TWI826145B - 基於原邊回饋的返馳式電源變換器 - Google Patents

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Abstract

提供了一種基於原邊回饋的返馳式電源變換器，包括變壓器、第一和第二功率開關管、電流源、第一、第二、和第三開關管、射極開關管、以及開關控制電路。第一、第二、和第三開關管的第一電極分別連接到開關控制電路的第一、第二、和第三輸出端，第二開關管的第二電極連接到第一功率開關管的基極、第三電極連接到第二功率開關管的基極或接浮地，第三開關管的第二電極連接到第二功率開關管的基極、第三電極接浮地，第一功率開關管的集極連接到母線電壓或變壓器的一次繞組、基極連接到第二開關管的第二電極、發射極連接到第二功率開關管的基極，用於第一功率開關管的驅動電流由電流源在第一開關管的控制下提供。

Description

基於原邊回饋的返馳式電源變換器
本發明涉及積體電路領域，尤其涉及一種基於原邊回饋的返馳式電源變換器。
在中小功率電源變換器領域，基於原邊回饋的返馳式電源變換器以其電路簡單、空間體積小、系統成本低、轉換效率高等優勢佔據應用市場的絕對主導地位。近年來，功率開關管(又稱雙極型電晶體)因其良好的開關特性和低廉的價格優勢被廣泛應用於10W以下的小功率市場。
隨著手機、平板電腦等移動設備的功能越來越多，為移動設備供電的電池的容量爆發式增加，並且為移動設備供電的充電器或適配器的輸出功率不斷提高，已經從原來的5W~10W發展到20W、30W、45W、65W甚至更高。如何在低成本的基礎上提高電源變換器的系統整體效率和功率密度，使得電源變換器既滿足充電器或適配器小型化的發展需求也滿足越來越嚴苛的電源能效標準，成為當今研究的重點。
根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，包括包括變壓器、第一和第二功率開關管、電流源、第一、第二、和第三開關管、射極開關管、以及開關控制電路，其中：第一、第二、和第三開關管的第一電極分別連接到開關控制電路的第一、第二、和第三輸出端，第二開關管的第二電極連接到第一功率開關管的基極、第三電極連接到第二功率開關管的基極或接浮地，第三開關管的第二電極連接到第二功率開關管的基極、第三電極接浮地，第一功率開關管的集極連接到母線電壓或變壓器的一次繞組、基極連接到第二開關管的第二電極、發射極連接到第二 功率開關管的基極，用於第一功率開關管的驅動電流由電流源在第一開關管的控制下提供，第二功率開關管的集極連接到母線電壓或變壓器的一次繞組、基極連接到第三開關管的第二電極、發射極連接到射極開關管的第二電極，並且射極開關管的第一電極連接到開關控制電路的第四輸出端、第二電極連接到第二功率開關管的發射極、第三電極連接到電流感測電阻並接浮地或經由電流感測電阻接變壓器的原邊側地。
1,2,3,4,5,6,7,8,FB,GND,SW:引腳
100A,100B,200A,200B,300A,300B,400B:返馳式電源變換器
102:開關控制電路
104:晶片供電電路
106:回饋控制電路
108:恒壓控制電路
110:恒流控制電路
112:電流感測控制電路
114:振盪器電路
116:邏輯控制電路
118:保護電路
CS:電流感測腳
D1:第一開關管
D2:第二開關管
D3:第三開關管
IB1,IBase:驅動電流
Ic:原邊電流
Ics:電流
IQ3:Q3漏極電流
IQ4:啟動時VDD充電電流
Iref:參考電流
IS1:Q1發射極電流
IS2:發射極電流
ISB1:電流源
ISBN:基準電流源
NAUX:輔助繞組
Np:一次繞組
Ns:二次繞組
Q1:第一功率開關管
Q2:第二功率開關管
Q3:射極開關管
Q4:開關管
Rs:電流感測電阻
Rst:啟動電阻
T:變壓器
U,U1A,U1B,U2A,U2B,U3A,U3B,U4A,U4B:控制晶片
Vbulk:母線電壓
Vcs:電壓
VD1,VD2,VQ3,VQ4:驅動信號
VDD:引腳
Vref:參考電壓
從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：圖1A示出了根據本發明第一實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器的示例電路圖。
圖1B示出了根據本發明第一實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器的另一示例電路圖。
圖2A示出了根據本發明第二實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器的示例電路圖。
圖2B示出了根據本發明第二實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器的另一示例電路圖。
圖3A示出了根據本發明第三實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器的示例電路圖。
