CN107210678B - 软切换回扫转换器 - Google Patents

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Abstract

在同步整流器及回扫转换器(100)、集成电路(101)以及操作方法的所阐述实例中，响应于第一开关电压(VDS1)转变到低于第一阈值(VTH1)而接通第一开关(S1)以允许电流在变压器初级绕组(108)中沿第一方向流动达第一时间周期(T1)，且在所述第一时间周期(T1)之后接通第二开关(S2)达第二时间周期(T2)以从次级变压器绕组(122)转移能量来驱动负载(125)。在同一转换器循环中，在跨越所述第二开关(S2)的共振振铃电压波形的一系列谷值中的一者处响应于第二开关电压(VDS2)转变到低于第二阈值(VTH2)而再次接通所述第二开关(S2)达第三时间周期(T3)，以致使电流在所述初级绕组(108)中沿第二方向流动以将所述第一开关(S1)的电容(CS1)放电以致使所述第一开关电压(VDS1)转变到低于所述第一阈值(VTH1)，从而起始后续转换器循环。

Description

软切换回扫转换器
此一般来说涉及回扫转换器，且更特定来说涉及软切换及同步整流回扫转换器。
背景技术
同步整流器用于执行DC-DC转换以驱动输出负载，其中变压器通常用于构造具有次级侧开关的回扫转换器以提供优于无源整流回扫转换器的效率优点。在许多应用中，效率是主要设计目标，且期望减小或减轻初级侧开关及次级侧开关中的切换损失及传导损失。软切换或零电压切换(ZVS)涉及在跨越初级侧开关及/或次级侧开关的电压较低(优选地零)时接通所述开关。理想地，在零伏特下进行切换使切换损失最小化，但此由于场效晶体管(FET)类型开关的漏极-源极电容而为困难的。传导损失在开关接通时发生，且可通过使用较大开关而减小，借此减小接通状态电阻(例如，FET开关的漏极-源极电阻RDSON)。然而，较大晶体管尺寸导致开关电容的增加。因此，在不存在软切换控制的情况下，仅增加晶体管大小以减轻传导损失会增加切换损失。此外，用以对同步整流回扫转换器的初级侧开关执行简单软切换的能力在宽广范围的输入电压及输出电压/电流条件内为困难的。特定常规转变模式(TM)同步整流器控制方案使用谷值控制来调节转换器输出电流或电压，且在初级侧切换节点处的共振电压振铃的局部最小值或“谷值”处接通初级侧开关。然而，共振电压振荡即使在谷值处也不接近零伏特，尤其针对高输入电压条件。因此，无法跨越常规同步整流回扫转换器的宽广范围的操作条件而实现真正零电压切换，且切换损失可为大量的。因此，在特定操作条件下，必须使用不连续模式(DM)切换操作，所述DM切换操作增加传导损失且减小转换器效率。此外，硬切换(即，不具有可靠地实现真正零电压切换的能力)会抑制用以增加开关大小以对抗传导损失之能力，且导致经增加共模电磁干扰(EMI)。初级侧开关的硬接通还可导致次级侧整流器上的电压的共振倍增，从而导致经增加同步整流器阻断电压且进一步增加由较高RDSON导致的传导损失。因此，经改进同步整流器回扫转换器及控制技术期望减轻电容切换损失以在不具有经降级效率的情况下支持经增加功率密度及切换频率。
发明内容
在同步整流回扫转换器、集成电路及操作方法的所阐述实例中，响应于初级侧第一开关的开关电压转变到低于第一阈值而接通所述初级侧第一开关以允许电流沿第一方向在变压器初级绕组中流动达第一时间周期。关断所述第一开关，且接通次级侧开关达第二时间周期以从变压器次级绕组转移能量来驱动负载。在跨越所述第二开关的共振振铃电压波形的一系列谷值中的一者处响应于第二开关电压转变到低于第二阈值而在同一转换器循环中再次接通所述第二开关达第三时间周期。关断所述第二开关致使电流在所述初级绕组中沿第二方向流动以将第一开关电容放电以致使所述第一开关电压转变到低于所述第一阈值，从而起始后续转换器循环。这些技术及电路促进切换损失的减小，同时允许使用较大开关大小来对抗传导损失，且可因此增加转换器操作切换频率。在特定实例中，可通过使用双开关回扫拓扑以将泄漏能量传回到输入而非在箝位电路中耗散所述泄漏能量而减轻变压器泄漏。在特定实例中，在第二开关电压的一系列共振振铃峰值及谷值中的特定谷值处或其附近进行第二开关的第二致动。此外，在特定实例中，控制电路至少部分地根据转换器输出信号而选择所述谷值中的在其处再次接通所述第二开关达所述第三时间周期的特定一者。在特定实例中，次级侧控制上的谷值选择用于实施频率调制以调节转换器输出，从而提供次级侧调节。在特定实例中，使用初级侧调节。
