TWI829374B - 基於原邊回饋的返馳式電源變換器 - Google Patents

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Abstract

提供了一種基於原邊回饋的返馳式電源變換器，包括變壓器、第一和第二功率開關管、第一和第二電流源、第一、第二、第三、和第四開關管、及開關控制電路。第一、第二、第三、和第四開關管的第一電極分別連接到開關控制電路的第一、第二、第三、和第四輸出端，第二開關管的第二電極連接到第一功率開關管的基極，第四開關管的第二電極連接到第二功率開關管的基極，第二開關管的第三電極接地或連接到第四開關管的第二電極，第四開關管的第三電極接地，第一功率開關管的集極連接到變壓器的一次繞組、基極連接到第二開關管的第二電極、發射極連接到第二功率開關管的基極，第二功率開關管的集極連接到變壓器的一次繞組、發射極經由電流感測電阻接地。

Description

基於原邊回饋的返馳式電源變換器
本發明涉及積體電路領域，尤其涉及一種基於原邊回饋的返馳式電源變換器。
在中小功率電源變換器領域，基於原邊回饋的返馳式電源變換器以其電路簡單、空間體積小、系統成本低、轉換效率高等優勢佔據應用市場的絕對主導地位。今年來，功率開關管(又稱雙極型電晶體)因其良好的開關特性和低廉的價格優勢被廣泛應用於10W以下的小功率市場。
隨著手機、平板電腦等移動設備的功能越來越多，為移動設備供電的電池的容量爆發式增加，並且為移動設備供電的充電器或適配器的輸出功率不斷提高，已經從原來的5W~10W發展到20W、30W、45W、65W甚至更高。如何在低成本的基礎上提高電源變換器的系統整體效率和功率密度，使得電源變換器既滿足充電器或適配器小型化的發展需求也滿足越來越嚴苛的電源能效標準，成為當今研究的重點。
根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，包括變壓器、第一和第二功率開關管、第一和第二電流源、第一、第二、第三、和第四開關管、以及開關控制電路，其中：第一、第二、第三、和第四開關管的第一電極分別連接到開關控制電路的第一、第二、第三、和第四輸出端，第二開關管的第二電極連接到第一功率開關管的基極，第四開關管的第二電極連接到第二功率開關管的基極，第二開關管的第三電極接 地或者連接到第四電力MOS場效電晶體的第二電極，第四開關管的第三電極接地，第一功率電力MOS場效電晶體的集極連接到變壓器的一次繞組、基極連接到第二開關管的第二電極、發射極連接到第二功率開關管的基極，用於第一功率開關管和第二功率開關管的第一驅動電流由第一電流源在第一開關管的控制下提供，第二功率開關管的集極連接到變壓器的一次繞組、基極連接到第四開關管的第二電極、發射極經由電流感測電阻接地，用於第二功率開關管的第二驅動電流由第二電流源在第三開關管的控制下提供。
100A,100B:返馳式電源變換器
102:開關控制電路
104:晶片供電電路
106:回饋控制電路
108:恒壓控制電路
110:恒流控制電路
112:電流感測控制電路
114:振盪器電路
116:邏輯控制電路
118:保護電路
CS:電流感測腳
D1:第一開關管
D2:第二開關管
D3:第三開關管
D4:第四開關管
FB,VDD:引腳
GND:接地腳
IB1:第一驅動電流
IB2:第二驅動電流
Ic:電流
Io:電流常量
Iref:參考電流
Is:原邊電流
ISB1:第一電流源
ISB2:第二電流源
ISBN:基準電流源
OVP:過壓保護
PWM:脈寬調變
Q1:第一功率開關管
Q2:第二功率開關管
Rs:電流感測電阻
T:變壓器
U1,U1A,U1B:控制晶片
UVLO:欠壓鎖定
UVP:欠壓保護
Vcs:電壓
Vref:參考電壓
α:預定係數
從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：圖1A示出了根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器的示例電路圖。
圖1B示出了根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器的另一示例電路圖。
圖2示出了圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的多個信號的工作波形圖。
圖3A示出了圖1A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的控制晶片的示例框圖。
