TW202247588A - 適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本發明揭露了一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法。該變換器包括PWM半橋電路。該控制方法包括以下步驟：通過調整開關頻率使所述PWM半橋電路進入斷續模式；在每個開關週期內，分別在所述第一和第二功率開關管開通之前，持續導通或者二次導通相對應的同步整流管一預定時間，以實現所述第一和第二功率開關管的零電壓開通。

Description

適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法
本發明涉及電力電子變換器領域，尤其是一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法。
目前市場上的消費類電子產品種類繁多，所需要的充電電壓範圍也較寬，例如手機的充電電壓為5V，路由器的充電電壓為12V，筆記型電腦的充電電壓為20V，為了方便消費者的使用，同時避免不必要的浪費，業內一直致力於推動寬範圍輸出電壓的適配器，以滿足一對多的應用需求。
目前市面上常見的具有寬範圍輸出電壓的適配器，其額定功率大多在65W，用的最多的拓撲是反激電路 (Flyback)，它具有很寬的輸出調壓能力，同時在輕載時通過控制能夠保證輸出效率滿足能效要求。但隨著用戶端設備的發展，電源功率等級越來越大，市場上出現了大功率、寬範圍輸出電源的需求，其功率會上升到200W以上，而Flyback由於其電感儲能的特性，並不適合大功率小型化高功率密度的設計。
當電源功率高於75W時，為了滿足諧波要求需要加入一級PFC電路，因此對於DC-DC這一級而言，它的輸入電壓範圍是很窄的，類似的如家庭直流微網和車用充電這樣的場景，其輸入電壓範圍均較小。針對這樣窄輸入、寬輸出的應用，業內做了很多嘗試，例如採用LLC加Buck這樣的兩級架構，可以滿足大功率寬範圍輸出的需求，同時由於LLC的高效率，可以實現小型化的設計，但是由於兩級電路都工作，在低壓輸出時效率較低，不能滿足能效要求，同時電路結構複雜且成本較高。
因此，尋找一種能夠提高低壓輸出時的平均效率以及具有寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法以解決上述的一個或多個技術問題，是非常有必要的。
本案的一實施態樣係提供一種具有寬範圍輸出電壓的變換器的控制方法，其採用PWM半橋電路的拓撲架構，通過調節副邊同步整流管的導通時間，以實現原邊功率開關管的零電壓開通（Zero Voltage Switch, ZVS），從而使電路兼具寬範圍輸出調壓能力以及低壓輸出效率高等優勢。
本發明提供一種具有寬範圍輸出電壓的變換器的控制方法，所述變換器包括PWM半橋電路，所述PWM半橋電路包括：原邊電路，包括由第一功率開關管和第二功率開關管串聯組成的原邊開關橋臂；變壓器，包括原邊線圈和副邊線圈，所述原邊線圈與所述原邊電路耦接；副邊整流電路，包括至少兩個同步整流管，所述副邊整流電路的輸入端與所述副邊線圈耦接；以及輸出濾波電路，包括輸出電感和輸出電容，所述輸出濾波電路耦接於所述副邊整流電路的輸出端與一負載之間；所述控制方法包括以下步驟：通過調整開關頻率使所述PWM半橋電路進入斷續模式；在每個開關週期內，分別在所述第一功率開關管和所述第二功率開關管開通之前，持續導通或者二次導通相對應的同步整流管一預定時間，以實現所述第一功率開關管和所述第二功率開關管的零電壓開通。
在一些實施例中，當所述負載減小時，所述PWM半橋電路從所述斷續模式進入BURST模式，每個BURST週期包括脈衝使能區間和脈衝關閉區間，在所述脈衝使能區間內，所述PWM半橋電路工作在所述斷續模式；在所述脈衝關閉區間內，關閉所有脈衝信號，使所述PWM半橋電路停止工作。
本發明的另一實施態樣係還提供一種具有寬範圍輸出電壓的變換器，所述變換器包括PWM半橋電路和控制單元，所述PWM半橋電路包括：原邊電路，包括由第一功率開關管和第二功率開關管串聯組成的原邊開關橋臂；變壓器，包括原邊線圈和副邊線圈，所述原邊線圈與所述原邊電路耦接；副邊整流電路，包括至少兩個同步整流管，所述副邊整流電路的輸入端與所述副邊線圈耦接；輸出濾波電路，包括輸出電感和輸出電容，所述輸出濾波電路耦接於所述副邊整流電路的輸出端與一負載之間；所述控制單元用於通過調整開關頻率使所述PWM半橋電路進入斷續模式，並在每個開關週期內，分別在所述第一功率開關管和所述第二功率開關管開通之前，持續導通或者二次導通相對應的同步整流管一預定時間，以實現所述第一功率開關管和所述第二功率開關管的零電壓開通。
本發明通過在PWM半橋電路的原邊功率開關管開通之前，控制副邊相對應的同步整流管持續導通或者二次導通一預定時間，以實現原邊功率開關管的零電壓開通（ZVS），從而減小開關損耗。
