，應暫停切換達一或多個循環，從而形成操作之一 非連續傳導模式(DCM)。此外，對於極低負載電流，可關斷具有一最小接通時間之MOSFET MCG以避免通過其之反向電流，此也導致一非連續模式。圖11之電路用於非連續傳導模式中以控制鉗位MOSFET MCG之接通及關斷。
圖9與圖3相同且為更清楚地理解在過早地關斷MOSFET MCG以防止反向電流流動時在非連續模式期間發生之圖10中所展示之波形而提供。鉗位MOSFET MCG之切換方案係一反應方案。
跨越鉗位MOSFET MCG端子之電壓(CSP及CSN)由控制器IC 22偵測。若負載電流足夠低，則電壓將變得低於一臨限值(諸如在該實例中，66mV)，且一比較器70跳閘，從而發信號通知應關斷鉗位MOSFET MCG以避免傳導一反向電流。
圖12A至圖12D展示在非連續傳導模式操作期間分成三種相異狀態之波形。在圖12A及圖12B中所展示之狀態1a及1b中，MOSFET MCG在通過其之電流下降至接近零(如由比較器70所判定)之特定時間處逐循環關斷。圖12A及圖12B展示通過輸出電感器Lout之斜坡電流IL且展示平均電流，亦即負載電流。斜坡下降對應於功率MOSFET M1被關斷。亦展示用於控制MOSFET MCG之CG閘極電壓，該CG閘極電壓在MOSFET M1關斷時開始且在比較器70於約零電流處跳閘時結束。圖12A展示一第一負載電流位準下之操作，且圖12B展示一較高負載電流位準(但不足以進入下文所論述之一評估階段)下之操作。
該MOSFET MCG具有250ns之一最小接通時間。圖11之電路提供防止正反器44(圖5中所展示之相同正反器44)在CSW電壓下降之後的250ns內重設CG接腳(不管比較器70之狀態如何)之一250ns空白時間延遲電路74。延遲電路74在數位CSW信號變低(其對應於MOSFET MCG接通)後旋即開始延遲且將一輸入提供至「及」閘76。比較器70之輸出亦提供至「及」閘76。
在250ns延遲之後，觸發一150ns單觸發電路78。若比較器70已偵測到零電流，同時單觸發電路78輸出為高(指示一極低負載電流)，則該電路進入至一評估階段，此乃因顯而易見，MOSFET MCG之最小接通時間對於低負載電流操作而言過長。此操作由圖12C(狀態2)及圖12D(狀態3)之波形展示。
若比較器70在150ns週期期間跳閘，如圖12C中所展示，且若MOSFET MCG係接通的，則MOSFET MCG被迫關斷且開始評估週期，如圖12D中所展示。評估電路展示於耦合至「及」閘80之輸出的圖11之頂部部分中。
在圖12D中所展示之評估週期期間，圖11之電路在MOSFET MCG不曾接通之情況下保持在一逐循環基礎上偵測比較器70在150ns評估週期期間是否跳閘。該MOSFET MCG體二極體在此時間期間執行整流。
若負載電流增加，則在PWM控制器IC 12之控制下，功率MOSFET M1之工作循環將增長，且比較器70在一逐循環基礎上將不跳閘。若評估電路在不具有比較器70之一跳閘之情況下使用計數器82偵測到三個連續CSW上升邊緣，則允許MOSFET MCG每一循環再次接通。可使用其他計數值，諸如大於2之任何計數。
評估電路包括反相器83、「及」閘84、設定主導正反器86、用於對三個連續CSW上升邊緣進行計數之計數器82以及接收「及」閘80之輸出及一晶片重設信號之「或」閘90。正反器86、計數器82及「及」閘84連接於一環路中，以便在比較器70在三個循環之後的150ns週期內並未跳閘之情況下僅產生一無評估週期信號。
該無評估週期信號連同數位CSW下降邊緣信號一起施加至一「及」閘92，且「及」閘92之輸出施加至正反器44之設定輸入。
來自正反器86之評估週期信號、來自比較器48(圖5)之輸出信號 及「及」閘76之輸出耦合至一「或」閘94。「或」閘94之輸出耦合至正反器44之重設輸入。
為簡潔起見，圖5(其展示IC 22中之電路之預測部分)不展示圖11之電路之重疊反應部分。
