CN113937988A - 不对称半桥反激变换器及其控制方法 - Google Patents

不对称半桥反激变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种不对称半桥反激变换器及其控制方法，该控制方法包括：在不对称半桥反激变换器的初始开关周期内，获得第二开关管的预关断时刻，并于第二开关管的预关断时刻开始延迟第一时间后控制第二开关管关断；在不对称半桥反激变换器的非初始开关周期内，判断当前开关周期中第一开关管是否为零电压开通，并基于判断结果调整第一时间的大小。本发明能够实现不对称半桥反激变换器的接近零电压开通；同时，可以满足更大范围的输入电压和更大范围的输出电压下的理想的死区时间设定。

Description

不对称半桥反激变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及不对称半桥反激变换器技术领域，具体涉及一种不对称半桥反激变换器及其控制方法。
背景技术
随着电力电子领域的迅猛发展，开关变换器的应用越来越广泛，特别是人们对高功率密度、高可靠性和小体积的开关变换器提出了更多的要求。一般传统的小功率开关变换器采用反激拓扑实现，其具有结构简单、成本低廉等优点；但是普通反激拓扑是硬开关，而且不能回收漏感能量，因此限制了中小功率变换器的效率和体积。为了满足功率变换器小型化、轻量化、模块化的发展趋势，软开关技术已成为电力电子技术的热点之一。“软开关”是指零电压开关(ZVS)或零电流开关，它是利用谐振原理，使开关变换器的开关管电压(或电流)按正弦(或准正弦)规律变化，当电压过零时，使器件开通(或电流自然过零时，使器件关断)，实现开关损耗为零，从而提高变换器的效率和开关频率，减小变压器、电感的体积。虽然，软开关技术能够实现功率变换器的小型化、模块化等，但是，很多电路如LLC，电路变得非常复杂，使得中小功率的变换器的成本增加，往往不利于商业竞争。而不对称半桥反激变换器(Asymmetric half bridge Converter，简称AHB)在变压器的初级侧具有两个开关，它们可以以半桥配置提供，并由针对两个开关不同的脉冲宽度调制(PWM)信号驱动。非对称半桥反激式变换器的电感器被分割以形成变压器，使得电压比基于变压器的绕组比倍增，还具有隔离的附加优点。同时，在和普通反激变换器的器件数量和复杂度比较接近的条件下能够实现两个开关管的零电压开通，回收漏感能量，并且容易实现自驱动同步整流，在有效提升效率的同时减小变压器体积，成为一个比较好的应用方案。
目前常规的不对称半桥反激变换器的电路图如图1a和1b所示，其中图1a中上开关管Q2为第二开关管，下开关管Q1为第一开关管；图1b中上开关管Q1为第一开关管，下开关管Q2为第二开关管，两种电路工作原理基本相同，只是绕组位置不同。以图1b为例，其工作在临界模式(BCM模式)下的工作波形如图2所示，Vgs1和Vgs2分别为第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动电压信号波形；iLm为原边绕组Np上的的励磁电流波形；Vaux为辅助绕组Na两端的电压；Vds_Q1为第一开关管的漏源电压。其中，为防止第一开关管Q1和第二开关管Q2共通，需要在输送给第一开关管Q1和第二开关管Q2的驱动电压信号中留有一定的死区时间(如td1和td2)。
参考图2，BCM模式下的不对称半桥反激变换器在原理上通过控制第二开关管Q2额外多开通一段时间(如tZVS)，产生负向得到励磁电流，进而实现第一开关管Q1的零电压开通。但是现有的方案在实现第一开关管Q1的零电压开通时，性能不够优化，主要体现在以下两方面：
1、实现零电压开通的调节不是自适应的。如图2中的延迟时间tZVS是通过一个开环给定的时间，不能实现精准的零电压开通控制。
2、第二开关管Q2关断后至第一开关管Q1开通前的死区时间td2不够优化。如图2中的死区时间td2，需要根据输入电压Vin和输出电压Vo调整死区时间td2的大小，设计上较为复杂，且性能不是最优。
因此，有必要提供改进的技术方案以克服现有技术中存在的以上技术问题。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种不对称半桥反激变换器及其控制方法，使得不对称半桥反激变换器的零电压开通更接近理想状态；同时，可以满足更大范围的输入电压和更大范围的输出电压下的更加理想的死区时间设定。
根据本公开第一方面，提供了一种不对称半桥反激变换器的控制方法，所述不对称半桥反激变换器包括第一开关管、第二开关管、励磁电感、变压器和控制器，该控制方法包括：
在所述不对称半桥反激变换器的初始开关周期内，获得所述第二开关管的预关断时刻，并于所述第二开关管的预关断时刻开始延迟第一时间后控制所述第二开关管关断；
在所述不对称半桥反激变换器的非初始开关周期内，判断当前开关周期中所述第一开关管是否为零电压开通，并基于判断结果调整所述第一时间的大小，
可选地，获得所述第二开关管的预关断时刻包括：
对所述励磁电感上的电流进行采样检测，并在检测到所述励磁电感上的电流从高到低的过零时刻时获得所述第二开关管的预关断时刻。
可选地，获得所述第二开关管的预关断时刻包括：
将第一开关管导通期间所述不对称半桥反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第一积分结果；
在第二开关管导通后将所述不对称半桥反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第二积分结果，并在所述第二积分结果与所述第一积分结果相同时获得所述第二开关管的预关断时刻，
其中，所述变压器包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述预定参数为所述变压器中任一绕组两端的电压。
可选地，所述预定参数为所述辅助绕组两端的电压。
可选地，获得所述第二开关管的预关断时刻包括：
将第一开关管导通期间所述不对称半桥反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第一积分结果；
在第二开关管导通后将所述不对称半桥反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第二积分结果，并在所述第二积分结果与所述第一积分结果相同时获得所述第二开关管的预关断时刻，
其中，所述预定参数为流经所述不对称半桥反激变换器的控制器的电压检测管脚的电流；以及
所述控制器的电压检测管脚经由电阻元件与所述辅助绕组的一端连接，所述辅助绕组的另一端与参考地连接。
可选地，判断当前开关周期中所述第一开关管是否为零电压开通包括：
对上一开关周期中所述第一开关管导通期间所述不对称半桥反激变换器的辅助绕组两端的电压进行采样保持，获得第一采样信号；
采样当前开关周期中所述第一开关管导通时刻所述不对称半桥反激变换器的辅助绕组两端的电压，获得第二采样信号；
比较所述第一采样信号和所述第二采样信号，若所述第二采样信号小于等于所述第一采样信号与k1的乘积，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为零电压开通，反之，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为硬开通，
其中，所述k1大于0且小于等于1。
可选地，判断当前开关周期中所述第一开关管是否为零电压开通包括：
在上一开关周期中所述第一开关管导通期间，连通所述控制器的电压检测管脚与参考地之间的电流路径，并对流经所述电压检测管脚的电流进行采样保持，获得第三采样信号；
在当前开关周期中所述第一开关管导通时刻，连通所述控制器的电压检测管脚与参考地之间的电流路径，并采样流经所述电压检测管脚的电流，获得第四采样信号；