圖3B示出了根據本發明第三實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器的另一示例電路圖。
圖4A示出了根據本發明第四實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器的示例電路圖。
圖4B示出了根據本發明第四實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器的另一示例電路圖。
圖5A和5B示出了圖1A至4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的多個信號的工作波形圖。
圖6A示出了圖1A、2A、3A、4A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的控制晶片的示例框圖。
圖6B示出了圖1B、2B、3B、4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的控制晶片的示例框圖。
圖7A示出了與電流源和第一開關管有關的電路部分的示例實現方式的示意圖。
圖7B示出了與電流源和第一開關管有關的電路部分的另一示例實現方式的示意圖。
圖8示出了圖1A至4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的第一和第二功率開關管的示例封裝示意圖。
圖9示出了圖1A至4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的第一和第二功率開關管以及控制晶片的示例封裝示意圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素和部件的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。另外，需要說明的是，這裡使用的用語“A與B連接”可以表示“A與B直接連接”也可以表示“A與B經由一個或多個其他元件間接連接”。
目前，功率開關管只能應用於小功率市場的主要原因在於，功率開關管的導通是電流驅動的，必須有足夠的驅動電流才可以使功率開關管導通。另外，功率開關管的驅動損耗大、導通損耗大、且關斷速度慢，這些因素也限制了其在更高功率市場上的應用。
鑒於上述情況，提出了根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，採用三個開關管來組合驅動功率開關管，以降低功率開關管的驅動電流損耗、提高功率開關管的開通速度和/或關斷速度、和/或降低功率開關管的關斷損耗。
圖1A示出了根據本發明第一實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A的示例電路圖。如圖1A所示，基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A包括變壓器T、第一和第二功率開關管Q1和Q2、電流源ISB1、第一、第二、和第三開關管D1至D3、射極開關管Q3、以及開關控制電路102，其中：第一、第二、和第三開關管D1至D3的第一電極分別連接到開關控制電路102的第一、第二、和第三輸出端；第一開關管D1的第二電極連接到電流源ISB1、第三電極連接到第二開關管的第二電極和第一功率開關管Q1的基極；第二開關管D2的第二電極連接到第一開關管D1的第三電極和第一功率開關管Q1的基極、第三電極連接到第三開關管D3的第二電極和第二功率開關管Q2的基極；第三開關管D3的第二電極連接到第二開關管D2的第三電極和第二功率開關管Q2的基極、第三電極接浮地；第一功率開關管Q1的集極連接到母線電壓Vbulk、基極連接到第一開關管D1的第三電極和第二開關管D2的第二電極、發射極連接到第二功率開關管Q2的基極；第二功率開關管Q2的集極連接到母線電壓Vbulk、基極連接到第二開關管D2的第三電極和第三開關管D3的第二電極、發射極連接到射極開關管Q3的第二電極；射極開關管Q3的第一電極連接到開關控制電路102的第四輸出端、第二電極連接到第二功率開關管Q2的發射極、第三電極連接到電流感測電阻Rs並接浮地。
圖1B示出了根據本發明第一實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100B的示例電路圖。圖1B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100B與圖1A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A在結構上的主要不同在於，第二開關管D2的第三電極接浮地(而不是連 接到第三開關管D3的第二電極和第二功率開關管Q2的基極)，其他部分的連接關係與圖1A所示的相應部分相同，在此不再贅述。