附图说明
图1是同步整流回扫转换器的示意图，其中第一开关与变压器初级绕组耦合并由第一控制电路进行操作，且第二开关耦合于变压器次级绕组与输出负载之间以用于根据来自第二控制电路的控制信号而操作以在给定转换器循环中实施多个次级侧开关致动。
图2是图解说明操作同步整流回扫转换器的方法的流程图。
图3是图1的转换器中的信号的波形图，其中在第二开关电压的第二共振谷值处或其附近、在给定转换器循环中第二次对次级侧开关加脉冲。
图4是图1的转换器中的信号的波形图，其中在第二开关电压的第四共振谷值处或其附近、在给定转换器循环中第二次对次级侧开关加脉冲。
图5是具有第一初级侧开关及第二初级侧开关的第二实例性同步整流回扫转换器的示意图。
具体实施方式
在图式中，特征未必按比例绘制。如果第一装置耦合到第二装置或与第二装置耦合，那么所述连接可通过直接电连接或通过经由一或多个介入装置及连接的间接电连接。
图1展示同步整流回扫转换器系统100，其包含用以转换来自DC电压源102的输入功率以驱动负载125的变压器104、初级侧或第一开关S1及次级侧或第二开关S2。第一开关S1通过由第一控制电路114提供的第一切换控制信号而SC1操作，且第二开关S2根据来自第二控制电路130的第二切换控制信号SC2而操作。在一个实例中，开关S1及S2以及控制电路114及130设置于集成电路(IC)101中，所述IC具有用于从外部DC源102接收输入电压VIN的端子或引脚或者其它适合连接、一或多个接地连接、去往外部变压器104的连接及用以将输出电压VO提供到外部负载125的连接。在其它实例中，变压器104可包含于IC 101内。在其它实例中，可使用控制器IC 101，其具有适合引脚以用于连接以控制外部第一开关S1及第二开关S2。所图解说明实例包含n沟道场效晶体管(FET)开关S1及S2。可使用其它类型的开关，例如p沟道FET、双极晶体管(p型或n型)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)或者其组合，其中相应控制电路114及130提供适合的切换控制信号SC1及SC2以根据实例性实施例的原理而致动开关S1及S2。
变压器104包含初级绕组108及次级绕组122，所述初级绕组与所述次级绕组以磁性方式彼此耦合(例如通过至少部分地围绕共同芯结构(未展示)进行缠绕)。初级绕组108包含用以接收输入电压信号VIN的第一端106，及连接到第一开关S1的第二端110。第一开关S1耦合于初级绕组108的第二端110与第一接地连接或恒定电压节点112(在图式中标记为GND1)之间。开关S1包含与初级绕组108的第二端110耦合的第一端子(例如，漏极D)、与第一恒定电压节点112耦合的第二端子(例如，源极S)及用以接收第一切换控制信号SC1的第一控制端子(例如，栅极G)。还如图1中所展示，开关S1包含体二极管，所述体二极管具有连接到源极端子的阳极及连接到漏极端子的阴极以及示意性地展示为第一开关电容CS1的漏极-源极开关电容。
在操作中，当第一切换控制信号SC1处于第一状态(例如针对n沟道FET S1，高)中时，第一开关S1放置于接通状态或条件中以选择性地允许第一开关电流IS1在第一端子D与第二端子S之间流动。在此条件中，电流ILm+IS1从输入源102流动到第一端106中，所述电流包含流动穿过第一开关S1的电流IS1及与初级绕组108的磁化电感Lm相关联的电流ILm。当第一切换控制信号SC1处于不同第二状态(例如，低)中时，第一开关S1处于防止第一端子D与第二端子S之间的电流流动的关断状态或条件中。