比较所述第三采样信号和所述第四采样信号，若所述第四采样信号小于等于所述第三采样信号与k2的乘积，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为零电压开通，反之，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为硬开通，
其中，所述k2大于0且小于等于1。
可选地，判断当前开关周期中所述第一开关管是否为零电压开通包括：
在预设时间内检测所述第二开关管两功率端电压的变化率，所述预设时间设置为所述第一开关管开通前后的时间段；
判断所述变化率是否大于第一阈值，若是，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为硬开通，反之，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为零电压开通。
可选地，判断当前开关周期中所述第一开关管是否为零电压开通包括：
检测所述第二开关管两功率端电压在预设时长内的变化值，所述预设时长设置为所述第一开关管开通前后的时间段；
判断所述变化值是否大于第二阈值，若是，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为硬开通，反之，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为零电压开通。
可选地，基于判断结果调整所述第一时间的大小包括：
在判定当前开关周期中所述第一开关管为零电压开通的情况下，将所述第一时间减小第一步进时长；
在判定当前开关周期中所述第一开关管为硬开通的情况下，将所述第一时间增大第二步进时长。
可选地，延迟第一时间后控制所述第二开关管关断包括：
接收控制所述第二开关管关断的第一关断信号；
将第一关断信号延迟第一时间后输送至所述第二开关管的控制端。
可选地，将所述第一时间减小第一步进时长包括：
将控制所述第二开关管关断的关断信号延迟第一叠减时间后提供至所述第二开关管的控制端，其中，所述第一叠减时间为所述第一时间与所述第一步进时长之差。
可选地，将所述第一时间增大第二步进时长包括：
将控制所述第二开关管关断的关断信号延迟第一叠加时间后提供至所述第二开关管的控制端，其中，所述第一叠加时间为所述第一时间与所述第二步进时长之和。
可选地，在每一开关周期中，控制所述第二开关管关断后所述控制方法还包括：
于过零检测时刻开始延迟第二时间后开通所述第一开关管，所述过零检测时刻为所述辅助绕组两端的电压从高到低的过零时刻，
其中，所述第二时间等于不对称半桥反激变换器的谐振周期时间乘以x，其中，x包括但不限定于1/5、9/40、1/4、7/24、1/3中的一个。
根据本公开第二方面，提供了一种不对称半桥反激变换器，包括：包含有原边绕组、副边绕组和辅助绕组的变压器；
串联于输入电压输入端与参考地之间的第一开关管和第二开关管；
连接于所述第二开关管的漏极与所述原边绕组的同名端之间的励磁电感；
连接于参考地与所述原边绕组的异名端之间的第一电容；以及
分别与所述第一开关管、所述第二开关管和所述辅助绕组连接的控制器，
其中，所述控制器包括：
第一控制单元，被配置为在所述不对称半桥反激变换器的初始开关周期内，根据所述第一开关管导通期间和所述第二开关管导通期间所述不对称半桥反激变换器的预定参数对时间的积分情况获得所述第二开关管的预关断时刻，以及在所述预关断时刻开始延迟第一时间后生成控制所述第二开关管关断的关断信号；
自适应调整单元，被配置为在所述不对称半桥反激变换器的每个非初始开关周期内根据所述第二开关管的开通情况自适应的调整所述第一时间的大小。
可选地，所述自适应调整单元包括：
采样保持单元，被配置为采样保持上一开关周期中所述第一开关管导通期间所述不对称半桥反激变换器的预定参数并获得第一采样信号；
采样单元，被配置为在当前开关周期中所述第一开关管的导通时刻采样所述不对称半桥反激变换器的预定参数并获得第二采样信号；
比较单元，分别与所述采样保持单元和所述采样单元连接，用于在所述第二采样信号小于等于所述第一采样信号与k1的乘积的情况下生成第一调整信号，或在所述第二采样信号大于所述第一采样信号与k1的乘积的情况下生成第二调整信号，
所述第一调整信号用于控制减小所述第一时间，所述第二调整信号用于控制增大所述第一时间，
其中，所述k1大于0且小于等于1。
可选地，所述预定参数为所述变压器中任一绕组两端的电压。
可选地，所述预定参数为所述辅助绕组两端的电压，以及所述不对称半桥反激变换器还包括：
串联连接于所述辅助绕组的第一端与第二端之间的第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻的连接节点与所述控制器的电压检测管脚连接。
可选地，所述预定参数为流经所述不对称半桥反激变换器的控制器的电压检测管脚的电流，以及所述不对称半桥反激变换器还包括：
第三电阻，所述第三电阻连接于所述控制器的电压检测管脚与所述辅助绕组的第一端之间，所述辅助绕组的第二端与参考地连接；
第三开关管，所述第三开关管连接于所述控制器的电压检测管脚与参考地之间；
第三控制单元，与所述第三开关管的控制端连接，用于在所述第一开关管和所述第二开关管的开通期间控制所述第三开关管开通。
可选地，所述控制器还包括：
第二控制单元，被配置为在每个开关周期内采样所述辅助绕组两端的电压，并在所述辅助绕组两端的电压从高到低的过零时刻开始延迟第二时间后生成控制所述第一开关管开通的开通信号，
其中，所述第二时间等于不对称半桥反激变换器的谐振周期时间乘以x，其中，x包括但不限定于1/5、9/40、1/4、7/24、1/3中的一个。
本发明的有益效果如下：
1、基于对一个开关周期开始时第一开关管是否为零电压开通的判断，可以实现对第一开关管的零电压开通的自适应调节，使得不对称半桥反激变换器的零电压开通更接近理想状态。同时，基于预定参数在第一开关管导通期间和第二开关管导通期间对时间的积分，能够更加准确的判断出初始开关周期内第二开关管的预关断时间，进而在该预关断时间的基础上再进行第二开关管的关断延迟，可以使得在初始开关周期的下一开关周期内更容易实现第一开关管的零电压开通，也能够缩短第一开关管的零电压开通接近理想状态所需的调节时间。
2、采用辅助绕组两端的电压的ZCD(过零检测)时刻到第一开关管开通时刻之间的时间间隔作为死区计算时间，进而可以采用恒定的死区时间设置，以满足更大范围的输入电压和更大范围的输出电压下的更加理想的死区时间设定。
应当说明的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
图1a示出现有的一种不对称半桥反激变换器的电路结构示意图；
图1b示出现有的另一种不对称半桥反激变换器的电路结构示意图；
图2示出现有的不对称半桥反激变换器在临界模式(BCM模式)下的时序波形图；
图3示出根据本公开第一实施例提供的不对称半桥反激变换器的电路结构示意图；
图4示出根据本公开第二实施例提供的不对称半桥反激变换器的电路结构示意图；
图5示出根据本公开实施例提供的自适应调整单元的结构示意图；
图6示出根据本公开实施例提供的不对称半桥反激变换器在硬开通情况下的时序波形图；
图7示出根据本公开实施例提供的不对称半桥反激变换器在零电压开通情况下的时序波形图；
图8示出根据本公开实施例提供的不对称半桥反激变换器中确定第二开关管的初始驱动宽度的时序波形图；
图9示出根据本公开实施例提供的不对称半桥反激变换器中确定死区时间的时序波形图；
图10示出根据本公开实施例提供的不对称半桥反激变换器的控制方法的流程图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
需要说明的是，本文中，定义不对称半桥反激变换器开启后的第一个开关周期为不对称半桥反激变换器的初始开关周期，定义不对称半桥反激变换器开启后的第二个开关周期及之后的开关周期为不对称半桥反激变换器的初始开关周期。