圖2A示出了根據本發明第二實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器200A的示例電路圖。圖2A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器200A與圖1A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A在結構上的主要不同在於，第二功率開關管Q2的基極經由啟動電阻Rst連接到母線電壓Vbulk(在圖1A中，第一功率開關管Q1的基極經由啟動電阻Rst連接到母線電壓Vbulk)，其他部分的連接關係與圖1A所示的相應部分相同，在此不再贅述。
圖2B示出了根據本發明第二實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器200B的示例電路圖。圖2B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器200B與圖2A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器200A在結構上的主要不同在於，第二開關管D2的第三電極接浮地(而不是連接到第三開關管D3的第二電極和第二功率開關管Q2的基極)，其他部分的連接關係與圖2A所示的相應部分相同，在此不再贅述。
在圖1A至2B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A至200B中，僅使用變壓器T的一次繞組Np和二次繞組Ns即可實現對於第一和第二功率開關管Q1和Q2的導通與關斷的控制。
在一些實施例中，可以進一步增加變壓器T的輔助繞組NAUX作為遮罩繞組，來降低電磁干擾。例如，用於回饋取樣的分壓網路可以連接在變壓器T的輔助繞組NAUX和用於控制第一和第二功率開關管Q1和Q2的導通與關斷的控制晶片的GND引腳之間。此時，變壓器T的輔助繞組NAUX不是供電繞組，和變壓器T的一次繞組Np和二次繞組Ns沒有絕對的匝數比例關係，僅作為遮罩層存在，其匝數根據電磁干擾測試結果調整。
圖3A示出了根據本發明第三實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器300A的示例電路圖。圖3A所示的基於原邊回饋的返馳式 電源變換器300A與圖1A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A在結構上的主要不同在於，第一功率開關管Q1和第二功率開關管Q2的集極連接到變壓器T的一次繞組Np的第一端，變壓器T的原繞繞組Np的第二端連接到母線電壓Vbulk；分壓電阻網路連接在變壓器T的輔助繞組NAUX的第一端和浮地之間，變壓器T的輔助繞組NAUX的第二端連接到變壓器T的原邊側地；電流感測電阻Rs一端連接到射極開關管Q3的第三電極並接浮地、另一端接變壓器T的原邊側地，其他部分的連接關係和圖1A所示的相應部分相同，在此不再贅述。
圖3B示出了根據本發明第三實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器300B的示例電路圖。圖3B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器300B與圖3A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器300A在結構上的主要不同在於，第二開關管D2的第三電極接浮地(而不是連接到第三開關管D3的第二電極和第二功率開關管Q2的基極)，其他部分的連接關係與圖3A所示的相應部分相同，在此不再贅述。
圖4A示出了根據本發明第四實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器400A的示例電路圖。圖4A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器400A與圖3A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器300A在結構上的主要不同在於，第二功率開關管Q2的基極經由啟動電阻Rst連接到母線電壓Vbulk(在圖3A中，第一功率開關管Q1的基極經由啟動電阻Rst連接到母線電壓Vbulk)，其他部分的連接關係與圖3A所示的相應部分相同，在此不再贅述。
圖4B示出了根據本發明第四實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器400B的示例電路圖。圖4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器400B與圖4A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器400A在結構上的主要不同在於，第二開關管D2的第三電極接浮地(而不是連接到第三開關管D3的第二電極和第二功率開關管Q2的基極)，其他部分的連接關係與圖4A所示的相應部分相同，在此不再贅述。