因此，已展示在不與一次側進行任何通信之情況下用於接通及關斷一順向轉換器中之鉗位開關之併入有一延遲鎖定環路(DLL)之一預測技術。另外，對於非連續傳導模式操作，已揭示在不具有流動通過鉗位開關之任何反向電流之情況下用於接通及關斷鉗位開關之一反應技術，其中該鉗位開關具有一最小接通時間。
已使用一單獨二次側控制器IC 22而闡述實施例，該單獨二次側控制器IC感測另一習用順向轉換器之二次側中之各種信號且控制順向及鉗位電晶體之切換。此一IC 22可易於併入至現有設計中，且可刪除先前用於將切換信號自一次側傳達至二次側之變壓器，從而節省成本、大小及複雜性。關於圖1，IC 22直接替換先前技術控制器14及變壓器T2。替代地，IC 22可使用離散組件而形成。
雖然已展示及闡述了本發明之特定實施例，但熟習此項技術者將顯而易見，可在不背離本發明之情況下對本發明之較寬廣態樣做出改變及修改，且因此，隨附申請專利範圍欲將屬於本發明之真正精神及範疇內之所有此等改變及修改涵蓋於其範疇內。
12‧‧‧脈衝寬度調變控制器積體電路/PWW控制器積體電路/積體電路/習用一次側脈衝寬度調變控制器積體電路
13‧‧‧經隔離回饋電路/輸出回饋電路
16‧‧‧重設電路
20‧‧‧順向轉換器
22‧‧‧二次側控制器積體電路/控制器積體電路/控制器/積體電路/單獨二次側控制器積體電路
CG‧‧‧鉗位閘極
COUT‧‧‧輸出電容器
CSN‧‧‧電壓
CSP‧‧‧電壓
CSW‧‧‧鉗位開關
FG‧‧‧順向閘極
FSW‧‧‧順向開關
ILOUT‧‧‧輸出電感器/電感器
LOUT‧‧‧輸出電感器/電感器
M1‧‧‧功率金屬氧化物半導體場效應電晶體/金屬氧化物半導體場效應電晶體/一次側金屬氧化物半導體場效應電晶體/一次側功率金屬氧化物半導體場效應電晶體
MCG‧‧‧二次側金屬氧化物半導體場效應電晶體/金屬氧化物半導體場效應電晶體/鉗位金屬氧化物半導體場效應電晶體
MFG‧‧‧二次側金屬氧化物半導體場效應電晶體/金屬氧化物半導體場效應電晶體/順向金屬氧化物半導體場效應電晶體
NP‧‧‧一次側繞組
NS‧‧‧二次側繞組
OUT‧‧‧一次側輸出接腳
T1‧‧‧最大輸出電壓受隔離變壓器/隔離變壓器/變壓器
VOUT‧‧‧輸出

Claims (19)

  1. 一種順向轉換器，其包括：一個一次側，其含有用於以一工作循環控制一電源開關之切換以達成該轉換器之一經調節輸出電壓之一脈衝寬度調變(PWM)控制器；一變壓器，其具有連接至該電源開關之一個一次繞組及一個二次繞組；一個二次側，其經由該變壓器耦合至該一次側，該二次側包含一順向電晶體及一鉗位電晶體；該二次側包含在不與該一次側進行通信之情況下控制該順向電晶體及該鉗位電晶體之切換之一個二次側開關控制器，該二次側開關控制器包括：一第一電路，其耦合至該二次繞組之一第一端且偵測該二次繞組之該第一端處之一第一電壓之上升及下降邊緣，該等上升及下降邊緣對應於該電源開關之接通及關斷，該第一電路在該第一電壓之一上升邊緣後旋即產生一第一數位信號且在該第一電壓之一下降邊緣後旋即產生一第二數位信號；及一第二電路，其接收該第一數位信號及該第二數位信號，該第二電路在偵測到該第二數位信號後旋即接通該鉗位電晶體，該第二電路在針對每一循環偵測到該第一數位信號之前的一預定時間週期關斷該鉗位電晶體，使得該鉗位電晶體在接通該電源開關之前被關斷。
  2. 如請求項1之轉換器，其中該第二電路包括接收該第一數位信號及該第二數位信號之一延遲鎖定環路(DLL)，該DLL具有等於該電源開關之一切換頻率之一頻率且提供等於該鉗位電晶體在該 電源開關接通之前關斷之一所要時間之一延遲時間，該DLL具有經耦合以控制該鉗位電晶體接通及關斷之一輸出。