下面，参照附图对本发明进行详细说明。
本发明中，不对称半桥反激变换器AHB工作在BCM模式。
如图3和图4所示，本公开中，不对称半桥反激变换器包括：包含有原边绕组Np、副边绕组Ns和辅助绕组Na的变压器TR、第一开关管Q1、第二开关管Q2、励磁电感Lm、第一电容Cr以及控制器100。
其中，第一开关管Q1的漏极与输入电压Vin输入端连接，第一开关管Q1的栅极与控制器100连接；第二开关管Q2的漏极与第一开关管Q1的源极连接，第二开关管Q2的源极与参考地连接，第二开关管Q2的栅极与控制器100连接，以及电容C1和电容C2分别为第一开关管Q1和第二开关管Q2的结电容。在同一开关周期内，第一开关管Q1和第二开关管Q2分时的导通以将输入电压Vin自变压器TR的原边部分传递至副边部分。在一个可能的实施例中，第一开关管Q1和第二开关管Q2均为NMOS场效应晶体管。
励磁电感Lm的一端与第二开关管Q2的漏极连接，励磁电感Lm的另一端与原边绕组Np的同名端连接；第一电容Cr的一端与原边绕组Np的异名端连接，第一电容Cr的另一端与参考地连接。本实施例中，第一电容Cr为谐振电容。
不对称半桥反激变换器的副边部分包括：整流二极管D1和输出电容Co。整流二极管D1的阳极与副边绕组Ns的异名端连接，整流二极管D1的阴极与不对称半桥反激变换器的输出端连接；输出电容Co的正极与不对称半桥反激变换器的输出端连接，输出电容Co的负极与参考地连接，同时，副边绕组Ns的同名端也与参考地连接。进一步的，不对称半桥反激变换器的输出端与负载连接，负载接收不对称半桥反激变换器转换的电能(例如电压和电流)。在一些实例中，不对称半桥反激变换器转换的电能在到达负载之前还经过有滤波器。在一些实例中，滤波器是不对称半桥反激变换器的子部件、不对称半桥反激变换器的外部部件、和/或负载的子部件。在任何情况下，负载可以使用来自不对称半桥反激变换器的已滤波或未滤波的电能来执行功能。可选的，负载可以包括但不限于，计算设备和相关部件，例如微处理器、电气部件、电路、膝上型计算机、台式计算机、平板计算机、移动电话、电池、扬声器、照明单元、汽车/船舶/航空/火车的相关部件、马达、变压器、或从反激变换器接收电压或电流的任何其它类型的电气设备和/或电路。
控制器100包括：第一控制单元110、第二控制单元120和自适应调整单元130。其中，第二控制单元120与第一开关管Q1的栅极连接、第一控制单元110与第二开关管Q2的栅极连接，自适应调整单元130经由控制器100的电压检测管脚Vs与辅助绕组Na连接。
第一控制单元110用于提供第一控制信号Vgs2以控制第二开关管Q2的导通/关断。具体的，本实施例中，第一控制单元110被配置为在不对称半桥反激变换器的初始开关周期内，根据第一开关管Q1导通期间和第二开关管Q2导通期间不对称半桥反激变换器的预定参数对时间的积分情况获得第二开关管Q2的预关断时刻，以及在预关断时刻开始延迟第一时间(本文中记为tZVS)后生成控制第二开关管Q2关断的关断信号。示例性的，该关断信号可为低电平状态的第一控制信号Vgs2。
示例性的，可以在第一控制单元110中设置积分电路和比较电路，在不对称半桥反激变换器的初始开关周期内，配置积分电路分别在第一开关管Q1的导通期间和第二开关管Q2的导通期间对不对称半桥反激变换器的预定参数进行时间积分，获得相应的第一积分结果和第二积分结果，此时，第一结果和第二积分结果可对应为积分电路输出的电压信号。配置比较电路对第一积分结果和第二积分结果进行比较，并在第二积分结果与第一积分结果相同的时刻(即预关断时刻)触发计时器或延时单元开始进行计时，从而在计时值达到第一时间tZVS对应的时长时触发第一控制单元110生成控制第二开关管Q2关断的关断信号。或者，也可在第一控制单元110中设置电流检测电路，在不对称半桥反激变换器的初始开关周期内，配置电流检测电路在第二开关管Q2的导通期间对励磁电感Lm上的励磁电流iLm进行采样检测，并在检测到励磁电流iLm从高到低的零电流时刻时(即第二开关管Q2的预关断时刻)触发计时器或延时单元开始进行计时，从而在计时值达到第一时间tZVS对应的时长时触发第一控制单元110生成控制第二开关管Q2关断的关断信号。
本公开中，自适应调整单元130被配置为在不对称半桥反激变换器的每个非初始开关周期内根据第二开关管Q2的导通情况自适应的调整第一时间tZVS的大小。
在一些实施例中，参考图5，自适应调整单元130包括：采样保持单元131、采样单元132和比较单元133。
其中，采样保持单元131被配置为采样保持上一开关周期中第一开关管Q1导通期间不对称半桥反激变换器的预定参数并获得第一采样信号。采样单元132被配置为在当前开关周期中第一开关管Q1的导通时刻采样不对称半桥反激变换器的预定参数并获得第二采样信号。比较单元133分别与采样保持单元131和采样单元132连接，用于在第二采样信号小于等于第一采样信号与k1的乘积的情况下生成第一调整信号，或在第二采样信号大于第一采样信号与k1的乘积的情况下生成第二调整信号。其中，第一调整信号用于控制减小第一时间tZVS，第二调整信号用于控制增大第一时间tZVS，以及k1大于0且小于等于1。
基于变压器TR的工作原理可知，变压器TR中原边绕组Np两端的电压、副边绕组Ns两端的电压以及辅助绕组Na两端的电压Vaux相互之间均具有一定的比例关系。进而，在一些实施例中，不对称半桥反激变换器的预定参数为变压器TR中任一绕组两端的电压，其中，优选为辅助绕组Na两端的电压。示例性的，以预定参数为辅助绕组Na两端的电压为例。此时，参考图3，不对称半桥反激变换器还包括：第一电阻R1和第二电阻R2。其中，第一电阻R1和第二电阻R2依次串联连接于辅助绕组Na的异名端与同名端之间，且第一电阻R1和第二电阻R2的连接节点与控制器100的电压检测管脚Vs连接。
可选的，本实施例中，辅助绕组Na两端的电压可以在经第一电阻R1和第二电阻R2分压后，由控制器100的电压检测管脚Vs进行采样。另外，控制器100也可直接对辅助绕组Na两端的电压进行采样。
参考图8，不对称半桥反激变换器在初始开关周期内的工作原理如下：
在t0时刻，第二控制信号Vgs1为高电平，第一开关管Q1导通，此时，第一控制单元110中的积分电路开始对辅助绕组Na两端的电压进行时间积分。
在t0-t1时间段内，采样保持单元131对辅助绕组Na两端的电压进行采样保持，记为Vaux_SH。
至t1时刻，第二控制信号Vgs1变为低电平，第一开关管Q1关断，积分电路对辅助绕组Na两端的电压的时间积分停止，积分结果被锁存，记为第一积分结果。
在t2时刻，第一控制信号Vgs2变为高电平，第二开关管Q2导通，此时，第一控制单元110中的积分电路再次开始对辅助绕组Na两端的电压进行时间积分，记为第二积分结果，并将第二积分结果实时的输送至比较电路以与锁存的第一积分结果进行比较。
至t3时刻，比较电路监测到第二积分结果与第一积分结果相同(即图8中的阴影部分S2的面积与阴影部分S1的面积相等)，积分电路停止积分。同时，可判定此时刻为第二开关管Q2的预关断时刻，并于该时刻触发计时电路开始计时。
至t4时刻，计时电路的计时值达到设定值，即第一时间tZVS对应的时长，触发第一控制单元110输出低电平的第一控制信号Vgs2至第二开关管Q2的栅极，控制第二开关管Q2关断。
在t5时刻，第二控制单元120输出高电平的第二控制信号Vgs1至第一开关管Q1的栅极，控制第一开关管Q1再次导通，进而开始不对称半桥反激变换器的下一开关周期。
可以理解的是，由于第二开关管Q2的导通时间被延长，使得励磁电流iLm在t3时刻下降为零后继续负向的线性增加。在t4-t5时间段内，负向的励磁电流iLm对第一开关管Q1的结电容C1放电，如此，能够实现第一开关管Q1在t5时刻的零电压开通。
本实施例中，参考图6和图7，不对称半桥反激变换器在每一非初始开关周期内的工作原理如下：