圖3B示出了圖1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的控制晶片的示例框圖。
圖4A示出了與第一/第二電流源和第一/第三開關管有關的電路部分的示例替代實現方式的示意圖。
圖4B示出了與第一/第二電流源和第一/第三開關管有關的電路部分的另一示例替代實現方式的示意圖。
圖4C示出了與第一/第二電流源和第一/第三開關管有關的電路部分的又一示例替代實現方式的示意圖。
圖5示出了圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的第一和第二功率開關管的示例封裝示意圖。
圖6示出了圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的第一和第二功率開關管以及控制晶片的示例封裝示意圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素和部件的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。另外，需要說明的是，這裡使用的用語“A與B連接”可以表示“A與B直接連接”也可以表示“A與B經由一個或多個其他元件間接連接”。
目前，功率開關管只能應用於小功率市場的主要原因在於，功率開關管的導通是電流驅動的，必須有足夠的驅動電流才可以使功率開關管導通。另外，功率開關管的驅動損耗大、導通損耗大、且關斷速度慢，這些因素也限制了其在更高功率市場上的應用。
鑒於上述情況，提出了根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，採用四個開關管來組合驅動功率開關管，以降低功率開關管的驅動電流損耗、提高功率開關管的開通速度和/或關斷速度、和/或降低功率開關管的關斷損耗。
圖1A示出了根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A的示例電路圖。如圖1A所示，基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A包括變壓器T、第一和第二功率開關管Q1和Q2、第一和第二電流源ISB1和ISB2、第一、第二、第三、和第四開關管D1至D4、以及開關 控制電路102，其中：第一、第二、第三、和第四開關管D1至D4的第一電極分別連接到開關控制電路102的第一、第二、第三、和第四輸出端，第一和第三開關管D1和D3的第二電極分別連接到第一和第二電流源ISB1和ISB2，第二開關管D2的第二電極連接到第一開關管D1的第三電極和第一功率開關管Q1的基極，第四開關管D4的第二電極連接到第三開關管D3的第三電極和第二功率開關管Q2的基極，第二和第四開關管D2和D4的第三電極接地，第一功率開關管Q1的集極連接到變壓器T的一次繞組、基極連接到第一開關管D1的第三電極和第二開關管D2的第二電極、發射極連接到第二功率開關管Q2的基極，第二功率開關管Q2的集極連接到變壓器T的一次繞組、基極連接到第三開關管D3的第三電極和第四開關管D4的第二電極、發射極經由電流感測電阻Rs接地。
圖1B示出了根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100B的另一示例電路圖。圖1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100B與圖1A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A在結構上的主要不同在於，第二開關管D2的第三電極連接到第三開關管D3的第三電極和第四開關管D4的第二電極(即，連接到第一功率開關管Q1的發射極和第二功率開關管Q2的基極)，其他部分的連接關係與圖1所示的相應部分相同，在此不再贅述。
圖2示出了圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中的多個信號的工作波形圖，其中，D1至D4分別表示用於驅動第一至第四開關管D1至D4的導通與關斷的驅動信號，IB1表示用於第二功率開關管Q2的第一驅動電流，IB2表示用於第二功率開關管Q2的第二驅動電流，Is表示流過電流感測電阻Rs的原邊電流。