变压器104的次级绕组122包含用以提供输出电压信号VO以驱动负载125的第一端124，及与第二开关S2耦合的第二端126。开关S2包含与次级绕组122的第二端126耦合的第一端子(例如，漏极D)，及与第二恒定电压节点128(标记为GND2)耦合的第二端子(例如，源极S)。而且，开关S2包含经耦合以从第二控制电路130接收第二切换控制信号SC2的第二控制端子(例如，栅极G)。如图1中所进一步展示，第二开关S2包含体二极管及第二开关电容(展示为CS2)。当第二切换控制信号SC2处于第一状态(例如针对p沟道FET S2，高)中时，第二开关S2在接通状态或条件中操作以允许第二开关电流IS2在所述第二开关的源极端子D与漏极端子S之间(例如，绕组122的第二端126与第二恒定电压节点128之间)流动。在此配置中，输出电流IO在次级绕组122的第一端124与输出负载125之间流动。当信号SC2处于不同第二状态(例如，低)中时，S2在关断状态或条件中操作以防止所述S2的源极端子D与漏极端子S之间的电流流动。虽然所图解说明实例包含在介于次级绕组122的下部端126与第二恒定电压节点GND2之间的下部电路分支中的次级侧开关S2，但其它实例是可能的，在所述其它实例中，次级侧开关S2连接于上部端124与负载125之间，其中下部次级绕组端126与GND2耦合。
在操作中，当第一开关S1及第二开关S2关断时，由于开关电容CS2、次级绕组122的电感与输出电容器CO(其跨越输出端子而连接)的电容之间的电荷转移，因此共振隔离或振铃在S2的第二开关电压(例如，相对于GND2的漏极-源极电压VDS2)中发生。此共振振铃条件导致电压VDS2中的峰值及谷值，其中谷值一般来说达到零伏特。而且，共振振铃在跨越初级侧第一开关S1的电压VDS1中、在此切换条件中发生，其中相关联共振峰值一般来说达到输入电压电平VIN，且谷值一般来说未达到零。在第一开关电压VDS1的谷值处接通第一开关S1以开始转换器循环可稍微减小S1中的硬切换损失，但此技术无法提供切换损失问题的完整解决方案，且情况随着经增加输入电压电平而恶化。
还参考图2到4，所揭示实例中的第一控制电路114及第二控制电路130通过高级切换控制(其中在起始初级侧切换之前接通第二开关S2)而有利地提供第一开关电容CS1(以及第二开关电容CS2)的受控制放电。图2展示用于操作同步整流器(例如图1的回扫转换器100)的过程或方法200。下文结合图1的IC 101中的第一控制电路114及第二控制电路130的操作而阐述过程200。然而，实例性实施例的方法可用于其它同步整流器电路配置中。
图3图解说明图1的转换器中的实例性信号波形，其中在第二开关电压VDS2的第二共振谷值(例如，局部最小值)处或其附近、在给定转换器循环中第二次对次级侧开关S2加脉冲。图4展示其中在VDS2中的第四共振谷值处或其附近第二次对S2加脉冲的实例。波形图包含图3中的图表300及图4中的图表400(其展示表示与初级绕组108的磁化电感Lm相关联的电流的磁化电流曲线302(ILm))，以及图表310(图3)及410(图4)(其图解说明在第一开关S1中流动的第一开关电流曲线312(IS1))。图3及4进一步提供分别图解说明流动穿过第二开关S2的电流曲线322(IS2)的图表320及420。图3及4中的图表330及430分别展示第二开关电压曲线332(VDS2)，所述第二开关电压曲线表示跨越第二开关S2的漏极-源极电压，且图表340及440分别图解说明第一开关电压曲线342(VDS1)，所述第一开关电压曲线表示跨越S1的电压。而且，图表350及450图解说明第一切换控制信号曲线352，所述第一切换控制信号曲线表示由第一控制电路114提供以操作S1的栅极-源极控制电压VGS1(例如，切换控制信号SC1)。图3及4中的图表360及460分别展示栅极-源极电压VGS2的第二切换控制信号曲线362，所述第二切换控制信号曲线表示由第二控制电路130提供以操作S2的第二切换控制信号SC2。