在t0时刻，第二控制信号Vgs1变为高电平，第一开关管Q1导通，此时，采样单元132对辅助绕组Na两端的电压进行采样获得第二采样信号Vaux_ZVS，并将该第二采样信号Vaux_ZVS输出至比较单元133。之后，由比较单元133对该第二采样信号Vaux_ZVS与上一开关周期中采样保持单元131所获得第一采样信号Vaux_SH进行比较。
进一步地，经比较，若第二采样信号Vaux_ZVS小于等于第一采样信号Vaux_SH与k1的乘积，参考图7，则可判定当前开关周期内第一开关管Q1为零电压开通(等效图7中的t5时刻，该时刻第一开关管Q1的漏源电压Vds_Q1等于0)，此时比较单元133生成第一调整信号以控制将上一开关周期所确定的第一时间tZVS减小第一步进时长；若第二采样信号大于第一采样信号与k1的乘积，参考图6，则可判定当前开关周期内第一开关管Q1为硬开通(等效图6中的t5时刻，该时刻第一开关管Q1的漏源电压Vds_Q1大于0)，此时比较单元133生成第二调整信号以控制将上一开关周期所确定的第一时间tZVS增大第二步进时长。
可选的，第一步进时长和第二步进时长可以相等，也可以不相等，本发明对此不作限定。
在t0-t1时间段内，第二控制信号Vgs1为高电平，第一开关管Q1导通，且辅助绕组Na两端的电压为负压。此时，采样保持单元131对辅助绕组Na两端的电压进行采样保持，记为Vaux_SH。
在t2-t3时间段内，第一控制信号Vgs2变为高电平，第二开关管Q2导通。同时，基于t2时刻确定第二开关管Q2的预关断时刻t3。
在t3时刻，触发计时电路基于调整后的第一时间tZVS进行计时。
至t4时刻，计时电路的计时值达到设定值，即调整后的第一时间tZVS对应的时长，并触发第一控制单元110输出低电平的第一控制信号Vgs2至第二开关管Q2的栅极，控制第二开关管Q2关断。
在t5时刻，第二控制单元120输出高电平的第二控制信号Vgs1至第一开关管Q1的栅极，控制第一开关管Q1再次导通，进而开始不对称半桥反激变换器的下一开关周期。
可选地，在不对称半桥反激变换器在每一非初始开关周期内，可以采用前述与初始开关周期中确定t3时刻相同的方式确定第二开关管Q2的预关断时刻t3。如此，可以保证不对称半桥反激变换器的每一开关周期中所确定的第二开关管Q2的预关断时刻t3的准确性，避免在不对称半桥反激变换器运行过程中某一变量的改变所造成的误差累积。另一方面，也可以在不对称半桥反激变换器的初始开关周期内对时间段t2-t3的时长进行计时获得第一计时值，之后在每一非初始开关周期内的t2时刻开始计时，在计时值达到第一计时值的时刻停止计时并将该时刻确定为第二开关管Q2的预关断时刻t3。如此，可以简化不对称半桥反激变换器的运行过程，提高系统的工作效率。
在另一些实施例中，预定参数为流经控制器100的电压检测管脚Vs的电流。此时，参考图4，不对称半桥反激变换器还包括：第三电阻RFB1、第三开关管Q3和第三控制单元140。其中，第三电阻RFB1连接于控制器100的电压检测管脚Vs与辅助绕组Na的异名端之间，辅助绕组Na的同名端与参考地连接；第三开关管Q3连接于控制器100的电压检测管脚Vs与参考地之间；而第三控制单元140与第三开关管Q3的控制端连接，用于在第一开关管Q1和第二开关管Q2的开通期间控制第三开关管Q3导通。
可选的，本实施例中，第三开关管Q3可以集成于控制器100内部，也可设置于控制器100的外部，本发明对此不作限定。以及在一个可能的实施例中，第三开关管Q3为NMOS场效应晶体管。
该实施例中，不对称半桥反激变换器在初始开关周期内和每一非初始开关周期内的工作原理与前述实施例中对图8的描述基本相同，此处不再赘述。区别之处仅在于：本实施例中积分电路进行时间积分的对象、以及采样保持单元131和采样单元132进行采样的对象均为第一开关管Q1和第二开关管Q2导通期间流经控制器100的电压检测管脚Vs的电流Is。同时，在t0时刻和t2时刻，第三控制单元140会输出高电平的第三控制信号Vgs3至第三开关管Q3的栅极以控制第三开关管Q3导通。
可选的，在另一些实施例中，自适应调整单元还被配置为通过将第二开关管两功率端电压Vds_Q2的变化率dV/dt与第一阈值进行比较，或者将第二开关管两功率端电压Vds_Q2的变化值与第二阈值进行比较，来判断当前开关周期内第一开关管Q1的开通方式是否为零电压开通，进而根据判断结果于下一开关周期内动态的调整第一时间的时长，以此来使第一开关管Q1在开通时刻的ZVS能够更加趋于理想化。进一步的，当第二开关管两功率端电压Vds_Q2的变化率dV/dt大于第一阈值，或者第二开关管两功率端电压Vds_Q2的变化值大于第二阈值时，可判定当前开关周期中第一开关管Q1为硬开通，反之，则可判定当前开关周期中第一开关管Q1为零电压开通。
本实施例中，通过对一个开关周期开始时第一开关管是否为零电压开通的判断，可以实现对第一开关管的零电压开通的自适应调节，使得不对称半桥反激变换器的零电压开通更接近理想状态。同时，基于预定参数在第一开关管导通期间和第二开关管导通期间对时间的积分，能够更加准确的判断出初始开关周期内第二开关管的预关断时间，进而在该预关断时间的基础上再进行第二开关管的关断延迟，可以使得在初始开关周期的下一开关周期内更容易实现第一开关管的零电压开通，也能够缩短第一开关管的零电压开通接近理想状态所需的调节时间。
本实施例中，第二控制单元120被配置为在每个开关周期内采样辅助绕组Na两端的电压，并在辅助绕组Na两端的电压从高到低的过零时刻开始延迟第二时间后生成控制第一开关管Q1开通的开通信号。即输出高电平的第二控制信号Vgs1至第一开关管Q1的栅极。其中，第二时间等于不对称半桥反激变换器的谐振周期时间乘以x，其中，x包括但不限定于1/5、9/40、1/4、7/24、1/3中的一个，同时，x还可以是在1/5至1/3范围内的任一实数值，优选为1/4。
在不对称半桥反激变换器的每个开关周期中，为避免第一开关管Q1和第二开关管Q2同时导通，在第一开关管Q1关断后及第二开关管Q2导通前设置有第一死区时间，记为td1，以及在第二开关管Q2关断后及第一开关管Q1导通前设置有第二死区时间，记为td2。
参考图9，不对称半桥反激变换器在每一开关周期内的工作原理如下：
在t0-t1时间段内，第二控制信号Vgs1为高电平，第一开关管Q1导通。该时间段内，输入电压Vin输入端的能量通过第一开关管Q1、励磁电感Lm、原边绕组Np和第一电容Cr这一回路给变压器TR励磁，励磁电流iLm首先从负向线性减小到零以后线性增加。此过程中励磁电感Lm、变压器TR和第一电容Cr存储能量，同时副边整流二极管D1负向截止。
在t1时刻，第二控制信号Vgs1变为低电平，第一开关管Q1关断。
在t1-t2时间段内，第一开关管Q1处于关断状态，且第二开关管Q2也还未开启，此时间段为死区时间td1。在这段死区时间内，因为励磁电感Lm和原边绕组Np要续流，所以第一开关管Q1的结电容C1、第二开关管Q2的结电容C2、第一电容Cr、励磁电感Lm和原边绕组Np发生谐振，抽取第二开关管Q2的结电容C2的能量，使得第二开关管Q2的漏源电压Vds_Q2下降，同时给第一开关管Q1的结电容C1充电，第一开关管Q1的漏源电压Vds_Q1上升。同时该时间段内，辅助绕组Na上的电压Vaux从负压开始上升。
在t2时刻，第一开关管Q1的结电容C1电压达到最高，第二开关管Q2的结电容C2电压被抽到零电压，此时第一控制信号Vgs_Q2变为高电平，第二开关管Q2开通，则这样就可以实现第二开关管Q2的零电压开通。同时，辅助绕组Na上的电压Vaux也达到最高。
在t2-t3时间段内，不对称半桥反激变换器的副边部分中，整流二极管D1正向导通，变压器TR的原边中存储的能量开始向副边释放，励磁电流iLm线性下降。
在t3时刻，控制器100检测到该时刻为不对称半桥反激变换器的预关断时间，并于该时刻开始计时。同时，在t3时刻，励磁电流iLm线性下降到零电流。