如圖1A/B和圖2所示，在一些實施例中，在一個脈寬調變(Pulse Width Modulation,PWM)開關週期開始時，第一開關管D1從關斷狀態變為導通狀態，第一驅動電流IB1傳導到第一功率開關管Q1的基極，使得第一功率開關管Q1從關斷狀態變為導通狀態；由於第一功率開關管 Q1的發射極連接到第二功率開關管Q2的基極，從第一功率開關管Q1的發射極注入第二功率開關管Q2的基極的電流足以使第二功率開關管Q2從關斷狀態變為導通狀態，從而使得流過電流感測電阻Rs的原邊電流Is增大。當流過電流感測電阻Rs的原邊電流Is達到預定水準時，第一開關管D1從導通狀態變為關斷狀態，第二開關管D2從關斷狀態變為導通狀態，使得第一功率開關管Q1從導通狀態變為關斷狀態；此時第三開關管D3從關斷狀態變為導通狀態，第二驅動電流IB2傳導到第二功率開關管Q2，使得第二功率開關管Q2保持在導通狀態。當流過電流感測電阻Rs的原邊電流Is達到預定水準時，第三開關管D3從導通狀態變為關斷狀態，第四開關管D4從關斷狀態變為導通狀態，使得第二功率開關管Q2從導通狀態變為關斷狀態，直到下一個PWM開關週期開始為止。
如圖1A/1B和圖2所示，在一些實施例中，在第二功率開關管Q2從關斷狀態變為導通狀態的過程中，第一開關管D1和第一功率開關管Q1處於導通狀態且第二、第三、和第四開關管D2至D4處於關斷狀態，第二功率開關管Q2的基極電流由第一電流源ISB1經由第一開關管D1和第一功率開關管Q1提供(即，使用第一驅動電流IB1作為第二功率開關管Q2的驅動電流)。
如圖1A/1B和圖2所示，在一些實施例中，在第二功率開關管Q2處於導通狀態期間，在電流感測電阻Rs的電壓Vcs達到預定設置值之前(即，流過電流感測電阻Rs的原邊電流Is達到預定水準之前)，第一開關管D1和第一功率開關管Q1處於導通狀態且第二、第三、和第四開關管D2至D4處於關斷狀態，第二功率開關管Q2的基極電流由第一電流源ISB1經由第一開關管D1和第一功率開關管Q1提供(即，使用第一驅動電流IB1作為第二功率開關管Q2的驅動電流)。
如圖1A/1B和圖2所示，在一些實施例中，在第二功率開關管Q2處於導通狀態期間，在電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到預定設置值之後(即，流過電流感測電阻Rs的原邊電流Is達到預定水準之後)， 第一開關管D1、第四開關管D4、以及第一功率開關管Q1處於關斷狀態，第二和第三開關管D2和D3處於導通狀態，第二功率開關管Q2的基極電流由第二電流源ISB2經由第三開關管D3提供(即，使用第二驅動電流IB2作為第二功率開關管Q2的驅動電流)。
如圖1A/1B和圖2所示，在一些實施例中，在第二功率開關管Q2處於關斷狀態期間，第一開關管D1、第三開關管D3、以及第一功率開關管Q1處於關斷狀態，第二和第四開關管D2和D4處於導通狀態。
在圖1A/1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中，第一和第二開關管D1和D2用於控制第一驅動電流IB1是否被用作第二功率開關管Q2的驅動電流(第一驅動電流IB1也用作第一功率開關管Q1的驅動電流，所以第一和第二開關管D1和D2實際用於控制第一功率開關管Q1的導通與關斷)，第三和第四開關管D3和D4用於控制第二驅動電流IB2是否被用作第二功率開關管Q2的驅動電流。在第二功率開關管Q2處於導通狀態期間，分時段使用第一和第二驅動電流IB1和IB2作為第二功率開關管Q2的驅動電流。在第二功率開關管Q2從關斷狀態變為導通狀態的過程中，使用第一驅動電流IB1作為第二功率開關管Q2的驅動電流，在這種情況下第一驅動電流IB1要足夠大，使得第二功率開關管Q2能夠迅速進入飽和區，以最大限度地降低第二功率開關管Q2的開通損耗，提高第二功率開關管Q2的開關速度。但是，第二功率開關管Q2的驅動電流過大會降低第二功率開關管Q2的關斷速度，增加第二功率開關管Q2的關斷損耗，因此在第二功率開關管Q2從導通狀態變為關斷狀態的過程開始之前，將第二功率開關管Q2的驅動電流從第一驅動電流IB1切換到第二驅動電流IB2(也稱為預關斷驅動電流)，可以使第二功率開關管Q2處於導通狀態期間存儲在基極區的少數載流子迅速複合以減小第二功率開關管Q2的關斷時間，降低第二功率開關管Q2的關斷損耗，提高返馳式電源變換器100A/100B的系統效率和輸出功率。