图2展示在一系列转换器循环中的给定一者内的转换器操作。过程200在202处开始，其中第一控制电路114提供第一切换控制信号SC1(图3及4中的图表350及450中的曲线352中的升高(high going)转变)以接通S1达非零第一时间周期(在图3及4中的实例性转换器循环301中展示为周期T1)。接通S1允许电流IS1在初级绕组108中沿第一(例如，向下)方向流动，此由图3及4中的ILm曲线302及IS1曲线312中的上升电流流动指示。第一控制电路114响应于第一开关电压VDS1转变到低于第一阈值VTH1(分别展示于图3及4的图表340及440中)而接通S1。理想地，当电压VDS1在零处或其附近时，第一控制电路114接通S1，且因此小阈值电压VTH1促进零电压或接近零电压切换。VDS1曲线342包含下降边缘346，所述下降边缘指示VDS1在第一时间周期T1A的开始处转变到低于阈值VTH1(图3)。第二控制电路130经由SC2控制信号中的上升边缘(曲线362)而关断S2，且对应第二开关电压VDS2在第一时间周期T1A期间在输出电压电平VO(曲线332)附近振荡。
如图1中所展示，在一个实例中，第一控制电路114包含零电压切换(ZVS)电路118，所述ZVS电路可包含用以将开关节点电压VDS1与来自电压源119的第一阈值电压VTH1进行比较的比较器或其它适合电路。如所示意性地图解说明，ZVS电路118将信号提供到第一驱动器电路116，所述第一驱动器电路又将第一切换控制信号SC1提供到S1的栅极控制端子。在一个实例中，响应于所感测VDS1信号转变到低于VTH1信号，驱动器电路116使SC1信号为高以接通开关S1。
在特定实例中，第一控制电路114还包含闭合环路(C-L)控制电路120，所述C-L控制电路全部地或部分地基于由设定点信号SP表示的所要输出电平(例如，所要输出电流、电压、功率等)而控制第一时间周期或持续时间T1(图3中的T1A、图4中的T1B)，第一开关S1在所述第一时间周期或持续时间期间保持处于接通状态中。在一个实例中，闭合环路控制电路120可包含一或多个误差放大器(未展示)，所述一或多个误差放大器基于设定点信号SP与一或多个反馈信号或值(例如输出电流IO、输出电压VO等)之间的比较而产生误差信号以设定S1的接通时间T1。此外，在此初级侧调节由第一控制电路114实施的情况下，IC 101可包含一或多个隔离电路142，所述一或多个隔离电路用以(例如)基于在变压器104的次级侧上感测到的信号(相对于GND2)而将经隔离反馈信号提供到第一控制电路114(相对于GND1)。在一个实例中，第一控制电路114根据此闭合环路控制电路120而确定第一时间周期T1。在其它实例中，第一控制电路114实施恒定接通时间(COT)控制方案，其中T1一般来说是恒定值。
在图2中的204处，第一控制电路114关断开关S1。此致使第一开关电压VDS1上升且在输入电压电平VIN附近振荡达一时间，此展示于图3中的曲线342中。此动作使第一开关电流IS1减小到零，如曲线312中所展示。
在图2中的206处，第二控制电路130接通次级开关S2，从而致使磁化电感电流ILm开始斜坡下降(如曲线302中所展示)，且第二开关电流IS2开始朝向零斜坡下降(如曲线322中所展示)。在一个实例中，第二控制电路130包含第二驱动器电路132，所述第二驱动器电路提供高栅极控制信号SC2以在图2中的206处接通开关S2。在转换器循环301中的第一时间周期T1之后，控制电路130使开关S2维持处于初始接通状态中达非零第二时间周期T2(在图3中展示为T2A且在图4中展示为T2B)。第二时间周期或持续时间T2可在特定控制方案(例如其中第一控制电路114通过调整第一或初级侧开关S1的接通时间T1而调节转换器100的输出条件)中为恒定时间。在其它实例中，第二控制电路130可根据一或多个输出条件而调整第二时间周期T2以提供闭合环路调节。
第二控制电路130在第二时间周期T2结束时于图2中的208处关断第二开关S2。这结束第二开关电流IS2中的斜坡下降，所述斜坡下降在零处趋平。关断S2会通过由次级绕组122的电感以及转换器100的次级侧上的电容CS2及CO形成的共振电路的操作而导致第二开关电压VDS2中的共振振荡(展示于所指示区域334及曲线332中)。在S1保持关断的同时关断S2还基于电容CS1及初级绕组电感而导致初级侧开关电压VDS1中的对应共振电压摆动(展示为图3中的圆圈区域344中的曲线342中的峰值及谷值)。对于转换器输入及输出条件(例如，独立于VIN、VO、IO)的任何组合，共振振铃的谷值触及零。