以下將以實施方式對上述的說明作詳細的描述，並對本發明的技術方案提供更進一步的解釋。
以下將以圖式及詳細敘述清楚說明本案之精神，任何所屬技術領域中具有通常知識者在瞭解本案之實施例後，當可由本案所教示之技術，加以改變及修飾，其並不脫離本案之精神與範圍。
本文之用語只為描述特定實施例，而無意為本案之限制。單數形式如“一”、“這” 、“此” 、“本”以及“該”，如本文所用，同樣也包含複數形式。
關於本文中所使用之『耦接』或『連接』，均可指二或多個元件或裝置相互直接作實體接觸，或是相互間接作實體接觸，亦可指二或多個元件或裝置相互操作或動作。
關於本文中所使用之『包含』、『包括』、『具有』、『含有』等等，均為開放性的用語，即意指包含但不限於。
關於本文中所使用之『及/或』，係包括所述事物的任一或全部組合。
關於本文中所使用之用詞（terms），除有特別註明外，通常具有每個用詞使用在此領域中、在本案之內容中與特殊內容中的平常意義。某些用以描述本案之用詞將於下或在此說明書的別處討論，以提供本領域技術人員在有關本案之描述上額外的引導。
申請人研究發現，在背景技術部分所涉及的應用中，採用PWM半橋電路的全新拓撲架構，既可以利用PWM半橋電路的寬範圍調壓能力實現電壓切換功能，又可以在低壓輸出時，使PWM半橋電路進入斷續模式，從而提高變換器低壓輸出以及輕載時的效率。
現有的PWM半橋電路及其工作波形參見第1圖和第2圖，由第2圖可知，當PWM半橋電路工作在斷續模式（DCM）時，在原邊功率開關管開通前，原邊功率開關管兩端的電壓會產生振蕩，若採用常規的定頻控制，原邊功率開關管的開通時刻是不可控的，當原邊功率開關管在其兩端電壓達到谷頂時開通，此時的開通電壓大於V in/2，損耗較大。若採用谷底控制，即原邊功率開關管在其兩端電壓諧振到谷底時開通，開通電壓小於V in/2，開通損耗有所降低，但是在很多應用中通常輸出電壓範圍較大，同時由於L m遠大於L o,因此當低壓輸出高壓輸入時，若負載很小，原邊功率開關管的開關損耗占比相對較大，因此採用谷底控制的效果並不明顯。
在此研究的基礎上，根據本發明一種優選實施方式，提供一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器的控制方法，其通過在原邊功率開關管開通之前，控制相對應的同步整流管持續導通或者二次導通一段時間，以在輸出電感中產生一放電電流，待相對應的同步整流管關斷後，通過該放電電流在原邊電路中感應出一反向電流，利用該反向電流參與輸出電感、變壓器的激磁電感以及PWM半橋電路的寄生電容的諧振過程，並在對應的原邊功率開關管兩端的電壓諧振到零時開通該功率開關管，來實現原邊功率開關管的零電壓開通（ZVS），從而減小開關損耗。
具體地，該變換器包括PWM半橋電路以及控制單元，其中，控制單元與PWM半橋電路可以通過有線或者無線的方式耦接。有利地，採用PWM半橋電路的拓撲架構，一方面，可以利用PWM半橋電路的寬範圍調壓能力實現電壓切換功能，另一方面，在低壓輸出時控制PWM半橋電路工作于斷續模式，從而提高低壓輸出時的效率。
再參見第3圖，該PWM半橋電路包括原邊電路，變壓器，副邊整流電路以及輸出濾波電路。其中，該原邊電路包括：由第一功率開關管S 1和第二功率開關管S 2串聯組成的原邊開關橋臂；該變壓器包括原邊線圈和副邊線圈，該原邊線圈與該原邊電路的輸出端耦接；該副邊整流電路包括至少兩個同步整流管SR 1和SR 2，該副邊整流電路的輸入端與該副邊線圈耦接；該輸出濾波電路包括輸出電感L o和輸出電容C o，該輸出濾波電路耦接于該副邊整流電路的輸出端與一負載之間。
可以理解的是，該輸出電感L o與該變壓器可以是集成在一起的，即集成於同一磁性元件，以減小電路中磁性元件的總體積，提高變換器的功率密度；當然，也可以是分立的，本申請不以此為限。
進一步，該控制方法包括以下步驟：通過調整開關頻率f sw使該PWM半橋電路進入斷續模式，例如通過降低開關頻率f sw使PWM半橋電路進入斷續模式；並且在每個開關週期內，分別在該第一功率開關管S 1和該第二功率開關管S 2開通之前，持續導通或者二次導通相對應的同步整流管一預定時間，以實現該第一功率開關管S 1和該第二功率開關管S 2的零電壓開通，從而達到減小開關損耗的目的。
可以理解的是，該PWM半橋電路的寄生電容可以由該同步整流管、該第一功率開關管S 1、該第二功率開關管S 2以及該變壓器共同的寄生電容等效而成，可以等效為原邊開關橋臂的中點對地的寄生電容。其中，該原邊開關橋臂的中點為該第一功率開關管S 1與該第二功率開關管S 2的連接節點。