具體地，在第二功率開關管Q2從關斷狀態變為導通狀態的 過程中，使用第一驅動電流IB1作為第二功率開關管Q2的驅動電流，由於第一功率開關管Q1的放大作用，第二功率開關管Q2的基極電流為hfe* IB1(hfe是第一功率開關管Q1的放大倍數)，較大的基極電流促使第二功率開關管Q2迅速進入飽和區，降低了第二功率開關管Q2的開通損耗；在第二功率開關管Q2處於導通狀態期間，流過電流感測電阻Rs的原邊電流Is=Ic+hfe* IB1(Ic是流過變壓器T的一次繞組的電流)；電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到預定設置值(例如，電流感測電阻Rs上的最大電壓值Vcsmax的90%)之後，使用第二驅動電流IB2作為第二功率開關管Q2的驅動電流，由於IB2<<IB1，所以在使用第二驅動電流IB2維持第二功率開關管Q2處於導通狀態期間，第二功率開關管Q2存儲在基極區的載流子較少，第二功率開關管Q2關斷時其基極區較少的載流子能迅速複合以減小第二功率開關管Q2的關斷時間，降低第二功率開關管Q2的關斷損耗。
圖3A示出了圖1A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A中的控制晶片U1A的示例框圖。圖3B示出了圖1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100B中的控制晶片U1B的示例框圖。下面為了簡單，將控制晶片U1A和U1B統稱為控制晶片U1。如圖3A/3B所示，第一至第四開關管D1至D4以及開關控制電路102可以被包括在控制晶片U1中，並且控制晶片U1還可以包括：
晶片供電電路104：連接到控制晶片U1的VDD引腳，包括欠壓鎖定(Under Voltage Lock Out,UVLO)、過壓保護(Over Voltage Protection,OVP)、參考電壓與參考電流(Vref&Iref)三部分，用於為晶片內部電路提供工作電壓、參考電壓Vref、以及參考電流Iref。當VDD引腳處的電壓超過UVLO電壓後，晶片內部電路開始工作。當VDD引腳處的電壓超過OVP閾值時，晶片內部電路進入自動恢復保護狀態，以防止控制晶片U1損壞。
回饋控制電路106：連接到控制晶片U1的FB引腳、恒壓(Constant Pressure,CV)控制電路108、以及邏輯控制電路116，包括取樣 器、誤差放大器(Error Amplifier,EA)、壓降補償、以及輸出過壓/欠壓保護(OVP/UVP)等部分。取樣器根據從變壓器T的輔助繞組接收到的、表徵變壓器T的二次繞組上的系統輸出電壓的輸出電壓回饋信號，生成輸出電壓取樣信號並將輸出電壓取樣信號提供給運算放大器。運算放大器根據輸出電壓取樣信號和參考電壓Vref生成誤差放大信號，並將誤差放大信號提供給恒壓(CV)控制電路108和壓降補償部分。壓降補償部分基於誤差放大信號生成壓降補償信號(此環路為正回饋)。輸出OVP和UVP部分根據輸出電壓回饋信號生成OVP信號和UVP信號，並將OVP信號和UVP信號提供給邏輯控制電路116。
CV控制電路108：連接到控制晶片U1的CS引腳和回饋控制電路106，用於控制基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B的輸出電壓恒定。
恒流(Constant Current,CC)控制電路110：連接到控制晶片U1的FB引腳和邏輯控制電路116，用於控制基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B的輸出電流恒定，並且可以通過電流感測電阻Rs來調整基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B的輸出電流的大小。
電流感測控制電路112：連接到控制晶片U1的CS電流感測腳和邏輯控制電路116，包括前沿消隱(Leading-Edge Blanking,LEB)和過流保護(Over Current Protection,OCP)比較器兩個部分，用於實現基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B的過流保護。
振盪器(Oscillator,OSC)電路114：用於產生高頻鋸齒波信號提供給邏輯控制電路116，供邏輯控制電路116用以生成占空比可調的方波信號。
邏輯控制電路116：用於將來自各個電路模組的輸入信號進行邏輯分析，輸出邏輯控制信號給開關控制電路102。
保護電路118：用於在檢測到異常故障資訊時，使控制晶片U1進入自動恢復保護狀態，避免控制晶片U1損壞。