在圖1A至4B所示的任意一個基於原邊回饋的返馳式電源變換器中，第一至第三開關管D1至D3、開關控制電路102、以及射極開關管Q3可以被包括在用於控制第一和第二功率開關管Q1和Q2的導通與關斷的控制晶片U1A至U4B中的相應控制晶片中。下面為了描述方便，將控制晶片U1A至U4B統稱為控制晶片U。在這種情況下，第二功率開關管Q2的集極可以經由控制晶片U的SW引腳連接到射極開關管Q3的第二電極，射極開關管Q3可以經由控制晶片U的GND引腳(即，控制晶片U內部的浮地)連接到電流感測電阻Rs，形成功率回路的電流通路。對於本領域技術人員來顯而易見的是，本發明可以在不需要結合圖1A至圖4B所述的這些具體細節中的一些細節的情況下實施。
圖5A和5B示出了圖1A至4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中的多個信號的工作波形圖，其中，VD1至VD3分別表示用於驅動第一至第三開關管D1至D3的導通與關斷的驅動信號，IB1是用於第一功率開關管Q1的驅動電流，IBase表示用於第二功率開關管Q2的驅動電流，VQ3表示用於射極開關管Q3的驅動信號，VQ4表示用於給VDD引腳充電的控制開關管Q4的驅動信號(開關管Q4用於控制對控制晶片U的VDD引腳連接的VDD供電電容的充放電)，VDD表示控制晶片U的VDD引腳處的電壓，Ic表示用於功率回路的原邊電流，Vcs表示電流感測電阻Rs上的電壓。
具體地，圖5A示出了圖1A至1D所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A至400B處於非充電工作週期時的多個信號的工作波形圖。如圖5A所示，在控制晶片U的VDD供電電容處於非充電狀態的工作週期(即，非充電工作週期)中，射極開關管Q3一直處於導通狀態，VDD充電控制開關管Q4一直處於關斷狀態。另外，圖5B示出了圖1A至1D所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A至400B處於充電工作週期時的多個信號的工作波形圖。如圖5B所示，在控制晶片U的VDD供電電容處於充電狀態的工作週期(即，充電工作週期)中，射極 開關管Q3在第二功率開關管Q2從導通狀態變為關斷狀態的過程開始之前從導通狀態變為關斷狀態，第二功率開關管Q2的發射極電流IS2經由VDD充電控制開關管Q4給VDD供電電容充電並且維持控制晶片U的工作電流。
如圖1A至4B和圖5A和5B所示，在一些實施例中，在第二功率開關管Q2從關斷狀態變為導通狀態的過程中，第一開關管D1和第一功率開關管Q1處於導通狀態且第二和第三開關管D2和D3處於關斷狀態，第二功率開關管Q2的基極電流由電流源ISB1經由第一開關管D1和第一功率開關管Q1提供。
如圖1A至4B和圖5A和5B所示，在一些實施例中，在第二功率開關管Q2處於導通狀態期間，在電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到預定設置值之前，第一開關管D1和第一功率開關管Q1處於導通狀態且第二和第三開關管D2和D3處於關斷狀態，第二功率開關管Q2的基極電流由電流源ISB1經由第一開關管D1和第一功率開關管Q1提供。
如圖1A至4B和圖5A和5B所示，在一些實施例中，在第二功率開關管Q2處於導通狀態期間，在電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到預定設置值之後，第一開關管D1、第三開關管D3、以及第一功率開關管Q1處於關斷狀態，第二開關管D2處於導通狀態，第二功率開關管Q2的基極處於浮空狀態，第二功率開關管Q2的基區少數載流子維持第二功率開關管Q2處於導通狀態。
如圖1A至4B和圖5A和5B所示，在一些實施例中，在第二功率開關管Q2處於關斷狀態期間，第一開關管D1以及第一功率開關管Q1處於關斷狀態，第二和第三開關管D2和D3處於導通狀態。
如圖1A至4B和圖5A和5B所示，在一些實施例中，在一個脈寬調變(Pulse Width Modulation,PWM)開關週期開始時，第一開關管D1從關斷狀態變為導通狀態，第二和第三開關管D2和D3處於關斷狀態，驅動電流IB1傳導到第一功率開關管Q1的基極，使得第一功率開關管 Q1從關斷狀態變為導通狀態。由於第一功率開關管Q1的發射極連接到第二功率開關管Q2的基極，從第一功率開關管Q1的發射極注入第二功率開關管Q2的基極的電流足以使第二功率開關管Q2從關斷狀態變為導通狀態，從而使得流過電流感測電阻Rs的電流增大。當電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到第一預定水準時，第一開關管D1從導通狀態變為關斷狀態，第二開關管D2從關斷狀態變為導通狀態，第三開關管仍處於關斷狀態，使得第一功率開關管Q1從導通狀態變為關斷狀態，第二功率開關管Q2的基極處於浮空狀態，第二功率開關管Q2的基區少數載流子維持第二功率開關管Q2處於導通狀態。當電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到第二預定水準時，第一開關管D1仍處於關斷狀態，第二開關管D2仍處於導通狀態，第三開關管D3從關斷狀態變為導通狀態，使得第二功率開關管Q2從導通狀態變為關斷狀態，直到下一個PWM開關週期開始為止。