在t3-t41时间段内，计时电路持续计时，且励磁电感Lm和第一电容Cr发生谐振，第一电容Cr上存储的能量通过正激的过程也向副边释放，励磁电流iLm进入负向。
在t41时刻，不对称半桥反激变换器中的计时电路的计时时长达到调整后的第一时间tZVS对应的时长并停止计时，此时第二开关管Q2的栅极所接收的第一控制信号Vgs_Q2变为低电平，第二开关管Q2关断。
在t41-t42时间段内，第一开关管Q1和第二开关管Q2均处于关断状态，因为励磁电流iLm续流所以励磁电感Lm和原边绕组Np要续流，所以第一开关管Q1的结电容C1、第二开关管Q2的结电容C2、第一电容Cr、励磁电感Lm和原边绕组Np发生谐振，抽取第一开关管Q1的结电容C1的能量，第一开关管Q1的漏源电压Vds_Q1下降，同时给第二开关管Q2的结电容C2充电，第二开关管Q2的漏源电压Vds_Q1上升。同时，辅助绕组Na上的电压Vaux也线性下降。
在t42时刻，辅助绕组Na上的电压Vaux下降到零，判定此时刻为过零检测时刻(ZCD)。同时，不对称半桥反激变换器中的计时电路从该时刻开始计时。
在t5时刻，计时电路的计时时长达到预设的第二时间td2对应的时长并停止计时。此时，第二开关管Q2的结电容C2电压达到最高，第一开关管Q1的结电容C1电压被抽到零电压，且第二控制信号Vgs_Q1变为高电平，实现了第一开关管Q1的零电压开通。这样就完成一个周期，接着继续按照同样的工作过程重复工作。
本实施例中，采用辅助绕组两端的电压的ZCD(过零检测)时刻到第一开关管开通时刻之间的时间间隔作为第二死区计算时间，可以采用恒定的第二死区时间设置，满足了更大范围的输入电压和更大范围的输出电压下的更加理想的死区时间设定。
参考图10，图10示出根据本公开实施例提供的不对称半桥反激变换器的控制方法的流程图，该控制方法可用于前述图3至图9中所描述的不对称半桥反激变换器中。
如图10所示，本公开中，反激变换器的控制方法包括执行步骤S01至步骤S02。
具体的，在步骤S01中，在不对称半桥反激变换器的初始开关周期内，获得第二开关管Q2的预关断时刻，并于第二开关管Q2的预关断时刻开始延迟第一时间tZVS后控制第二开关管Q2关断。
本实施例中，获得第二开关管的预关断时刻包括：对励磁电感Lm上的电流iLm进行采样检测，并在检测到励磁电感上的电流iLm从高到低的零电流时刻时获得第二开关管Q2的预关断时刻。或者，在第一开关管Q1导通期间对不对称半桥反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第一积分结果；在第二开关管Q2导通后将不对称半桥反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第二积分结果，并在第二积分结果与第一积分结果相同时获得第二开关管Q2的预关断时刻。
进一步地，在一些实施例中，不对称半桥反激变换器的预定参数为变压器TR中任一绕组两端的电压，其中，优选为辅助绕组Na两端的电压。示例性的，以预定参数为辅助绕组Na两端的电压Vaux为例，其中，基于辅助绕组Na两端的电压Vaux获得第二开关管Q2的预关断时刻的具体工作流程可参考前述对图8的描述，此处不再赘述。
在另一些实施例中，不对称半桥反激变换器的预定参数为流经不对称半桥反激变换器的控制器100的电压检测管脚Vs的电流Is。其中，基于控制器100的电压检测管脚Vs的电流Is获得第二开关管Q2的预关断时刻的具体工作流程可参考前述对图8的描述，以及在理解时将积分电路进行时间积分的对象等效替换为第一开关管Q1和第二开关管Q2导通期间流经控制器100的电压检测管脚Vs的电流Is即可，此处亦不再赘述。
进一步地，延迟第一时间tZVS后控制第二开关管Q2关断包括：接收控制第二开关管Q2关断的第一关断信号；将第一关断信号延迟第一时间tZVS后输送至第二开关管Q2的控制端即栅极。
在步骤S02中，在不对称半桥反激变换器的非初始开关周期内，判断当前开关周期中第一开关管是否为零电压开通，并基于判断结果调整第一时间的大小。
在一些实施例中，判断当前开关周期中第一开关管Q1是否为零电压开通进一步包括：对上一开关周期中第一开关管Q1导通期间不对称半桥反激变换器的辅助绕组Na两端的电压Vaux进行采样保持，获得第一采样信号Vaux_SH；采样当前开关周期中第一开关管Q1导通时刻不对称半桥反激变换器的辅助绕组两端的电压Vaux，获得第二采样信号Vaux_ZVS；比较第一采样信号Vaux_SH和第二采样信号Vaux_ZVS，若第二采样信号Vaux_ZVS小于等于第一采样信号Vaux_SH与k1的乘积，则可判定当前开关周期中第一开关管Q1为零电压开通，反之，则可判定当前开关周期中第一开关管Q1为硬开通。其中，k1大于0且小于等于1。其中，基于辅助绕组Na两端的电压Vaux判断当前开关周期中第一开关管Q1是否为零电压开通的具体工作流程可参考前述对图6和图7的描述，此处不再赘述。
在另一些实施例中，判断当前开关周期中第一开关管Q1是否为零电压开通进一步包括：在上一开关周期中第一开关管Q1导通期间，连通控制器100的电压检测管脚Vs与参考地之间的电流路径，并对流经电压检测管脚Vs的电流Is进行采样保持，获得第三采样信号；在当前开关周期中第一开关管Q1导通时刻，连通控制器100的电压检测管脚Vs与参考地之间的电流路径，并采样流经电压检测管脚Vs的电流Is，获得第四采样信号；比较第三采样信号和第四采样信号，若第四采样信号小于等于第三采样信号与k2的乘积，则可判定当前开关周期中第一开关管Q1为零电压开通，反之，则可判定当前开关周期中第一开关管Q1为硬开通。其中，k2大于0且小于等于1。其中，基于辅助绕组Na两端的电压Vaux判断当前开关周期中第一开关管Q1是否为零电压开通的具体工作流程可参考前述对图6和图7的描述，以及在理解时将采样保持电路131和采样电路132采样的对象等效替换为第一开关管Q1和第二开关管Q2导通期间流经控制器100的电压检测管脚Vs的电流Is即可，此处不再赘述。
可选的，k1与k2的取值可以相同也可以不相同。具体可根据实际情况进行合理的选择，本发明对此不作限定。
在又一些实施例中，判断当前开关周期中第一开关管Q1是否为零电压开通进一步包括：在预设时间内检测第二开关管两功率端电压Vds_Q2的变化率，该预设时间设置为第一开关管Q1开通前后的时间段；判断该变化率是否大于第一阈值，若是，则可判定当前开关周期中第一开关管Q1为硬开通，反之，则可判定当前开关周期中第一开关管Q1为零电压开通。或者，检测第二开关管两功率端电压Vds_Q2在预设时长内的变化值，该预设时长设置为第一开关管Q1开通前后的时间段；判断该变化值是否大于第二阈值，若是，则可判定当前开关周期中第一开关管Q1为硬开通，反之，则可判定当前开关周期中第一开关管Q1为零电压开通。
进一步地，基于判断结果调整第一时间tZVS的大小包括：在判定当前开关周期中第一开关管Q1为零电压开通的情况下，将第一时间tZVS减小第一步进时长；或者在判定当前开关周期中第一开关管Q1为硬开通的情况下，将第一时间tZVS增大第二步进时长。
其中，将第一时间tZVS减小第一步进时长包括：将控制第二开关管Q2关断的关断信号延迟第一叠减时间后提供至第二开关管Q2的控制端，其中，第一叠减时间为第一时间tZVS与第一步进时长之差。
将第一时间tZVS增大第二步进时长包括：将控制第二开关管Q2关断的关断信号延迟第一叠加时间后提供至第二开关管Q2的控制端，其中，第一叠加时间为第一时间tZVS与第二步进时长之和。
进一步地，本公开中，在每一开关周期中，控制第二开关管Q2关断后还包括：于过零检测时刻开始延迟第二时间后开通第一开关管，过零检测时刻为辅助绕组两端的电压从高到低的过零时刻，其中，所述第二时间等于不对称半桥反激变换器的谐振周期时间乘以x，其中，x包括但不限定于1/5、9/40、1/4、7/24、1/3中的一个。具体方法可参考前述对图9的描述，此处不再赘述。
综上，本公开技术方案可以使得不对称半桥反激变换器的零电压开通更接近理想状态；同时，也能够满足更大范围的输入电压和更大范围的输出电压下的更加理想的死区时间设定。