這裡，需要說明的是，開關控制電路102用於根據邏輯控制電路116提供的邏輯控制信號產生分別用於控制第一至第四開關管D1至D4的導通與關斷的四個控制信號，第一至第四開關管D1至D4在開關控制電路102的控制下導通和關斷，從而形成第一和第二驅動電流IB1和IB2。第一至第四開關管D1、D2、D3、D4可以採用N型金屬氧化物半導體場效應電晶體(N-Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,N-MOSFET)或雙極型電晶體(Bipolar Junction Transistor,BJT)來實現。第一和第三開關管D1和D3也可以採用P型金屬氧化物半導體場效應電晶體(P-Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET,P-MOSFET)來實現。
在圖1A/B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中，雖然第一電流源ISB1和第一開關管D1被示出為直接連接在一起，但是第一電流源ISB1並不是一定要直接連接一個開關管，只要第一電流源ISB1能夠在功率開關管Q2處於導通狀態時提供第一驅動電流IB1，在功率開關管Q2處於關斷狀態時不提供第一驅動電流IB1即可；類似地，雖然第二電流源ISB2和第三開關管D3被示出為直接連接在一起，但是第二電流源ISB2並不是一定要直接連接一個開關管，只要第二電流源ISB2能夠在功率開關管Q2處於導通狀態時提供第二驅動電流IB2，在功率開關管Q2處於關斷狀態時不提供第二驅動電流IB2即可。另外，第一驅動電流IB1可以是斜坡上升電流、恒定電流、或者隨流過電流感測電阻Rs的原邊電流Is以一定比例關係變化的電流，即ISB1=Io+α *Is，其中，Io是一個電流常量，α是預定係數；第二驅動電流IB2可以是恒定電流。
換句話說，圖1A/B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中與第一/第二電流源ISB1/ISB2和第一/第三開關管D1/D3有關的電路部分也可以實現為其他形式，其中，用於第一功率開關管Q1和第二功率開關管Q2的第一驅動電流IB1由第一電流源ISB1在第一開關管D1的控制下提供，用於第二功率開關管Q2的第二驅動電流IB2由第二電流源ISB2在第三開關管D3的控制下提供。
圖4A示出了與第一/第二電流源ISB1/ISB2和第一/第三開關管D1/D3有關的電路部分的示例替代實現方式的示意圖。如圖4A所示，第一/第二驅動電流IB1/IB2由第一/第二電流源ISB1/ISB2在第一/第三開關管D1/D3的控制下提供，其中：當第一/第三開關管D1/D3處於導通狀態時，第一/第二電流源ISB1/ISB2的電流全部流經第一/第三開關管D1/D3並用作第一/第二驅動電流IB1/IB2；當第一/第三開關管D1/D3處於關斷狀態時，第一/第二電流源ISB1/ISB2的電流不流過第一/第三開關管D1/D3，第一/第二驅動電流IB1/IB2為零。在這種情況下，第一/第三開關管D1/D3的面積相對較大。
圖4B示出了與第一/第二電流源ISB1/ISB2和第一/第三開關管D1/D3有關的電路部分的另一示例替代實現方式的示意圖。如圖4B所示，第一/第二電流源ISB1/ISB2被實現為鏡像電流源，用於鏡像電流源的基準電流源ISBN在第一/第三開關管D1/D3的控制下被包括在鏡像電流源中或不被包括在鏡像電流源中，其中：當第一/第三開關管D1/D3處於導通狀態時，基準電流源ISBN的電流經鏡像產生作為第一/第二電流源ISB1/ISB2的鏡像電流，基準電流源ISBN的電流僅為第一驅動電流IB1的1/n；當第一/第三開關管D1/D3處於關斷狀態時，基準電流源ISBN的電流不被鏡像，第一/第二驅動電流IB1/IB2為零。在這種情況下，流經第一開關管D1的電流比較小，第一開關管D1的面積相對圖4A所示的情況大大減小。
圖4C示出了與第一/第二電流源ISB1/ISB2和第一/第三開關管D1/D3有關的電路部分的又一示例替代實現方式的示意圖。如圖4C所示，第一/第二電流源ISB1/ISB2被實現為鏡像電流源，第一/第三開關管D1/D3用於鏡像電流源的開關控制，其中：當第一/第三開關管D1/D3處於導通狀態時，用於第一/第二電流源ISB1/ISB2的基準電流源ISBN的電流經鏡像產生作為第一/第二電流源ISB1/ISB2的鏡像電流，基準電流源ISBN的電流僅為第一驅動電流IB1的1/n；當第一/第三開關管D1/D3處於關斷狀態時，基準電流源ISBN的電流不被鏡像。在這種情況下，流經第一/第三開關管D1/D3的電流是第一驅動電流IB1的1/n，第一/第三開關管D1/D3的面積相對圖4A所 示的情況大大減小。
在一些實施例中，可以通過第一開關控制電路來控制第一和第二開關管D1和D2的導通與關斷，並通過第二開關控制電路來控制第三和第四開關管D3和D4的導通與關斷。另外，第一和第二功率開關管Q1和Q2可以是兩個獨立的功率開關管，也可以形成在一個晶片封裝中；或者控制晶片U1可以與第一和第二功率開關管Q1和Q2形成在一個三晶片封裝中。