在圖1A至4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A至400B中，當控制晶片U的VDD引腳處的電壓超過供電電壓預設值時，無需對VDD供電電容充電，射極開關管Q3處於導通狀態，VDD充電控制開關管Q4處於關斷狀態，VDD供電電容給控制晶片U供電；當控制晶片U的VDD引腳處的電壓低於供電電壓預設值時，射極開關管Q3處於關斷狀態，VDD充電控制開關管Q4處於導通狀態，第二功率開關管Q2的發射極電流IS2給VDD供電電容充電並且維持控制晶片U的工作電流。
在圖1A至4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A至400B中，第一和第二開關管D1和D2用於控制第一功率開關管Q1的導通與關斷，第三開關管D3用於控制第二功率開關管Q2的關斷。在第二功率開關管Q2從關斷狀態變為導通狀態的過程中，使用驅動電流IB1作為用於第二功率開關管Q2的驅動電流，在這種情況下驅動電流IB1要足夠大，使得第二功率開關管Q2能夠迅速進入飽和區，以最大限度地降低第二功率開關管Q2的開通損耗，提高第二功率開關管Q2的開關速 度。在第二功率開關管Q2處於導通狀態期間，仍然使用驅動電流IB1作為用於第二功率開關管Q2的驅動電流。但是，用於第二功率開關管Q2的驅動電流過大會降低第二功率開關管Q2的關斷速度，增加第二功率開關管Q2的關斷損耗。因此，在第二功率開關管Q2從導通狀態變為關斷狀態的過程開始之前，當電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到第一預定水準時，第一開關管D1從導通狀態變為關斷狀態，第二開關管D2從關斷狀態變為導通狀態，第三開關管D3仍然處於關斷狀態，第二功率開關管Q2的基極處於浮空狀態，此時僅有第二功率開關管Q2的基區少數載流子維持第二功率開關管Q2的導通狀態；當電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到第二預定水準時，第一開關管D1仍然處於關斷狀態，第二開關管D2仍然處於導通狀態，第三開關管D3從關斷狀態變為導通狀態，第二功率開關管Q2存儲在基極區的少數載流子迅速複合以減小第二功率開關管Q2的關斷時間，降低第二功率開關管Q2的關斷損耗，提高基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A至400B的系統效率和輸出功率。
具體地，在第二功率開關管Q2從關斷狀態變為導通狀態的過程中，使用驅動電流IB1作為用於第二功率開關管Q2的驅動電流，由於第一功率開關管Q1的放大作用，第二功率開關管Q2的基極電流為hfe*IB1(hfe是第一功率開關管Q1的放大倍數)，較大的基極電流促使第二功率開關管Q2迅速進入飽和區，降低了第二功率開關管Q2的開通損耗；在第二功率開關管Q2處於導通狀態期間，流過電流感測電阻Rs的電流Ics=Ic+hfe*IB1(Ic是功率回路的原邊電流)；在電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到預定設置值(例如，電流感測電阻Rs上的最大電壓值Vcsmax的90%)之後，第二功率開關管Q2的基極處於浮空狀態，此時僅有第二功率開關管Q2的基區少數載流子維持第二功率開關管Q2的導通狀態；當電流感測電阻Rs上的電壓Vcs達到第二預定水準(例如，電流感測電阻Rs上的最大電壓值Vcsmax)之後，第二功率開關管Q2存儲在基區的少數載流子迅速複合，減少了第二功率開關管Q2的關斷時間，並降低了 第二功率開關管Q2的關斷損耗。
圖6A示出了圖1A、2A、3A、4A所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A、200A、300A、400B中的控制晶片U1A、U2A、U3A、U4A的示例框圖。圖6B示出了圖1B、2B、3B、4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100B、200B、300B、400B中的控制晶片U1B、U2B、U3B、U4B的示例框圖。如上所述，為了描述方便，可以將控制晶片U1A至U4A和U1B至U4B統稱為控制晶片U。如圖6A和6B所示，除了第一至第三開關管D1至D3、開關控制電路102、以及射極開關管Q3可以被包括在控制晶片U中以外，控制晶片U還可以包括：