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。

Claims (17)

1.一种不对称半桥反激变换器的控制方法，所述不对称半桥反激变换器包括构成半桥的第一开关管和第二开关管、变压器和控制器，其中，所述控制方法包括：
在所述不对称半桥反激变换器的初始开关周期内，获得所述第二开关管的预关断时刻，并于所述第二开关管的预关断时刻开始延迟第一时间后控制所述第二开关管关断；
在所述不对称半桥反激变换器的非初始开关周期内，判断当前开关周期中所述第一开关管是否为零电压开通，并基于判断结果调整所述第一时间的大小。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其中，所述不对称半桥反激变换器包括励磁电感，获得所述第二开关管的预关断时刻包括：
对所述励磁电感上的电流进行采样检测，并在检测到所述励磁电感上的电流从高到低的零电流时刻时获得所述第二开关管的预关断时刻。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其中，获得所述第二开关管的预关断时刻包括：
在第一开关管导通期间将所述不对称半桥反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第一积分结果；
在第二开关管导通后将所述不对称半桥反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第二积分结果，并在所述第二积分结果达到所述第一积分结果时获得所述第二开关管的预关断时刻，
其中，所述变压器包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述预定参数为所述变压器中任一绕组两端的电压。
4.根据权利要求3所述的控制方法，其中，所述预定参数为所述辅助绕组两端的电压。
5.根据权利要求4所述的控制方法，其中，获得所述第二开关管的预关断时刻包括：
将第一开关管导通期间所述不对称半桥反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第一积分结果；
在第二开关管导通后将所述不对称半桥反激变换器的预定参数对时间进行积分获得第二积分结果，并在所述第二积分结果与所述第一积分结果相同时获得所述第二开关管的预关断时刻，
其中，所述预定参数为流经所述不对称半桥反激变换器的控制器的电压检测管脚的电流；以及
所述变压器包括原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述控制器的电压检测管脚经由电阻元件与所述辅助绕组的一端连接，所述辅助绕组的另一端与参考地连接。
6.根据权利要求1中任一项所述的控制方法，其中，判断当前开关周期中所述第一开关管是否为零电压开通包括：
对上一开关周期中所述第一开关管导通期间所述不对称半桥反激变换器的辅助绕组两端的电压进行采样保持，获得第一采样信号；
采样当前开关周期中所述第一开关管导通时刻所述不对称半桥反激变换器的辅助绕组两端的电压，获得第二采样信号；
比较所述第一采样信号和所述第二采样信号，若所述第二采样信号小于等于所述第一采样信号与k1的乘积，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为零电压开通，反之，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为硬开通，
其中，所述k1大于0且小于等于1。
7.根据权利要求1中任一项所述的控制方法，其中，判断当前开关周期中所述第一开关管是否为零电压开通包括：
在上一开关周期中所述第一开关管导通期间，连通所述控制器的电压检测管脚与参考地之间的电流路径，并对流经所述电压检测管脚的电流进行采样保持，获得第三采样信号；
在当前开关周期中所述第一开关管导通时刻，连通所述控制器的电压检测管脚与参考地之间的电流路径，并采样流经所述电压检测管脚的电流，获得第四采样信号；
比较所述第三采样信号和所述第四采样信号，若所述第四采样信号小于等于所述第三采样信号与k2的乘积，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为零电压开通，反之，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为硬开通，
其中，所述k2大于0且小于等于1。
8.根据权利要求1中任一项所述的控制方法，其中，判断当前开关周期中所述第一开关管是否为零电压开通包括：
在预设时间内检测所述第二开关管两功率端电压的变化率，所述预设时间设置为所述第一开关管开通前后的时间段；
判断所述变化率是否大于第一阈值，若是，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为硬开通，反之，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为零电压开通。
9.根据权利要求1中任一项所述的控制方法，其中，判断当前开关周期中所述第一开关管是否为零电压开通包括：
检测所述第二开关管两功率端电压在预设时长内的变化值，所述预设时长设置为所述第一开关管开通前后的时间段；
判断所述变化值是否大于第二阈值，若是，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为硬开通，反之，则可判定当前开关周期中所述第一开关管为零电压开通。
10.根据权利要求6-9中任一项所述的控制方法，其中，基于判断结果调整所述第一时间的大小包括：
在判定当前开关周期中所述第一开关管为零电压开通的情况下，将所述第一时间减小第一步进时长；
在判定当前开关周期中所述第一开关管为硬开通的情况下，将所述第一时间增大第二步进时长。
11.根据权利要求1所述的控制方法，其中，在每一开关周期中，控制所述第二开关管关断后所述控制方法还包括：
于过零检测时刻开始延迟第二时间后开通所述第一开关管，所述过零检测时刻为所述变压器中的辅助绕组两端的电压从高到低的过零时刻，
其中，所述第二时间等于不对称半桥反激变换器的谐振周期时间乘以x，其中，x包括但不限定于1/5、9/40、1/4、7/24、1/3中的一个。
12.一种不对称半桥反激变换器，其中，包括：
包含有原边绕组、副边绕组和辅助绕组的变压器；
串联于输入电压输入端与参考地之间的第一开关管和第二开关管；
分别与所述第一开关管、所述第二开关管和所述辅助绕组连接的控制器，
其中，所述控制器包括：
第一控制单元，被配置为在所述不对称半桥反激变换器的初始开关周期内，根据所述第一开关管导通期间和所述第二开关管导通期间所述不对称半桥反激变换器的预定参数对时间的积分情况获得所述第二开关管的预关断时刻，以及在所述预关断时刻开始延迟第一时间后生成控制所述第二开关管关断的关断信号；
自适应调整单元，被配置为在所述不对称半桥反激变换器的每个非初始开关周期内根据所述第二开关管的开通情况自适应的调整所述第一时间的大小。
13.根据权利要求12所述的不对称半桥反激变换器，其中，所述自适应调整单元包括：
采样保持单元，被配置为采样保持上一开关周期中所述第一开关管导通期间所述不对称半桥反激变换器的预定参数并获得第一采样信号；
采样单元，被配置为在当前开关周期中所述第一开关管的导通时刻采样所述不对称半桥反激变换器的预定参数并获得第二采样信号；
比较单元，分别与所述采样保持单元和所述采样单元连接，用于在所述第二采样信号小于等于所述第一采样信号与k1的乘积的情况下生成第一调整信号，或在所述第二采样信号大于所述第一采样信号与k1的乘积的情况下生成第二调整信号，
所述第一调整信号用于控制减小所述第一时间，所述第二调整信号用于控制增大所述第一时间，