優選地，參見第3圖，原邊電路還包括由第一電容和第二電容串聯組成的電容橋臂，該變壓器的原邊線圈的一端與該電容橋臂的中點耦接，其中，電容橋臂的中點為第一電容與第二電容的連接節點，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點耦接。本發明的PWM半橋電路不限於第3圖中的結構。例如，參見第4圖和第5圖，原邊電路還可包括與原邊電路的正輸入端或者負輸入端連接的一個電容，即該電容的一端與原邊電路的正輸入端或負輸入端耦接，該電容的另一端與該變壓器的原邊線圈的一端耦接，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點耦接。可以理解的是，該電容還可以串接在原邊電路中的其他位置，例如串聯在原邊線圈的另一端與原邊開關橋臂的中點之間。
優選地，如第3圖所示，該第一功率開關管S 1與該原邊電路的負輸入端連接，該第二功率開關管S 2與該原邊電路的正輸入端連接。檢測所述原邊開關橋臂的中點電壓，當該原邊開關橋臂的中點電壓小於一第一預設電壓時，開通該第一功率開關管S 1；當該原邊開關橋臂的中點電壓大於一第二預設電壓時，開通該第二功率開關管S 2。其中，該第一預設電壓可以為接近於零的數值，該第二預設電壓可以為接近於V in的數值。因此可以實現第一功率開關管S 1與第二功率開關管S 2的零電壓開通，極大地降低開關損耗。
優選地，副邊整流電路可以為全波整流電路或者全橋整流電路。如第3圖-第5圖所示，該副邊線圈採用中心抽頭結構時，即該變壓器的副邊線圈包括第一端、第二端和公共端，該副邊整流電路包括第一同步整流管SR 1和第二同步整流管SR 2，該第一同步整流管SR 1的一端和該第二同步整流管SR 2的一端分別與該副邊線圈的該第一端和該第二端相連接，該第一同步整流管SR 1的另一端和該第二同步整流管SR 2的另一端同時與該輸出電容C o的一端相連接，該輸出電感L o的兩端分別與該副邊線圈的該公共端以及該輸出電容Co的另一端相連接。
如第6圖所示，副邊整流電路採用全橋結構時，該變壓器的副邊線圈包括第一端和第二端，該副邊整流電路包括第一至第四同步整流管SR 1-SR 4，該第一同步整流管SR 1和該第二同步整流管SR 2串聯形成副邊第一橋臂，該第三同步整流管SR 3和該第四同步整流管SR 4串聯形成副邊第二橋臂，該副邊線圈的該第一端和該第二端分別與該副邊第一橋臂的中點和該副邊第二橋臂的中點相連接，該輸出電容C o通過該輸出電感L o並聯于該副邊第一橋臂和該副邊第二橋臂的兩端。
根據本發明又一種優選實施方式，在該第一功率開關管S 1和該第二功率開關管S 2的開關狀態切換區間內，即在兩個功率開關管交替導通的死區時間內，檢測流過該第一同步整流管SR 1上的電流以及流過該第二同步整流管SR 2上的電流，並根據同步整流管上的電流，控制相對應的同步整流管關斷或維持導通。在一個實施例中，如第7圖所示，在第一功率開關管S 1關斷到第二功率開關管S 2開通的死區時間內，第一同步整流管SR 1上的電流線性下降，當該電流降為0 時，持續導通該第一同步整流管SR 1，並保持第二同步整流管SR 2處於導通狀態；在第二功率開關管S 2關斷到第一功率開關管S 1開通的死區時間內，第二同步整流管SR 2上的電流線性下降，當該電流降為0 時，持續導通該第二同步整流管SR 2，並保持第一同步整流管SR 1處於導通狀態。
在另一個實施例中，如第9圖所示，在第一功率開關管S 1關斷到第二功率開關管S 2開通的死區時間內，當該第一同步整流管SR 1上的電流降為0 時，關斷該第一同步整流管SR 1，保持該第二同步整流管SR 2處於導通狀態，進一步判斷第一同步整流管SR 1兩端的電壓，例如第一同步整流管SR 1為MOSFET時，判斷其漏源極間電壓V ds_SR1的瞬時值是否達到波形的谷底值，在第一同步整流管SR 1的漏源極間電壓V ds_SR1的第m個谷底時，控制第一同步整流管SR 1二次開通，以使該輸出電感L o、該變壓器的激磁電感L m與該PWM半橋電路的寄生電容發生諧振。在第二功率開關管S 2關斷到第一功率開關管S 1開通的死區時間內，當該第二同步整流管SR 2上的電流降為0 時，關斷該第二同步整流管SR 2，保持該第一同步整流管SR 1處於導通狀態，進一步判斷第二同步整流管SR 2兩端的電壓，例如第二同步整流管SR 2為MOSFET時，判斷其漏源極間電壓V ds_SR2的瞬時值是否達到波形的谷底值，在第二同步整流管SR 2的漏源極間電壓V ds_SR2的第m個谷底時，控制第二同步整流管SR 2二次開通，以使該輸出電感L o、該變壓器的激磁電感L m與該PWM半橋電路的寄生電容發生諧振。通過調節該諧振過程持續的時間，可以實現進一步降低開關頻率，進而減小開關損耗的目的。其中，m為大於或等於1的整數。可以理解的是m的取值與負載大小以及開關頻率有關，負載減小，m的取值增大，負載增大，m的取值減小。