晶片供電電路104：連接到控制晶片U的VDD引腳，包括欠壓保護(Under Voltage Lock Out,UVLO)、過壓保護(Over Voltage Protection,OVP)、參考電壓與參考電流(Vref&Iref)三部分，用於為晶片內部電路提供工作電壓、參考電壓Vref、以及參考電流Iref。當VDD引腳處的電壓超過UVLO電壓後，晶片內部電路開始工作。當VDD引腳處的電壓超過OVP閾值時，晶片內部電路進入自動恢復保護狀態，以防止控制晶片U損壞。
回饋控制電路106：連接到控制晶片U的FB引腳、恒壓(Constant Voltage,CV)控制電路108、以及邏輯控制電路116，包括採樣器、誤差放大器(Error Amplifier,EA)、壓降補償、以及輸出過壓/欠壓保護(OVP/UVP)等部分。採樣器根據從變壓器T的一次繞組Np接收到的、表徵變壓器T的二次繞組Ns上的系統輸出電壓的輸出電壓回饋信號，生成輸出電壓採樣信號並將輸出電壓採樣信號提供給運算放大器。運算放大器根據輸出電壓採樣信號和參考電壓Vref生成誤差放大信號，並將誤差放大信號提供給恒壓(CV)控制電路108和壓降補償部分。壓降補償部分基於誤差放大信號生成壓降補償信號(此環路為正回饋)。輸出OVP/UVP部分根據輸出電壓回饋信號生成OVP信號和UVP信號，並將OVP信號和UVP信號提供給邏輯控制電路116。
CV控制電路108：連接到控制晶片U的CS電流感測腳和回饋控制電路106，用於控制基於原邊回饋的返馳式電源變換器的輸出電壓恒定。
恒流(Constant Current,CC)控制電路110：連接到控制晶片U的FB引腳和邏輯控制電路116，用於控制基於原邊回饋的返馳式電源變換器的輸出電流恒定，並且可以通過電流感測電阻Rs來調整基於原邊回饋的返馳式電源變換器的輸出電流的大小。
電流感測控制電路112：連接到控制晶片U的CS電流感測腳和邏輯控制電路116，包括前沿消隱(Leading Edge Blanking,LEB)和過流保護(Over Current Protection,OCP)比較器兩個部分，用於實現基於原邊回饋的返馳式開關電源變換器的過流保護。
振盪器(Oscillator,OSC)電路114：用於產生高頻鋸齒波信號提供給邏輯控制電路116，供邏輯控制電路116用以生成占空比可調的方波信號。
邏輯控制電路116：用於將來自各個電路模組的輸入信號進行邏輯分析，輸出邏輯控制信號給開關控制電路102。
保護電路118：用於在檢測到異常故障資訊時，使控制晶片U進入自動恢復保護狀態，避免控制晶片U損壞。
在圖6A和6B所示的控制晶片U的啟動過程中，射極開關管Q3處於關斷狀態，啟動電流從母線電壓Vbulk經由啟動電阻Rst、第一和第二功率開關管Q1和Q2二者(或者僅第二功率開關管Q2)、VDD充電控制開關管Q4給VDD供電電容充電，當控制晶片U的VDD引腳處的電壓超過UVLO時，射極開關管Q3從關斷狀態變為導通狀態。這裡，VDD充電控制開關管Q4可以採用P型金屬氧化物半導體場效應電晶體(P-Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,P-MOSFET)也可以採用一個二極體(diode)來實現。
這裡，需要說明的是，開關控制電路102用於根據邏輯控制 電路116提供的邏輯控制信號產生分別用於控制第一至第三開關管D1至D3的導通與關斷的三個控制信號，第一至第三開關管D1至D3在開關控制電路102的控制下導通和關斷，第一和第二功率開關管Q1和Q2在第一至第三開關管D1至D3的控制下導通和關斷。第一至第三開關管D1、D2、D3可以採用N型金屬氧化物半導體場效應電晶體(N-Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,N-MOSFET)或雙極型接面電晶體(Bipolar Junction Transistor,BJT)來實現。第一開關管D1也可以採用P型金屬氧化物半導體場效應電晶體(P-MOSFET)來實現。
在圖1A至4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A至400B中，雖然電流源ISB1和第一開關管D1被示出為直接連接在一起，但是電流源ISB1並不是一定要直接連接一個開關管，只要電流源ISB1能夠在第二功率開關管Q2處於導通狀態時提供驅動電流IB1，在第二功率開關管Q2處於關斷狀態時不提供驅動電流IB1即可；驅動電流IB1可以是斜坡上升電流、恒定電流、或者隨流過電流感測電阻Rs的電流Ics以一定比例關係變化的電流，即ISB1=Io+α*Ics，其中，Io是一個電流常量，α是預定係數。