如图1中所展示，第二控制电路130的一个实例包含逻辑电路134、比较器或误差放大器136及第二阈值电压源138，所述第二阈值电压源将第二阈值电压信号VTH2作为输入提供到比较器136。此实例中的其它比较器输入经连接以接收表示第二开关电压VDS2的次级侧切换节点信号。比较器136将输出信号提供到逻辑电路134。在一个实例中，逻辑电路130操作以提供第一及第二脉冲信号SC2以在每一转换器循环301中两次接通及关断第二开关S2。而且，在特定实例中，控制电路130还包含闭合环路(C-L)控制电路140。闭合环路控制电路140接收比较器136的输出信号且将一或多个信号提供到逻辑电路134以实施闭合环路调节方案以基于设定点信号或值SP及一或多个反馈信号或值(例如，IO、VO等)而调节转换器100的一或多个输出条件。
在图2中的210处，第二控制电路130监测共振振荡的第二开关电压VDS2(例如，经由比较器136)。在212处，第二控制电路130在212处响应于VDS2转变到或转变到低于第二阈值VTH2而在VDS2中的特定谷值处或其附近再次接通S2(给定转换器循环中的S2的第二致动)。第二控制电路140在转换器循环中使第二开关S2维持处于接通状态中达非零第三时间周期T3(在图3中展示为T3A且在图4中展示为T3B)，且在图2中的214处关断S2。给定转换器循环中的S2的此第二或补充致动提供稍微反向方向次级侧电流流动IS2(指示于圆圈区域324及曲线322中)，从而导致第二开关电容CS2的完全或至少部分放电。接通S2还导致初级绕组108中的沿第二方向(例如，图1中向上)的电流流动IS1(展示为圆圈区域314及曲线312中的负电流转变)。反向初级侧电流流动IS1将第一开关电容CS1完全地或至少部分地放电。在图2中的216处，CS1的次级侧起始的放电又使第一开关电压VDS1降低到低于第一阈值VTH1，且因此致使第一控制电路114起始下一或后续转换器循环301。
在特定实例中，可通过第二控制电路130而调整持续时间T3(第二开关S2在其期间保持处于接通状态中)。在一个实施方案中，第二控制电路130监测VDS2以检测CS2的特定放电量以确定何时再次关断S2，借此选择性地调整第三时间周期T3。在其它实例中，T3是由第二控制电路130实施的预定持续时间，且被设定为一值，所述值适合于确保初级侧第一开关电容CS1的充分放电以便由第一控制电路114触发后续转换器循环的开始。
在特定实例中，第二控制电路130在谷值中的特定一者处或其附近响应于第二开关电压VDS2转变到低于第二阈值VTH2而提供第二信号SC2以接通第二开关S2达第三时间周期T3。举例来说，逻辑电路134及/或闭合环路控制电路140可经配置以在将于其处触发驱动器电路132的第二开关电压波形共振振荡(例如，图3及4的图表330及430中的曲线332)中选择给定谷值。图3展示其中第二控制电路130使用比较器136来监测VDS2信号波形332中的共振振铃334的峰值及谷值的一个实例。逻辑电路134可包含计数器或用以选择在其处接通开关S2的特定谷值的其它适合电路。在一个实例中，在图2中的214处，第二控制电路130基于电压VDS2中的预定数目个振铃而在预定或固定第三时间周期T3之后关断第二开关S2。