優選地，當負載進一步減小時，該PWM半橋電路會從該斷續模式進入BURST模式，每個BURST週期包括脈衝使能區間(Burst ON)和脈衝關閉區間(Burst OFF)，在該脈衝使能區間內，該PWM半橋電路工作在前述斷續模式；在該脈衝關閉區間內，關閉所有脈衝信號，即關閉原邊電路以及副邊整流電路的驅動信號，使該PWM半橋電路停止工作。
優選地，在每一個該脈衝使能區間，對第一個開關週期進行處理，使該激磁電感L m的電流i Lm和該輸出電感L o的電流i Lo接入預定軌跡，對最後一個開關週期進行處理，使該激磁電感L m的電流i Lm為零後關閉原邊電路的脈衝信號。
參見第7圖和第9圖，ZVS控制可以根據同步整流管的驅動和功率開關管的驅動的關係分為互補和非互補兩種工作模式，其中互補工作模式對應同步整流管在開關切換區間內持續導通，非互補工作模式對應同步整流管在開關切換區間內二次導通。下面結合第7圖-第9圖通過示例進一步詳細描述互補和非互補兩種ZVS控制方式，以及工作在BURST模式下的互補ZVS控制方式。需要說明的是，由於變壓器漏感L k遠小於激磁電感L m，因此以下過程均忽略漏感L k的影響。
首先是互補工作模式，如第7圖所示，其中示出了第3圖所示的PWM半橋電路的工作波形。
[t0-t1] 階段:
t0時刻，第一功率開關管S 1關斷，S 1承受的電壓V ds_S1由0V變為V in/2（其中V in為輸入電壓）；原邊電流i p由峰值電流i p_pk變為0A；激磁電感L m的電流i Lm保持峰值電流i Lm_pk不變；第二同步整流管SR 2承受的電壓V ds_SR2由V in/n（其中n為變壓器原副邊匝比）變為0，SR 2開通，此時第一同步整流管SR 1處於導通狀態，輸出電感L o上的電流i Lo、第一同步整流管SR 1上的電流i SR1和第二同步整流管SR 2上的電流i SR2線性下降，直到t1時刻，i SR1降到0，i SR2和i Lo降到n*i Lm_pk。
[t1-t2] 階段:
t1時刻，第一同步整流管SR 1上的電流i SR1降到0，第二同步整流管SR 2上的電流i SR2和輸出電感上的電流i Lo降到n*i Lm_pk，控制第一同步整流管SR 1持續導通，輸出電感上的電流i Lo繼續線性下降產生放電電流，直到t2時刻，第一同步整流管SR 1關斷。t1-t2的時間可以通過控制晶片計算得到。
[t2-t3] 階段:
t2時刻，第一同步整流管SR 1關斷，此時第二同步整流管SR 2仍處於導通狀態，原邊電路產生一反向電流，該反向電流用於對即將開通的第二功率開關管S 2兩端的寄生電容進行放電，具體的，該反向電流參與變壓器激磁電感L m、輸出電感L o與PWM半橋電路的寄生電容之間的諧振，在t3時刻第一功率開關管S 1所承受的電壓大於等於第二預設電壓，最佳的，例如達到V in，此時開通第二功率開關管S 2，從而可以實現S 2的零電壓開通。
[t3-t4] 階段:
t3時刻，開通第二功率開關管S 2，原邊電流i p和變壓器激磁電感的電流i Lm線性下降，輸出電感的電流i Lo線性上升，直到t4時刻，原邊電流i p達到負峰值電流-i p_pk。
[t4-t5] 階段:
t4時刻，第二功率開關管S 2關斷，第一功率開關管S 1承受的電壓V ds_S1由V in變為V in/2；原邊電流i p由負峰值電流-i p_pk變為0A；激磁電感的電流i Lm保持負峰值電流-i Lm_pk不變；第一同步整流管SR 1承受的電壓V ds_SR1由V in/n變為0，第一同步整流管SR 1開通，此時第二同步整流管SR 2處於持續導通狀態，輸出電感上的電流i Lo、第一同步整流管SR 1上的電流i SR1和第二同步整流管SR 2上的電流i SR2線性下降，直到t5時刻，i SR2降到0，i SR1和i Lo降到n*i Lm_pk。
[t5-t6] 階段:
t5時刻，第二同步整流管SR 2上的電流i SR2降到0，第一同步整流管SR 1上的電流i SR1和輸出電感上的電流i Lo降到n*i Lm_pk，控制第二同步整流管SR 2繼續導通，輸出電感上的電流i Lo繼續線性下降產生放電電流，直到t6時刻，第二同步整流管SR 2關斷。t5-t6的時間可以通過控制晶片計算得到。
[t6-t7] 階段:
t6時刻，第二同步整流管SR 2關斷，此時第一同步整流管SR 1仍處於導通狀態，上一階段的放電電流促使原邊電路產生一反向電流，該反向電流用於對即將開通的第一功率開關管S 1兩端的寄生電容進行放電，具體的，該反向電流參與變壓器激磁電感L m、輸出電感L o與該PWM半橋電路的寄生電容之間的諧振，在t7時刻第一功率開關管S 1所承受的電壓V ds_S1小於或等於第一預設電壓，例如為0V，此時開通第一功率開關管S 1，從而可以實現第一功率開關管S 1的零電壓開通。
[t7-t8] 階段:
t7時刻，開通第一功率開關管S 1，原邊電流i p、變壓器激磁電感的電流i Lm和輸出電感的電流i Lo線性上升，直到t8時刻，原邊電流i p達到峰值電流i p_pk，關斷第一功率開關管S 1，此後重複之前的過程。
需要說明的是， PWM半橋電路互補模式下的ZVS控制方法有一個限制條件：在整個輸入電壓範圍內以及整個負載範圍內，電路都必須工作在非嚴格的斷續模式，即臨界導通模式。但是若PWM半橋電路工作在前述的臨界導通模式，則對低壓輸出時的輕載效率有嚴重影響，其原因如下：當PWM半橋電路工作在臨界導通模式時，其開關頻率與負載成反比，負載越輕，其開關頻率越高。因此，低壓輸出輕載情況下的開關頻率會變的非常高，由此帶來的開關損耗嚴重影響效率。為了解決上述問題，本發明提供了一種BURST模式下的互補ZVS控制方式。
具體地，如第8圖所示，Burst ON時，需要對第一個和最後一個開關週期進行處理，使激磁電感的電流i Lm和輸出電感的電流i Lo快速接入預定軌跡，並且使激磁電感的電流i Lm為零後，關閉原邊功率開關管的驅動信號，待輸出電感的電流i Lo降為0時，進入Burst OFF狀態，從而避免損耗以及振蕩，其中，激磁電感的電流i Lm和輸出電感的電流i Lo的預定軌跡為前述斷續模式下的激磁電感的電流i Lm和輸出電感的電流i Lo的軌跡。對於Burst ON時其餘的開關週期則可以保持恒定的頻率和導通時間，本發明不以此為限。
下面結合第8圖的工作波形對各個控制階段進行詳細說明。
[t0-t1] 階段:t0時刻，進入Burst ON區間，第一功率開關管S 1開通，S 1所承受的電壓V ds_S1由V in/2變為0，第一同步整流管SR 1所承受的電壓V ds_SR1由V o變為0， 第一同步整流管SR 1開通，第二同步整流管SR 2所承受的電壓V ds_SR2由V o變為V in/n，原邊電流i p、激磁電感的電流i Lm以及輸出電感的電流i Lo從零開始線性上升，直到t1時刻，激磁電感的電流i Lm達到峰值，由於激磁電感的電流無法檢測，所以這段時間可通過控制晶片計算得到。
[t1-t8] 階段:
t1時刻，激磁電感的電流i Lm和輸出電感的電流i Lo接入預定軌跡後，關斷第一功率開關管S 1，後面t1-t8這段時間的工作過程則與第7圖中t0-t7的過程一樣，這裡就不過多贅述。這段時間內保持開關頻率和導通時間恒定，直到t8時刻進入當前Burst ON狀態的最後一個開關週期。
[t8-t9] 階段:
t8時刻，開通第一功率開關管S 1，原邊電流i p、激磁電感的電流i Lm以及輸出電感的電流i Lo線性上升，直到t9時刻，激磁電感的電流i Lm達到0，第一功率開關管S 1關斷，同樣t8-t9可以通過計算得到。
[t9-t10] 階段:
t9時刻，第一功率開關管S 1關斷，S 1所承受的電壓由0變為V in/2，第二同步整流管SR 2所承受的電壓V ds_SR2由V in/n變為0，第二同步整流管SR 2開通，此時第一同步整流管SR 1處於導通狀態，原邊電流i p和激磁電感的電流i Lm保持在0不變，輸出電感的電流i Lo線性下降，直到t10時刻，輸出電感的電流i Lo下降到0。
[t10-t11] 階段:
t10時刻，輸出電感的電流i Lo下降到0，功率開關管S 1和S 2關斷，同步整流管SR 1和SR 2關斷，SR 1和SR 2所承受的電壓由0變為V o，進入Burst OFF狀態，直到t11時刻重新進入Burst ON的狀態，此後重複之前的過程。
可以理解的是，對於Burst ON過程中的第一個和最後一個開關週期並不一定都對應第一功率開關管S 1，同樣可以為第二功率開關管S 2，工作方式是相同的。
進一步，對於Burst ON/OFF的頻率以及Burst ON過程中開關週期的個數，有兩種控制方式：1、固定Burst ON過程中開關週期的個數，根據負載的大小調節Burst ON/OFF的頻率，負載越大，頻率越高；負載越小，頻率越低；2、保持Burst ON/OFF的頻率相對固定，根據負載的大小調節Burst ON過程中開關週期的個數，負載越大，個數越多；負載越小，個數越少。
其次是非互補工作模式，如第9圖所示，其中示出了第3圖所示的PWM半橋電路在另一種實施方式中的工作波形。
[t0-t1] 階段:
t0時刻，第一功率開關管S 1關斷，S 1承受的電壓V ds_S1由0V變為V in/2；原邊電流i p由峰值電流i p_pk變為0A；激磁電感L m的電流i Lm保持峰值電流i Lm_pk不變；同步整流管SR 2承受的電壓V ds_SR2由V in/n變為0，SR 2開通，此時同步整流管SR 1處於導通狀態，輸出電感L o上的電流i Lo、第一同步整流管SR 1上的電流i SR1和第二同步整流管SR 2上的電流i SR2線性下降，直到t1時刻，i SR1降到0，i SR2和i Lo降到n*i Lm_pk。