換句話說，圖1A至4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A至400B中與電流源ISB1和第一開關管D1有關的電路部分也可以實現為其他形式，其中，用於第一功率開關管Q1和第二功率開關管Q2的驅動電流IB1由電流源ISB1在第一開關管D1的控制下提供。圖7A示出了與電流源ISB1和第一開關管D1有關的電路部分的示例實現方式的示意圖。如圖7A所示，驅動電流IB1由電流源ISB1在第一開關管D1的控制下提供，其中：當第一開關管D1處於導通狀態時，電流源ISB1的電流全部流經第一開關管D1並用作驅動電流IB1；在這種情況下，第一開關管D1的面積相對較大。
圖7B示出了與電流源ISB1和第一開關管D1有關的電路部分的另一示例實現方式的示意圖。如圖7B所示，電流源ISB1被實現為鏡像 電流源，用於鏡像電流源的基準電流源ISBN在第一開關管D1的控制下被包括在鏡像電流源中或不被包括在鏡像電流源中，其中：當第一開關管D1處於導通狀態時，基準電流源ISBN的電流經鏡像產生作為驅動電流IB1的鏡像電流，基準電流源ISBN的電流僅為驅動電流IB1的1/n；當第一開關管D1處於關斷狀態時，基準電流源ISBN的電流不被鏡像，驅動電流IB1為零。在這種情況下，流經第一開關管D1的電流比較小，第一開關管D1的面積相對圖7A所示的情況大大減小。另外，圖7B中增加了二極體(diode)，用於在啟動電阻Rst直接連接到第一功率開關管Q1的基極時，防止啟動電流流向鏡像電流源。
在一些實施例中，可以通過第一開關控制電路來控制第一和第二開關管D1和D2的導通與關斷，並通過第二開關控制電路來控制第三開關管D3的導通與關斷。另外，第一和第二功率開關管Q1和Q2可以是兩個獨立的功率開關管，也可以形成在一個晶片封裝中；或者控制晶片U可以與第一和第二功率開關管Q1和Q2形成在一個三晶片封裝中。
圖8示出了圖1A至4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A至400B中的第一和第二功率開關管Q1和Q2的示例封裝示意圖。如圖8所示，第一和第二功率開關管Q1和Q2可以被包括在同一個單基島晶片封裝中(其中，第一和第二功率開關管Q1和Q2的集極相連)，並且該單基島晶片封裝的詳細引腳資訊如下：1引腳為第一電流引腳，用於接收驅動電流IB1，連接到第一功率開關管Q1的基極區；2引腳為第二電流引腳，連接到第一功率開關管Q1的發射極區和第二功率開關管Q2的基極區；3/4引腳為發射極引腳，連接到第二功率開關管Q2的發射極區，為了增大散熱面積、降低溫度，可以採用多根打線、多引腳封裝，例如分別通過兩組打線連接兩個引腳，每組打線包含的打線的具體根數可以根據第二功率開關管Q2的發射極區的面積確定； 5~8引腳為集極引腳，連接到第一和第二功率開關管Q1和Q2的集極區，為了散熱和印刷電路板佈局方便，採用多引腳封裝，第一和第二功率開關管Q1和Q2的集極區位於電晶體背面，所以第一和第二功率開關管Q1和Q2可以採用導電膠和晶片基島連接，無需打線，阻抗最小。
圖9示出了圖1A至4B所示的基於原邊回饋的返馳式電源變換器100A至400B中的第一和第二功率開關管Q1和Q2以及控制晶片U的示例封裝示意圖。如圖9所示，第一和第二功率開關管Q1和Q2採用平鋪形式封裝，控制晶片U和第二功率開關管Q2採用疊代形式封裝。具體的封裝形式可以根據基島個數和形狀進行調整，不局限於8引腳封裝形式。圖6所示的示例封裝的詳細引腳資訊如下：1、2、3引腳為用於控制晶片U的控制引腳，連接到控制晶片U的內部焊墊；4引腳為發射極引腳，連接到第二功率開關管Q2的發射極區，為了增大散熱面積、降低溫度，可以採用多根打線方式降低打線阻抗，打線的具體根數可以根據第二功率開關管Q2的發射極區的面積確定；5~8引腳為集極引腳，連接到第一和第二功率開關管Q1和Q2的集極區，為了散熱和印刷電路板佈局方便，採用多引腳封裝，第一和第二功率開關管Q1和Q2的集極區位於電晶體背面，採用導電膠和基島連接，無需打線，阻抗最小。
圖9所示的示例封裝可以增加多餘引腳，不增加系統引腳成本，整個系統電路簡單、週邊器件少、系統成本低。
綜上所述，在根據本發明實施例的基於原邊回饋的返馳式電源變換器中，採用三個開關管來組合驅動功率開關管，降低了功率開關管的驅動電流損耗，提高了功率開關管的開通速度。另外，通過在功率開關管從導通狀態變為關斷狀態過程開始之前使得功率開關管的導通狀態由其基區載流子維持，使得關斷時能迅速抽取功率開關管的基極區中 剩餘的少數載流子，提高關斷速度，降低關斷損耗，從而可以提高功率開關管在中功率系統上的應用範圍。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附請求項而非上述描述定義，並且落入請求項的含義和等同物的範圍內的全部改變都被包括在本發明的範圍中。
102:開關控制電路
400A:返馳式電源變換器
CS:電流感測腳
D1:第一開關管
D2:第二開關管
D3:第三開關管
FB,GND,SW:引腳
IB1:驅動電流
Ic:原邊電流
IQ3:Q3漏極電流
IQ4:啟動時VDD充電電流
IS1:Q1發射極電流
IS2:發射極電流
ISB1:電流源
NAUX:輔助繞組
Np:一次繞組