比较图3与4，第二控制电路使用电路140来实施闭合环路控制以根据一或多个反馈信号或值而选择性地调整在接通S2之前的VDS2中的谷值的数目。此方法修改整体转换器控制循环或周期T(例如，图3中的TA、图4中的TB)且此改变用以实施转换器100的频率调制(FM)输出调节的切换频率(1/T)。举例来说，如图3及4中所展示，在第二谷值(图3)处起始S2的第二切换提供第一转换器循环持续时间TA，且等待直到第四谷值以接通S2(图4)提供较长转换器循环持续时间TB，因此降低切换频率。在特定实例中，第二控制电路130至少部分地根据转换器输出信号VO、IO而选择在其处再次接通S2的特定谷值。此控制能力可用于提供对一或多个转换器输出信号(例如输出电压VO、输出电流IO或输出功率)的次级侧调节。举例来说，第二控制电路130可根据设定点信号SP而选择在其处再次接通S2的特定谷值且因此设定转换器循环持续时间T以便选择性地调整转换器切换频率及转换器循环301的对应转换器循环持续时间T以至少部分地调节转换器输出信号。在一个实例中，第二控制电路130直接感测一或多个转换器输出信号(例如，VO及/或IO)。在特定实例中，第二控制电路130根据变压器104的次级侧上的一或多个所感测条件(例如，VDS2、IS2等)而计算一或若干转换器输出信号。
使用以上技术，所揭示实例使用多种不同方法(包含经由第一控制电路114中的初级侧调节的磁化电流振幅调制(AM))来提供对转换器功率转移的控制。在另一实例中，可使用初级或次级侧调节来执行频率调制(FM)，在所述初级或次级侧调节中，可通过在电压VDS2的稍后谷值处开始新切换循环而将切换频率从其自然最大值(例如，其在转变模式下发生)减小到较低值。此外，与常规控制的回扫转换器相比，在每一转换器循环中使用S2的补充或辅助致动会提供切换损失的经增强减轻或消除，且因此促进有效地减小转换器效率所需的频率调制调整范围的减小。所阐述实例还促进转换器开关S1及S2两者中的软切换，以及切换节点电容CS1及CS2中的能量的恢复。以此方式，同步整流的效率益处以箝位开关S1及变压器初级绕组108中的经减小传导损失来补充而无需添加任何新组件，同时允许针对输出条件的初级或次级侧调节的AM及FM调制以及高效率(即使在高切换频率下)。
而且，用以在任何输入/输出电压及负载组合下实现真正或接近ZVS切换的能力促进将转变模式(TM)操作维持于比针对常规回扫转换器低得多的输出负载下。此促进轻负载条件下的较高转换器效率、较低声学噪声及较高取样频率。共振振铃的振幅随时间衰减且最终S1的漏极电压稳定于VIN处且S2的漏极电压稳定于输出电压电平VO处。此时接通S2以起始S1的传导会显著降低因漏极到共同电容CS1及CS2的强制充电所致的能量损失(与在相同时刻接通的常规准共振转换器相比)，这是因为在常规情形中电容器上的电压改变明显较大。此外，通过在转换器循环中对S2的第二致动而进行的对存储于电容CS1及CS2中的能量的再循环会促进过大S1及/或S2减小传导损失而不会因这些电容的充电/放电具有损失增加的代价。过大S1又在S1关断时改进自制动(self-snubbing)，借此减小关断切换损失，且在S1接通时软切换减小共模EMI。
现在参考图5，所揭示实例还促进变压器泄漏能量的恢复，且因此允许切换频率的显著增加。可通过使用双开关回扫拓扑来将泄漏传回到输入而非在箝位电路中耗散所述泄漏而减小此损失。图5展示使用此双开关回扫方法的同步整流回扫转换器100的第二实例。除次级开关S2之外，图5中的转换器100还包含第一初级侧开关S1及第二初级侧开关S3。在此实例中，S1及S2根据来自第一控制电路114及第二控制电路130的信号SC1及SC2操作，一般来说如上文所阐述。第三开关S3包含经耦合以接收输入电压信号VIN的第一端子(例如，漏极D)、与初级绕组108的第一端106耦合的第二端子(例如，源极S)及经耦合以从第一控制电路114接收第三切换控制信号SC3的第三控制端子(例如，栅极G)。在一个实例中，第一控制电路114的驱动器电路116一致地提供第一同步或同时切换控制信号SC1及第三同步或同时切换控制信号SC3。以此方式，第一控制电路114提供第三切换控制信号SC3以在S1也接通时接通S3，且在第一开关S1关断时关断S3。第一个二极管D1耦合于初级绕组108的第二端110与输入电压VIN之间，且第二个二极管D2耦合于初级绕组108的第一端106与第一恒定电压节点112(GND1)之间，因此二极管D1及D2将初级绕组108箝位到输入电压102，借此允许泄漏能量的恢复。
在权利要求书的范围内，修改在所阐述实施例中是可能的且其它实施例是可能的。

Claims (20)

1.一种回扫转换器，其包括：