[t1-t2] 階段:
t1時刻，第一同步整流管SR 1上的電流i SR1降到0，第二同步整流管SR 2上的電流i SR2和輸出電感上的電流i Lo降到n*i Lm_pk，此時關斷第一同步整流管SR 1，保持第二同步整流管SR 2處於導通狀態，輸出電感L o、變壓器激磁電感L m與該PWM半橋電路的寄生電容形成振蕩；第一功率開關管S 1承受的電壓V ds_S1以
Figure 02_image001
為平衡點，
Figure 02_image003
為振幅進行振蕩；第一同步整流管SR 1承受的電壓V ds_SR1以
Figure 02_image005
為平衡點，
Figure 02_image005
為振幅進行振蕩；輸出電感的電流i Lo以線性下降的電流為平衡點，以另一特定的振幅振蕩；且三者的振蕩週期相同，等於
Figure 02_image008
（其中C EQ為該PWM半橋電路的寄生電容）。直到t2時刻，第一同步整流管SR 1兩端的電壓V ds_SR1振蕩至第m個谷底。可以理解的是，t1-t2的時長可以選擇在第m個谷底，m的取值與負載和開關頻率有關，開關頻率越低或者負載越小，m的取值越大。當負載減小時，通過增加谷底數m來進行快速的降頻，從而減小開關損耗，提高輕載效率。
[t2-t3] 階段:
t2時刻，第一同步整流管SR 1二次開通，輸出電感上的電流i Lo線性下降產生放電電流，直到t3時刻，第一同步整流管SR 1關斷。t2-t3的時間可以通過控制晶片計算得到。
[t3-t4] 階段:
t3時刻，第一同步整流管SR 1關斷，此時第二同步整流管SR 2仍處於導通狀態，原邊電路產生一反向電流，該反向電流用於對即將開通的第二功率開關管S 2兩端的寄生電容進行放電，具體的，該反向電流參與變壓器激磁電感L m、輸出電感L o與PWM半橋電路的寄生電容之間的諧振，在t4時刻第一功率開關管S 1所承受的電壓V ds_S1大於或等於第二預設電壓，第二預設電壓例如為V in，此時開通第二功率開關管S 2，從而可以實現S 2的零電壓開通。
[t4-t5] 階段:
t4時刻，開通第二功率開關管S 2，原邊電流i p和變壓器激磁電感的電流i Lm線性下降，輸出電感的電流i Lo線性上升，直到t5時刻，原邊電流i p達到負峰值電流-i p_pk。
[t5-t6] 階段:
t5時刻，第二功率開關管S 2關斷，第一功率開關管S 1承受的電壓V ds_S1由V in變為V in/2；原邊電流i p由負峰值電流-i p_pk變為0A；激磁電感的電流i Lm保持負峰值電流-i Lm_pk不變；第一同步整流管SR 1承受的電壓由V in/n變為0，SR 1開通，此時第二同步整流管SR 2處於導通狀態，輸出電感上的電流i Lo、第一同步整流管SR 1上的電流i SR1和第二同步整流管SR 2上的電流i SR2線性下降，直到t6時刻， i SR2降到0，i SR1和i Lo降到n*i Lm_pk。
[t6-t7] 階段:
t6時刻，第二同步整流管SR 2上的電流i SR2降到0，第一同步整流管SR 1上的電流i SR1和輸出電感上的電流i Lo降到n*i Lm_pk，此時關斷第二同步整流管SR 2，保持第一同步整流管SR 1處於導通狀態，輸出電感L o和變壓器激磁電感L m與寄生電容形成振蕩；第一功率開關管S 1承受的電壓V ds_S1以
Figure 02_image010
為平衡點，
Figure 02_image012
為振幅進行振蕩；第二同步整流管SR 2承受的電壓V ds_SR2以
Figure 02_image014
為平衡點，
Figure 02_image014
為振幅進行振蕩；輸出電感的電流i Lo以線性下降的電流為平衡點，以另一特定振幅振蕩，且三者的振蕩週期相同等於
Figure 02_image016
；直到t7時刻，第二同步整流管SR 2兩端的電壓V ds_SR2振蕩至第m個谷底。同樣的，當負載減小時，可以通過增加t6-t7這段時間內的谷底數m來進行快速的降頻，從而減小開關損耗，提高輕載效率。
[t7-t8] 階段:
t7時刻，第二同步整流管SR 2二次開通，輸出電感上的電流i Lo線性下降產生放電電流，直到t8時刻，第二同步整流管SR 2關斷。t7-t8的時間同樣可通過控制晶片計算得到。
[t8-t9] 階段:
t8時刻，第二同步整流管SR 2關斷，此時第一同步整流管SR 1仍處於導通狀態，原邊電路產生一反向電流，該反向電流用於對即將開通的第一功率開關管S 1兩端的寄生電容進行放電，具體的，該反向電流參與變壓器激磁電感L m、輸出電感L o與PWM半橋電路的寄生電容之間的諧振，在t9時刻第一功率開關管S 1所承受的電壓V ds_S1小於或等於第一預設電壓，第一預設電壓例如為0V，此時開通第一功率開關管S 1，從而可以實現S 1的零電壓開通。
[t9-t10] 階段:
t9時刻，開通第一功率開關管S 1，原邊電流i p、變壓器激磁電流i Lm和輸出電感電流i Lo線性上升，直到t10時刻，原邊電流i p達到峰值電流i p_pk，關斷第一功率開關管S1，此後重複之前的過程。
根據本發明又一種優選實施方式，上述互補和非互補模式下的ZVS控制同樣可以用在第6圖所示的副邊為全橋整流電路的PWM半橋電路，其中第一同步整流管SR 1和第三同步整流管SR 3同步工作，第二同步整流管SR 2和第四同步整流管SR 4同步工作：
在互補模式下，第一功率開關管S 1關斷，控制第一同步整流管SR 1和第三同步整流管SR 3開通，第一同步整流管SR 1上的電流i SR1，第二同步整流管SR 2上的電流i SR2，第三同步整流管SR 3上的電流i SR3和第四同步整流管SR 4上的電流i SR4線性下降，直到i SR2和i SR4降到0，控制第二同步整流管SR 2和第四同步整流管SR 4持續導通一預設時間，以實現第二功率開關管S 2的零電壓開通；同樣第二功率開關管S 2關斷，控制第二同步整流管SR 2和第四同步整流管SR 4開通，第一同步整流管SR 1上的電流i SR1，第二同步整流管SR 2上的電流i SR2，第三同步整流管SR 3上的電流i SR3和第四同步整流管SR 4上的電流i SR4線性下降，直到i SR1和i SR3降到0，控制第一同步整流管SR 1和第三同步整流管SR 3持續導通一預設時間，以實現第一功率開關管S 1的零電壓開通。
在非互補模式下，第一功率開關管S1關斷，控制第一同步整流管SR 1和第三同步整流管SR 3開通，第一同步整流管SR 1上的電流i SR1，第二同步整流管SR 2上的電流i SR2，第三同步整流管SR 3上的電流i SR3和第四同步整流管SR 4上的電流i SR4線性下降，直到i SR2和i SR4降到0，第二同步整流管SR 2和第四同步整流管SR 4關斷，輸出電感L o和變壓器激磁電感L m與PWM半橋電路的寄生電容形成振蕩，當第二同步整流管SR 2兩端的電壓V ds_SR2和第四同步整流管SR 4兩端的電壓V ds_SR4振蕩至第m個谷底時，控制第二同步整流管SR 2和第四同步整流管SR 4二次開通一預設時間，以實現第二功率開關管S 2的零電壓開通；同樣，第二功率開關管S 2關斷，控制第二同步整流管SR 2和第四同步整流管SR 4開通，第一同步整流管SR 1上的電流i SR1，第二同步整流管SR 2上的電流i SR2，第三同步整流管SR 3上的電流i SR3和第四同步整流管SR 4上的電流i SR4線性下降，直到i SR1和i SR3降到0，第一同步整流管SR 1和第三同步整流管SR 3關斷，輸出電感L o和變壓器激磁電感L m與PWM半橋電路的寄生電容形成振蕩，當第一同步整流管SR 1兩端的電壓V ds_SR1和第三同步整流管SR 3兩端的電壓V ds_SR3振蕩至第m個谷底時，控制第一同步整流管SR 1和第三同步整流管SR 3二次開通一預設時間，以實現第一功率開關管S 1的零電壓開通。
根據本發明又一種優選實施方式，本發明還提供一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器。該變換器包括PWM半橋電路。該PWM半橋電路包括：原邊電路，包括由第一功率開關管S 1和第二功率開關管S 2串聯組成的原邊開關橋臂；變壓器，包括原邊線圈和副邊線圈，該原邊線圈與該原邊電路的輸出端耦接；副邊整流電路，包括至少兩個同步整流管，該副邊整流電路的輸入端與該副邊線圈耦接；輸出濾波電路，包括輸出電感和輸出電容，該輸出濾波電路耦接于該副邊整流電路的輸出端與一負載之間；以及控制單元，用於通過調整開關頻率（例如降低開關頻率）使該PWM半橋電路進入斷續模式，並在每個開關週期內，分別在該第一功率開關管S 1和該第二功率開關管S 2開通之前，持續導通或者二次導通相對應的同步整流管一預定時間，以實現該第一功率開關管S 1和該第二功率開關管S 2的零電壓開通。
優選地，該變壓器的副邊線圈為中心抽頭結構，包括第一端、第二端和公共端，該副邊整流電路包括第一同步整流管SR 1和第二同步整流管SR 2，該第一同步整流管SR 1的一端和該第二同步整流管SR 2的一端分別與該副邊線圈的該第一端和該第二端相連接，該第一同步整流管SR 1的另一端和該第二同步整流管SR 2的另一端同時與該輸出電容的一端相連接，該輸出電感的兩端分別與該副邊線圈的該公共端和該輸出電容的另一端相連接。
根據本發明另一種優選實施方式，該變換器還包括電流檢測單元，用於檢測該第一同步整流管SR 1上的電流和該第二同步整流管SR 2上的電流。該控制單元還用於，接收該電流檢測單元的檢測結果，在該第一功率開關管S 1關斷到該第二功率開關管S 2開通的這段死區時間內，當該第一同步整流管SR 1上的電流降為0 時，持續導通第一同步整流管SR 1預定時間；在該第二功率開關管S 2關斷到該第一功率開關管S 1開通的這段死區時間內，當該第二同步整流管SR 2上的電流降為0 時，持續導通第二同步整流管SR 2預定時間。