圖5示出了圖1A/B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中的第一和第二功率開關管Q1和Q2的示例封裝示意圖。如圖5所示，第一和第二功率開關管Q1和Q2可以被包括在同一個單基島晶片封裝中(其中，第一和第二功率開關管Q1和Q2的集極相連)，並且該單基島晶片封裝的詳細引腳資訊如下：1引腳為第一電流引腳，用於接收第一驅動電流IB1，連接到第一功率開關管Q1的基極區；2引腳為第二電流引腳，用於接收第二驅動電流IB2，連接到第一功率開關管Q1的發射極區和第二功率開關管Q2的基極區；3/4引腳為發射極引腳，連接到第二功率開關管Q2的發射極區，為了增大散熱面積、降低溫度，可以採用多根打線、多引腳封裝，例如分別通過兩組打線連接兩個引腳，每組打線包含的打線的具體根數可以根據第二功率開關管Q2的發射極區的面積確定；5~8引腳為集極引腳，連接到第一和第二功率開關管Q1和Q2的集極區，為了散熱和印刷電路板佈局方便，採用多引腳封裝，第一和第二功率開關管Q1和Q2的集極區位於電晶體背面，所以第一和第二功率開關管Q1和Q2可以採用導電膠和晶片基島連接，無需打線，阻抗最小。
圖6示出了圖1A/B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A/100B中的第一和第二功率開關管Q1和Q2以及控制晶片U1的示例封裝示意圖。如圖6所示，第一和第二功率開關管Q1和Q2採用平鋪形 式封裝，控制晶片U1和第二功率開關管Q2採用疊代形式封裝。具體的封裝形式可以根據基島個數和形狀進行調整，不局限於8引腳封裝形式。圖6所示的示例封裝的詳細引腳資訊如下：1、2、3引腳為用於控制晶片U1的控制引腳，連接到控制晶片U1的內部焊墊；4引腳為發射極引腳，連接到第二功率開關管Q2的發射極區，為了增大散熱面積、降低溫度，可以採用多根打線方式降低打線阻抗，打線的具體根數可以根據第二功率開關管Q2的發射極區的面積確定；5~8引腳為集極引腳，連接到第一和第二功率開關管Q1和Q2的集極區，為了散熱和印刷電路板佈局方便，採用多引腳封裝，第一和第二功率開關管Q1和Q2的集極區位於電晶體背面，採用導電膠和基島連接，無需打線，阻抗最小。
圖6所示的示例封裝可以增加多餘引腳，不增加系統引腳成本，整個系統電路簡單、週邊器件少、系統成本低。
綜上所述，在根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中，採用四個開關管來組合驅動功率開關管，降低了功率開關管的驅動電流損耗，提高了功率開關管的開通速度。另外，通過在功率開關管從導通狀態變為關斷狀態過程開始之前設置預關斷驅動電流，減少了功率開關管處於導通狀態期間基極區的載流子，使得關斷時能迅速抽取功率開關管的基極區中剩餘的少數載流子，提高關斷速度，降低關斷損耗，從而可以提高功率開關管在中功率系統上的應用範圍。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變都被包括在本發明的範圍中。
100A:返馳式電源變換器
102:開關控制電路
CS:電流感測腳
D1:第一開關管
D2:第二開關管
D3:第三開關管
D4:第四開關管
FB,VDD:引腳
GND:接地腳
IB1:第一驅動電流
IB2:第二驅動電流
Ic:電流
Is1:第一功率開關管Q1發射極電流
Is2:第二功率開關管Q2發射極電流
ISB1:第一電流源
ISB2:第二電流源
Q1:第一功率開關管
Q2:第二功率開關管
U1A:控制晶片

Claims (15)

  1. 一種基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其特徵在於，包括變壓器、第一和第二功率開關管、第一和第二電流源、第一、第二、第三、和第四開關管、以及開關控制電路，其中：所述第一、第二、第三、和第四開關管的第一電極分別連接到所述開關控制電路的第一、第二、第三、和第四輸出端，所述第二開關管的第二電極連接到所述第一功率開關管的基極，所述第四開關管的第二電極連接到所述第二功率開關管的基極，所述第二開關管的第三電極接地或者連接到所述第四開關管的第二電極，所述第四開關管的第三電極接地，所述第一功率開關管的集極連接到所述變壓器的一次繞組、基極連接到所述第二開關管的第二電極、發射極連接到所述第二功率開關管的基極，用於所述第一功率開關管和所述第二功率開關管的第一驅動電流由所述第一電流源在所述第一開關管的控制下提供，所述第二功率開關管的集極連接到所述變壓器的一次繞組、基極連接到所述第四開關管的第二電極、發射極經由電流感測電阻接地，用於所述第二功率開關管的第二驅動電流由所述第二電流源在所述第三開關管的控制下提供。