变压器，其包含：初级绕组，其包含用以接收输入电压信号的第一端，及第二端；以及次级绕组，其包含用以提供输出电压信号的第一端，及第二端；
第一开关，其包含与所述初级绕组的所述第二端耦合的第一端子、与第一恒定电压节点耦合的第二端子及用以接收第一切换控制信号的第一控制端子；
第二开关，其包含与所述次级绕组的所述第二端耦合的第一端子、与第二恒定电压节点耦合的第二端子及用以接收第二切换控制信号的第二控制端子；
第一控制电路，其在转换器循环中用以响应于跨越所述第一开关的第一开关电压转变到低于第一阈值而提供所述第一切换控制信号来接通所述第一开关达非零第一时间周期以允许电流在所述初级绕组中沿第一方向流动；及
第二控制电路，其用以在所述转换器循环中的所述第一时间周期之后提供所述第二切换控制信号以接通所述第二开关达非零第二时间周期，所述第二控制电路操作以在所述转换器循环中响应于跨越所述第二开关的第二开关电压转变到低于第二阈值而提供所述第二切换控制信号以再次接通所述第二开关达非零第三时间周期以致使电流在所述初级绕组中沿第二方向流动，以将所述第一开关的电容至少部分地放电以致使所述第一开关电压转变到低于所述第一阈值，从而起始后续转换器循环并允许所述第一开关在零电压切换ZVS条件下或接近零电压切换ZVS条件下操作。
2.根据权利要求1所述的回扫转换器，其中当所述第二开关关断时，所述第二开关电压经历包含一系列峰值及谷值的共振振铃，且其中所述第二控制电路操作以在所述谷值中的特定一者处或其附近响应于所述第二开关电压转变到低于所述第二阈值而提供所述第二切换控制信号以接通所述第二开关达所述第三时间周期。
3.根据权利要求2所述的回扫转换器，其中所述第二控制电路至少部分地根据转换器输出信号而选择所述谷值中的在其处再次接通所述第二开关达所述第三时间周期的所述特定一者。
4.根据权利要求3所述的回扫转换器，其中所述第二控制电路根据设定点信号而选择所述谷值中的在其处再次接通所述第二开关达所述第三时间周期的所述特定一者以选择性地调整切换频率及所述转换器循环的持续时间以至少部分地调节所述转换器输出信号。
5.根据权利要求4所述的回扫转换器，其中所述第二控制电路直接感测所述转换器输出信号。
6.根据权利要求4所述的回扫转换器，其中所述第二控制电路根据所述变压器的次级侧上的一或多个所感测条件而计算所述转换器输出信号。
7.根据权利要求1所述的回扫转换器，其中所述第一控制电路选择性地调整所述第一时间周期以调节转换器输出信号。
8.根据权利要求1所述的回扫转换器，其包括：
第三开关，其包含经耦合以接收所述输入电压信号的第一端子、与所述初级绕组的所述第一端耦合的第二端子及用以接收第三切换控制信号的第三控制端子；
第一个二极管，其包含连接到所述初级绕组的所述第二端的第一阳极及连接到所述第三开关的所述第一端子的第一阴极；及
第二个二极管，其包含连接到所述第一恒定电压节点的第二阳极及连接到所述初级绕组的所述第一端的第二阴极；
其中所述第一控制电路操作以提供所述第三切换控制信号以在所述第一开关接通时接通所述第三开关，且在所述第一开关关断时关断所述第三开关。
9.根据权利要求8所述的回扫转换器，其中当所述第二开关关断时，所述第二开关电压经历包含一系列峰值及谷值的共振振铃，且其中所述第二控制电路操作以在所述谷值中的特定一者处或其附近响应于跨越所述第二开关的所述第二开关电压转变到低于所述第二阈值而提供所述第二切换控制信号以接通所述第二开关达所述第三时间周期。
10.根据权利要求9所述的回扫转换器，其中所述第二控制电路至少部分地根据转换器输出信号而选择所述谷值中的在其处再次接通所述第二开关达所述第三时间周期的所述特定一者。
11.一种用以操作回扫转换器的集成电路IC，其包括：
第一开关，其包含用以与变压器的初级绕组耦合的第一端子、用以与第一恒定电压节点耦合的第二端子及用以接收第一切换控制信号的第一控制端子；
第二开关，其包含用以与所述变压器的次级绕组耦合的第一端子、用以与第二恒定电压节点耦合的第二端子及用以接收第二切换控制信号的第二控制端子；