Ns:二次繞組
Q1:第一功率開關管
Q2:第二功率開關管
Q3:射極開關管
Q4:開關管
Rs:電流感測電阻
Rst:啟動電阻
U4B:控制晶片
VDD:引腳

Claims (13)

  1. 一種基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其特徵在於，包括變壓器、第一和第二功率開關管、電流源、第一、第二、和第三開關管、射極開關管、以及開關控制電路，其中：
    所述第一、第二、和第三開關管的第一電極分別連接到所述開關控制電路的第一、第二、和第三輸出端，所述第二開關管的第二電極連接到所述第一功率開關管的基極、第三電極連接到所述第二功率開關管的基極或接浮地，所述第三開關管的第二電極連接到所述第二功率開關管的基極、第三電極接浮地，
    所述第一功率開關管的集極連接到母線電壓或所述變壓器的一次繞組、基極連接到所述第二開關管的第二電極、發射極連接到所述第二功率開關管的基極，用於所述第一功率開關管的驅動電流由所述電流源在所述第一開關管的控制下提供，
    所述第二功率開關管的集極連接到所述母線電壓或所述變壓器的一次繞組、基極連接到所述第三開關管的第二電極、發射極連接到所述射極開關管的第二電極，並且
    所述射極開關管的第一電極連接到所述開關控制電路的第四輸出端、第二電極連接到所述第二功率開關管的發射極、第三電極連接到電流感測電阻並接浮地或經由電流感測電阻接所述變壓器的原邊側地。
  2. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，在所述第二功率開關管從關斷狀態變為導通狀態的過程中，所述第一開關管和所述第一功率開關管處於導通狀態且所述第二和第三開關管處於關斷狀態，所述第二功率開關管的基極電流由所述電流源經由所述第一開關管和所述第一功率開關管提供。
  3. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，在所述第二功率開關管處於導通狀態期間，在所述電流感測電阻上 的電壓達到預定設置值之前，所述第一開關管和所述第一功率開關管處於導通狀態且所述第二和第三開關管處於關斷狀態，所述第二功率開關管的基極電流由所述電流源經由所述第一開關管和所述第一功率開關管提供。
  4. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，在所述第二功率開關管處於導通狀態期間，在所述電流感測電阻上的電壓達到預定設置值之後，所述第一開關管、所述第三開關管、以及所述第一功率開關管處於關斷狀態，所述第二開關管處於導通狀態，所述第二功率開關管的導通狀態由所述第二功率開關管的基區載流子維持。
  5. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，在所述第二功率開關管處於關斷狀態期間，所述第一開關管和所述第一功率開關管處於關斷狀態，所述第二和第三開關管處於導通狀態。
  6. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第一、第二、和第三開關管被實現為功率開關管或場效應電晶體。
  7. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，還包括控制晶片，所述第一、第二、和第三開關管、所述開關控制電路、以及所述射極開關管被包括在所述控制晶片中。
  8. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第一和第二功率開關管被包括在同一個單基島晶片封裝中。
  9. 如請求項8所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述單基島晶片封裝具有第一電流引腳、第二電流引腳、至少一個發射極引腳、以及至少一個集極引腳。
  10. 如請求項7所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第一和第二功率開關管以及所述控制晶片被包括在同一個晶片封裝中。
  11. 如請求項10所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第一和第二功率開關管採用平鋪形式封裝，並且所述控制晶片 和所述第二功率開關管採用疊代形式封裝。
  12. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述第一開關管的第二電極連接到所述電流源、第三電極連接到所述第二開關管的第二電極。
  13. 如請求項1所述的基於原邊回饋的返馳式電源變換器，其中，所述電流源被實現為鏡像電流源，所述第一開關管用於控制用於所鏡像電流源的基準電流源是否被包括在所述鏡像電流源中。
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