  3. 如請求項2之轉換器，其中該DLL包括：一重設設定正反器，其具有控制該鉗位電晶體之接通及關斷之一輸出，該正反器之一設定端子接收該第二數位信號；一比較器，其具有耦合至該正反器之一重設端子之一輸出；一斜坡產生器，其產生斜坡電壓、連接至該比較器之一個輸入，該比較器之一第二輸入連接至一臨限電壓，其中當該斜坡產生器之一電壓位準超過該臨限電壓時，該正反器經觸發以重設其輸出以關斷該鉗位電晶體；一重設電路，其連接至該斜坡產生器以在每一切換循環之開始處以一初始位準重新啟動該斜坡產生器；及一可控制電流產生器，其耦合至該斜坡產生器以基於該延遲時間而改變該斜坡電壓之一上升速率，其中用以關斷該鉗位電晶體之對該比較器之觸發發生於在產生該第一數位信號之一時間之前的等於該延遲時間之一時間處。
  4. 如請求項3之轉換器，其中該可控制電流產生器包括：一跨導放大器，其具有耦合至該斜坡產生器以基於該延遲時間而改變該斜坡電壓之一上升速率之一輸出；一高側第一電流源，其產生一第一電流、耦合至該跨導放大器之一第一輸入；一低側第二電流源，其亦產生該第一電流、耦合至該跨導放大器之該第一輸入；一低側第三電流源，其亦產生該第一電流、耦合至該跨導放大器之該第一輸入； 一第一開關，其在偵測到該第一數位信號後旋即將該第二電流源選擇性地耦合至接地達該延遲時間；一第二開關，其將該第三電流源選擇性地耦合至接地達約等於該切換循環減去該延遲時間所得之一時間之一週期；及一電容器，其耦合至該跨導放大器之該第一輸入，其中該第二開關之切換持續時間由該DLL控制，使得施加至該跨導放大器之該第一輸入之一電壓基於該延遲時間而控制該斜坡電壓之該上升速率以致使該鉗位電晶體在產生該第一數位信號之一時間之前的等於該延遲時間之一時間處關斷。
  5. 如請求項1之轉換器，其進一步包括：一第三電路，其耦合至該二次繞組之一第二端且偵測該二次繞組之該第二端處之一第二電壓之至少一上升邊緣，該第三電路之一輸出耦合至該順向電晶體以在偵測到該第二電壓之該上升邊緣後旋即接通該順向電晶體。
  6. 如請求項1之轉換器，其中該第二電路起作用以在該轉換器之一連續傳導模式期間接通及關斷該鉗位電晶體，該轉換器進一步包括用於在一非連續傳導模式期間控制該鉗位電晶體之一第三電路，該第三電路包括：一比較器，其用於偵測跨越該鉗位電晶體之一電壓以識別一低負載電流條件，其中該比較器在該低負載條件期間該第二數位信號之一上升邊緣之後的一第一週期內觸發；一計數器，其經組態以在一評估週期期間對該第一數位信號之上升邊緣之一特定數目進行計數；及邏輯電路，其耦合至該比較器及該計數器，該邏輯電路經組態以用於在判定於該第一週期內觸發該比較器從而證明該低負載電流條件之情況下使該鉗位電晶體保持關斷達一或多個循 環，且其中該邏輯電路進一步經組態以在該評估週期期間在該第一數位信號之預定數目個上升邊緣內在該比較器於該第一週期內未觸發之情況下允許該鉗位電晶體被接通。
  7. 如請求項6之轉換器，其中該第一週期由一單觸發電路設定。
  8. 如請求項6之轉換器，其中上升邊緣之該特定數目為兩個或兩個以上。
  9. 如請求項1之轉換器，其中該順向電晶體及該鉗位電晶體為MOSFET。
  10. 一種二次側開關控制器，其用於在不與一順向轉換器之一個一次側進行任何通信之情況下控制該轉換器中之二次側電晶體，該二次側電晶體包括一順向電晶體及一鉗位電晶體，該順向轉換器包括具有一個一次繞組、一個二次繞組及耦合至該一次繞組之一電源開關之一變壓器，該控制器包括：一第一輸出端子，其用於輸出用於該順向電晶體之一第一控制信號；一第二輸出端子，其用於輸出用於該鉗位電晶體之一第二控制信號；一第一輸入端子，其用於耦合至該二次繞組之一第一端；一第一電路，其耦合至該第一輸入端子、經組態以用於偵測該二次繞組之該第一端處之一第一電壓之上升及下降邊緣，該等上升及下降邊緣對應於該電源開關之接通及關斷，該第一電路在該第一電壓之一上升邊緣後旋即產生一第一數位信號且在該第一電壓之一下降邊緣後旋即產生一第二數位信號；及一第二電路，其接收該第一數位信號及該第二數位信號，該第二電路在偵測到該第二數位信號後旋即接通該鉗位電晶體，該第二電路在針對每一循環偵測到該第一數位信號之前的一預 定時間週期關斷該鉗位電晶體，使得該鉗位電晶體在接通該電源開關之前被關斷。