其中，所述k1大于0且小于等于1。
14.根据权利要求13所述的不对称半桥反激变换器，其中，所述预定参数为所述变压器中任一绕组两端的电压。
15.根据权利要求14所述的不对称半桥反激变换器，其中，所述预定参数为所述辅助绕组两端的电压，以及所述不对称半桥反激变换器还包括：
串联连接于所述辅助绕组的第一端与第二端之间的第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻的连接节点与所述控制器的电压检测管脚连接。
16.根据权利要求13所述的不对称半桥反激变换器，其中，所述预定参数为流经所述不对称半桥反激变换器的控制器的电压检测管脚的电流，以及所述不对称半桥反激变换器还包括：
第三电阻，所述第三电阻连接于所述控制器的电压检测管脚与所述辅助绕组的第一端之间，所述辅助绕组的第二端与参考地连接；
第三开关管，所述第三开关管连接于所述控制器的电压检测管脚与参考地之间；
第三控制单元，与所述第三开关管的控制端连接，用于在所述第一开关管和所述第二开关管的开通期间控制所述第三开关管开通。
17.根据权利要求13所述的不对称半桥反激变换器，其中，所述控制器还包括：
第二控制单元，被配置为在每个开关周期内采样所述辅助绕组两端的电压，并在所述辅助绕组两端的电压从高到低的过零时刻开始延迟第二时间后生成控制所述第一开关管开通的开通信号，
其中，所述第二时间等于不对称半桥反激变换器的谐振周期时间乘以x，其中，x包括但不限定于1/5、9/40、1/4、7/24、1/3中的一个。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115940660A (zh) * 2023-03-13 2023-04-07 艾科微电子(深圳)有限公司 非对称半桥电源及其控制方法
CN116707315A (zh) * 2023-08-02 2023-09-05 艾科微电子(深圳)有限公司 非对称半桥电源供应器的控制器及控制方法
WO2024026733A1 (zh) * 2022-08-03 2024-02-08 华为数字能源技术有限公司 变换器和电源适配器
EP4346074A1 (en) * 2022-09-30 2024-04-03 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. Asymmetric half-bridge converter with switching signal delay determination for zvs

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11962247B2 (en) * 2021-02-25 2024-04-16 Richtek Technology Corporation Resonant half-bridge flyback power converter with skipping cycles and control method thereof
CN116707316B (zh) * 2023-08-02 2024-02-27 艾科微电子(深圳)有限公司 非对称半桥电源供应器的控制方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR19990045058A (ko) * 1997-11-18 1999-06-25 이형도 비대칭 플라이백 컨버터
CN102148573A (zh) * 2011-04-19 2011-08-10 苏州工业职业技术学院 一种半桥式软开关直流变换器及其控制方法
US10103616B1 (en) * 2017-04-18 2018-10-16 Richtek Technology Corporation Flyback power converter circuit with active clamping and zero voltage switching and conversion control circuit thereof
US20200091826A1 (en) * 2018-09-18 2020-03-19 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd Flyback converter, control circuit and control method thereof
CN111697811A (zh) * 2019-03-14 2020-09-22 英飞凌科技奥地利有限公司 电源以及用于交叉导通保护的方法和设备
CN112087146A (zh) * 2020-09-16 2020-12-15 广州金升阳科技有限公司 一种不对称半桥反激变换器的控制方法及电路
CN112564489A (zh) * 2020-11-03 2021-03-26 广州金升阳科技有限公司 一种开关变换器的模式控制方法及开关变换器

Family Cites Families (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7061780B2 (en) * 2004-09-09 2006-06-13 System General Corp. Switching control circuit with variable switching frequency for primary-side-controlled power converters
CN101645658B (zh) * 2009-05-27 2013-09-18 北京中星微电子有限公司 反激式电源转换器及反激式电源转换器的环路控制方法
CN102143628B (zh) * 2010-01-29 2013-05-08 成都芯源系统有限公司 一种电路和方法及使用该电路的灯具
CN102364859B (zh) * 2011-05-31 2014-11-26 杭州士兰微电子股份有限公司 开关电源控制装置及包含该控制装置的反激式开关电源
US9287798B2 (en) * 2012-12-06 2016-03-15 Stmicroelectronics, Inc. High power factor primary regulated offline LED driver
US8947894B2 (en) * 2013-04-05 2015-02-03 Infineon Technologies Austria Ag Switched mode power supply including a flyback converter with primary side control
KR101864466B1 (ko) * 2014-03-19 2018-06-05 한국과학기술원 전원 공급 장치
US9621053B1 (en) * 2014-08-05 2017-04-11 Flextronics Ap, Llc Peak power control technique for primary side controller operation in continuous conduction mode
CN104333216B (zh) * 2014-11-28 2017-04-12 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 开关电源控制器及其控制方法
WO2017004815A1 (en) * 2015-07-08 2017-01-12 Dialog Semiconductor Inc. Single stage switching power converter with improved primary only feedback