第一控制电路，其用以在转换器循环中响应于跨越所述第一开关的第一开关电压转变到低于第一阈值而提供所述第一切换控制信号来接通所述第一开关达非零第一时间周期以允许电流在所述初级绕组中沿第一方向流动；及
第二控制电路，其用以在所述转换器循环中的所述第一时间周期之后提供所述第二切换控制信号以接通所述第二开关达非零第二时间周期，所述第二控制电路操作以在所述转换器循环中响应于跨越所述第二开关的第二开关电压转变到低于第二阈值而提供所述第二切换控制信号以再次接通所述第二开关达非零第三时间周期来致使电流在所述初级绕组中沿第二方向流动，以将所述第一开关的电容至少部分地放电以致使所述第一开关电压转变到低于所述第一阈值，从而起始后续转换器循环并允许所述第一开关在零电压切换ZVS条件下或接近零电压切换ZVS条件下操作。
12.根据权利要求11所述的IC，其中当所述第二开关关断时，所述第二开关电压经历包含一系列峰值及谷值的共振振铃，且其中所述第二控制电路操作以在所述谷值中的特定一者处或其附近响应于所述第二开关电压转变到低于所述第二阈值而提供所述第二切换控制信号以接通所述第二开关达所述第三时间周期。
13.根据权利要求12所述的IC，其中所述第二控制电路至少部分地根据转换器输出信号而选择所述谷值中的在其处再次接通所述第二开关达所述第三时间周期的所述特定一者。
14.根据权利要求13所述的IC，其中所述第二控制电路根据设定点信号而选择所述谷值中的在其处再次接通所述第二开关达所述第三时间周期的所述特定一者以选择性地调整切换频率及所述转换器循环的持续时间以至少部分地调节所述转换器输出信号。
15.根据权利要求11所述的IC，其中所述第一控制电路选择性地调整所述第一时间周期以调节转换器输出信号。
16.根据权利要求11所述的IC，其包括：
第三开关，其包含经耦合以接收输入电压信号的第一端子、与所述初级绕组的第一端耦合的第二端子及用以接收第三切换控制信号的第三控制端子；
第一个二极管，其包含连接到所述初级绕组的第二端的第一阳极及连接到所述第三开关的所述第一端子的第一阴极；及
第二个二极管，其包含连接到所述第一恒定电压节点的第二阳极及连接到所述初级绕组的所述第一端的第二阴极；
其中所述第一开关的所述第一端子与所述初级绕组的所述第二端耦合；且
其中所述第一控制电路操作以提供所述第三切换控制信号以在所述第一开关接通时接通所述第三开关，且在所述第一开关关断时关断所述第三开关。
17.一种操作回扫转换器的方法，所述回扫转换器具有与转换器变压器的初级绕组耦合的第一开关及与所述转换器变压器的次级绕组耦合的第二开关，所述方法包括在一系列转换器循环中的每一者中：
响应于跨越所述第一开关的第一开关电压转变到低于第一阈值而接通所述第一开关达非零第一时间周期以允许电流在所述初级绕组中沿第一方向流动；
在所述第一时间周期之后关断所述第一开关；
在所述第一时间周期之后接通所述第二开关达非零第二时间周期；
在所述第二时间周期之后关断所述第二开关；
响应于跨越所述第二开关的第二开关电压转变到低于第二阈值而再次接通所述第二开关达非零第三时间周期以致使电流在所述初级绕组中沿第二方向流动，以将所述第一开关的电容至少部分地放电以致使所述第一开关电压转变到低于所述第一阈值，从而起始后续转换器循环并允许所述第一开关在零电压切换ZVS条件下或接近零电压切换ZVS条件下操作。
18.根据权利要求17所述的方法，其中当所述第二开关关断时，所述第二开关电压经历包含一系列峰值及谷值的共振振铃；所述方法进一步包括在所述谷值中的特定一者处或其附近响应于所述第二开关电压转变到低于所述第二阈值而接通所述第二开关达所述第三时间周期。
19.根据权利要求18所述的方法，其进一步包括至少部分地根据转换器输出信号而选择所述谷值中的在其处再次接通所述第二开关达所述第三时间周期的所述特定一者。
20.根据权利要求19所述的方法，其进一步包括选择所述谷值中的在其处再次接通所述第二开关达所述第三时间周期的所述特定一者以选择性地调整切换频率及所述转换器循环的持续时间以至少部分地调节所述转换器输出信号。
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