  11. 如請求項10之控制器，其進一步包括：一第二輸入端子，其用於耦合至該二次繞組之一第二端；及一第三電路，其耦合至該第二輸入端子、經組態以用於偵測該二次繞組之該第二端處之一第二電壓之至少一上升邊緣，該第三電路之一輸出耦合至第一輸出端子以在偵測到該第二電壓之該上升邊緣後旋即接通該順向電晶體。
  12. 如請求項10之控制器，其中該第二電路包括接收該第一數位信號及該第二數位信號之一延遲鎖定環路(DLL)，該DLL具有等於該電源開關之一切換頻率之一頻率且提供等於該鉗位電晶體在該電源開關接通之前關斷之一所要時間之一延遲時間，該DLL具有經耦合以控制該鉗位電晶體接通及關斷之一輸出。
  13. 如請求項12之控制器，其中該DLL包括：一重設設定正反器，其具有控制該鉗位電晶體之接通及關斷之一輸出，該正反器之一設定端子接收該第二數位信號；一比較器，其具有耦合至該正反器之一重設端子之一輸出；一斜坡產生器，其產生斜坡電壓、連接至該比較器之一個輸入，該比較器之一第二輸入連接至一臨限電壓，其中當該斜坡產生器之一電壓位準超過該臨限電壓時，該正反器經觸發以重設其輸出以關斷該鉗位電晶體；一重設電路，其連接至該斜坡產生器以在每一切換循環之開始處以一初始位準重新啟動該斜坡產生器；及一可控制電流產生器，其耦合至該斜坡產生器以基於該延遲時間而改變該斜坡電壓之一上升速率，其中用以關斷該鉗位電晶體之對該比較器之觸發發生於在產 生該第一數位信號之一時間之前的等於該延遲時間之一時間處。
  14. 如請求項13之控制器，其中該可控制電流產生器包括：一跨導放大器，其具有耦合至該斜坡產生器以基於該延遲時間而改變該斜坡電壓之一上升速率之一輸出；一高側第一電流源，其產生一第一電流、耦合至該跨導放大器之一第一輸入；一低側第二電流源，其亦產生該第一電流、耦合至該跨導放大器之該第一輸入；一低側第三電流源，其亦產生該第一電流、耦合至該跨導放大器之該第一輸入；一第一開關，其在偵測到該第一數位信號後旋即將該第二電流源選擇性地耦合至接地達該延遲時間；一第二開關，其將該第三電流源選擇性地耦合至接地達約等於該切換循環減去該延遲時間所得之一時間之一週期；及一電容器，其耦合至該跨導放大器之該第一輸入，其中該第二開關之切換持續時間由該DLL控制，使得施加至該跨導放大器之該第一輸入之一電壓基於該延遲時間而控制該斜坡電壓之該上升速率以致使該鉗位電晶體在產生該第一數位信號之一時間之前的等於該延遲時間之一時間處關斷。
  15. 如請求項10之控制器，其中該第二電路起作用以在該轉換器之一連續傳導模式期間接通及關斷該鉗位電晶體，該控制器進一步包括用於在一非連續傳導模式期間控制該鉗位電晶體之一第三電路，該第三電路包括：一比較器，其用於偵測跨越該鉗位電晶體之一電壓以識別一低負載電流條件，其中該比較器在該低負載條件期間該第二數 位信號之一上升邊緣之後的一第一週期內觸發；一計數器，其經組態以在一評估週期期間對該第一數位信號之上升邊緣之一特定數目進行計數；及邏輯電路，其耦合至該比較器及該計數器，該邏輯電路經組態以用於在判定於該第一週期內觸發該比較器從而證明該低負載電流條件之情況下使該鉗位電晶體保持關斷達一或多個循環，且其中該邏輯電路進一步經組態以在該評估週期期間在該第一數位信號之預定數目個上升邊緣內在該比較器於該第一週期內未觸發之情況下允許該鉗位電晶體被接通。
  16. 如請求項15之控制器，其中該第一週期由一單觸發電路設定。
  17. 如請求項15之控制器，其中上升邊緣之該特定數目為兩個或兩個以上。
  18. 如請求項10之控制器，其中該順向電晶體及該鉗位電晶體為MOSFET。
  19. 如請求項10之控制器，其中該控制器係一經封裝積體電路。
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