CN105375783B (zh) 2015-11-13 2019-05-21 广州金升阳科技有限公司 反馈控制方法和基于该方法的不对称半桥式反激变换器的控制方法及两方法的实现电路
US10108294B2 (en) * 2016-01-26 2018-10-23 Dialog Semiconductor Inc. Switching power converter with history-based valley mode switching
US10069426B2 (en) * 2016-03-12 2018-09-04 Semiconductor Components Industries, Llc Active clamp flyback converter
US10236779B2 (en) * 2016-04-19 2019-03-19 Fairchild Semiconductor Corporation Semiconductor device and method therefor
CN208971392U (zh) * 2017-12-15 2019-06-11 杰华特微电子（杭州）有限公司 反激式开关电源
CN111953211B (zh) * 2019-05-16 2022-03-11 东南大学 准谐振反激变换器的同步整流控制系统及方法
CN112117905B (zh) * 2019-06-20 2021-12-21 东南大学 有源钳位反激变换器的控制系统及方法
WO2021146982A1 (zh) * 2020-01-22 2021-07-29 Msj系统有限责任公司 一种开关电源变换器
US11411489B2 (en) * 2020-06-29 2022-08-09 Richtek Technology Corporation Resonant half-bridge flyback power converter and primary controller circuit and control method thereof
US12113448B2 (en) * 2020-07-28 2024-10-08 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Zero-voltage-switching flyback converter with reduced secondary side current and voltage stress
CN112217399A (zh) * 2020-10-30 2021-01-12 杰华特微电子（杭州）有限公司 开关型调节驱动器及其调节驱动方法
CN112350581B (zh) 2020-11-02 2022-02-15 杰华特微电子股份有限公司 反激电路及其控制方法和控制电路
CN112701882B (zh) 2020-12-22 2022-08-23 杰华特微电子股份有限公司 反激式变换器的控制电路及控制方法
US11532991B2 (en) * 2021-01-05 2022-12-20 Dialog Semiconductor Inc. Flyback converter with auxiliary winding voltage sensing referring to capacitor voltage
US11962247B2 (en) * 2021-02-25 2024-04-16 Richtek Technology Corporation Resonant half-bridge flyback power converter with skipping cycles and control method thereof
CN113726166B (zh) 2021-05-07 2023-01-17 杰华特微电子股份有限公司 反激变换器及其控制方法
CN113726165B (zh) 2021-05-07 2024-01-23 杰华特微电子股份有限公司 反激变换器及反激变换器的控制方法
CN113300606B (zh) 2021-05-24 2022-07-19 杰华特微电子股份有限公司 反激变换器及其控制方法
CN114614674A (zh) * 2021-10-26 2022-06-10 杰华特微电子股份有限公司 反激变换器、恒流控制方法及照明系统
CN115483826A (zh) * 2022-09-02 2022-12-16 华为数字能源技术有限公司 电压变换装置、控制方法及供电设备

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR19990045058A (ko) * 1997-11-18 1999-06-25 이형도 비대칭 플라이백 컨버터
CN102148573A (zh) * 2011-04-19 2011-08-10 苏州工业职业技术学院 一种半桥式软开关直流变换器及其控制方法
US10103616B1 (en) * 2017-04-18 2018-10-16 Richtek Technology Corporation Flyback power converter circuit with active clamping and zero voltage switching and conversion control circuit thereof
US20200091826A1 (en) * 2018-09-18 2020-03-19 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd Flyback converter, control circuit and control method thereof
CN111697811A (zh) * 2019-03-14 2020-09-22 英飞凌科技奥地利有限公司 电源以及用于交叉导通保护的方法和设备
CN112087146A (zh) * 2020-09-16 2020-12-15 广州金升阳科技有限公司 一种不对称半桥反激变换器的控制方法及电路
CN112564489A (zh) * 2020-11-03 2021-03-26 广州金升阳科技有限公司 一种开关变换器的模式控制方法及开关变换器

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024026733A1 (zh) * 2022-08-03 2024-02-08 华为数字能源技术有限公司 变换器和电源适配器
EP4346074A1 (en) * 2022-09-30 2024-04-03 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. Asymmetric half-bridge converter with switching signal delay determination for zvs
CN115940660A (zh) * 2023-03-13 2023-04-07 艾科微电子(深圳)有限公司 非对称半桥电源及其控制方法
CN116707315A (zh) * 2023-08-02 2023-09-05 艾科微电子(深圳)有限公司 非对称半桥电源供应器的控制器及控制方法
CN116707315B (zh) * 2023-08-02 2024-02-27 艾科微电子(深圳)有限公司 非对称半桥电源供应器的控制器及控制方法

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US12057777B2 (en) 2024-08-06
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