  2. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，在所述第二功率開關管從關斷狀態變為導通狀態的過程中，所述第一開關管和所述第一功率開關管處於導通狀態且所述第二、第三、和第四開關管處於關斷狀態，所述第二功率開關管的基極電流由所述第一電流源經由所述第一開關管和所述第一功率開關管提供。
  3. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，在所述第二功率開關管處於導通狀態期間，在所述電流感測電阻上的電壓達到預定設置值之前，所述第一開關管和所述第一功率開關管處於導通狀態且所述第二、第三、和第四開關管處於關斷狀態，所述第二功率 開關管的基極電流由所述第一電流源經由所述第一開關管和所述第一功率開關管提供。
  4. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，在所述第二功率開關管處於導通狀態期間，在所述電流感測電阻上的電壓達到預定設置值之後，所述第一開關管、所述第四開關管、以及所述第一功率開關管處於關斷狀態，所述第二和第三開關管處於導通狀態，所述第二功率開關管的基極電流由所述第二電流源經由所述第三開關管提供。
  5. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，在所述第二功率開關管處於關斷狀態期間，所述第一開關管、所述第三開關管、以及所述第一功率開關管處於關斷狀態，所述第二和第四開關管處於導通狀態。
  6. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第一、第二、第三、和第四開關管被實現為功率開關管或場效應電晶體。
  7. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，還包括控制晶片，所述第一、第二、第三、和第四開關管以及所述開關控制電路被包括在所述控制晶片中。
  8. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第一和第二功率開關管被包括在同一個單基島晶片封裝中。
  9. 如請求項8所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述單基島晶片封裝具有第一電流引腳、第二電流引腳、至少一個發射極引腳、以及至少一個集極引腳。
  10. 如請求項7所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第一和第二功率開關管以及所述控制晶片被包括在同一個晶片封裝中。
  11. 如請求項10所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器， 其中，所述第一和第二功率開關管採用平鋪形式封裝，並且所述控制晶片和所述第二功率開關管採用疊代形式封裝。
  12. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第一開關管的第二電極連接到所述第一電流源，並且所述第一開關管的第三電極連接到所述第二開關管的第二電極。
  13. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第三開關管的第二電極連接到所述第二電流源，並且所述第三開關管的第三電極連接到所述第四開關管的第二電極。
  14. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第一電流源被實現為鏡像電流源，所述第一開關管用於控制用於所述第一電流源的基準電流源是否被包括在所述鏡像電流源中或者用於實現所述鏡像電流源的開關控制。
  15. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第二電流源被實現為鏡像電流源，所述第三開關管用於控制用於所述第二電流源的基準電流源是否被包括在所述鏡像電流源中或者用於實現所述鏡像電流源的開關控制。
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