根據本發明又一種優選實施方式，該變換器還包括電流檢測單元，用於檢測該第一同步整流管SR 1上的電流和該第二同步整流管SR 2上的電流。該控制單元還用於，接收該電流檢測單元的檢測結果，在該第一功率開關管S 1關斷到該第二功率開關管S 2開通的這段死區時間內，當該第一同步整流管SR 1上的電流降為0 時，關斷該第一同步整流管SR 1，並繼續導通該第二同步整流管SR 2；在該第二功率開關管S 2關斷到該第一功率開關管S 1開通的這段死區時間內，當該第二同步整流管SR 2上的電流降為0 時，關斷該第二同步整流管SR 2，繼續導通該第一同步整流管SR 1。
進一步，該變換器還包括副邊電壓檢測單元，用於檢測該第一同步整流管SR 1和該第二同步整流管SR 2兩端的電壓，例如MOSFET的漏源極間電壓的瞬時值是否達到波形的谷底值，當該第一同步整流管SR 1兩端的電壓振蕩至第m個谷底時，該控制單元控制該第一同步整流管SR 1二次導通；當該第二同步整流管SR 2兩端的電壓振蕩至第m個谷底時，該控制單元控制該第二同步整流管SR 2二次導通，其中，m為大於或等於1的整數。
根據本發明另一種優選實施方式，該變壓器的副邊線圈包括第一端和第二端，該副邊整流電路包括第一至第四同步整流管SR 1-SR 4，該第一同步整流管SR 1和該第二同步整流管SR 2串聯形成副邊第一橋臂，該第三同步整流管SR 3和該第四同步整流管SR 4串聯形成副邊第二橋臂，該副邊線圈的該第一端和該第二端分別與該副邊第一橋臂和該副邊第二橋臂的中點相連接，該輸出電容C o通過該輸出電感L o並聯于該副邊第一橋臂和該副邊第二橋臂的兩端。
優選地，對應於互補模式，該變換器還包括電流檢測單元，用於檢測該第一同步整流管SR 1，該第二同步整流管SR 2，該第三同步整流管SR 3以及該第四同步整流管SR 4上的電流。該控制單元還用於，接收該電流檢測單元的檢測結果，並控制該第一同步整流管SR 1和該第三同步整流管SR 3同步工作，控制該第二同步整流管SR 2和該第四同步整流管SR 4同步工作；以及，在該第一功率開關管S 1關斷到該第二功率開關管S 2開通的死區時間內，控制該第一同步整流管SR 1和該第三同步整流管SR 3導通，當該第二同步整流管SR 2和該第四同步整流管SR 4上的電流降為0時，持續導通該第二同步整流管SR 2和該第四同步整流管SR 4所述預定時間；在該第二功率開關管S 2關斷到該第一功率開關管S 1開通的死區時間內，控制該第二同步整流管SR 2和該第四同步整流管SR 4導通，當該第一同步整流管SR 1和該第三同步整流管SR 3上的電流降為0時，持續導通該第一同步整流管SR 1和該第三同步整流管SR 3所述預定時間。
優選地，對應於非互補模式，該變換器還包括電流檢測單元，用於檢測該第一同步整流管SR 1，該第二同步整流管SR 2，該第三同步整流管SR 3以及該第四同步整流管SR 4上的電流。該控制單元還用於，接收該電流檢測單元的檢測結果，並控制該第一同步整流管SR 1和該第三同步整流管SR 3同步工作，控制該第二同步整流管SR 2和該第四同步整流管SR 4同步工作；以及，在該第一功率開關管S 1關斷到該第二功率開關管S 2開通的死區時間內，控制該第一同步整流管SR 1和該第三同步整流管SR 3導通，當該第二同步整流管SR 2和該第四同步整流管SR 4上的電流降為0時，關斷該第二同步整流管SR 2和該第四同步整流管SR 4，此時，該輸出電感L o和變壓器的激磁電感L m與PWM半橋電路的寄生電容形成振蕩，當第二同步整流管SR 2兩端的電壓V ds_SR2和第四同步整流管SR 4兩端的電壓V ds_SR4振蕩至第m個谷底時，控制第二同步整流管SR 2和第四同步整流管SR 4二次開通，並持續導通該預設時間，以實現第二功率開關管S 2的零電壓開通；在該第二功率開關管S 2關斷到該第一功率開關管S 1開通的死區時間內，控制該第二同步整流管SR 2和該第四同步整流管SR 4導通，當該第一同步整流管SR 1和該第三同步整流管SR 3上的電流降為0時，關斷該第一同步整流管SR 1和該第三同步整流管SR 3，此時，該輸出電感L o和變壓器的激磁電感L m與PWM半橋電路的寄生電容形成振蕩，當第一同步整流管SR 1兩端的電壓V ds_SR1和第三同步整流管SR 3兩端的電壓V ds_SR3振蕩至第m個谷底時，控制第一同步整流管SR 1和第三同步整流管SR 3二次開通，並持續導通該預設時間，以實現第一功率開關管S 1的零電壓開通。其中，m為大於或等於1的整數。
優選地，當該負載進一步減小時，該控制單元用於控制該PWM半橋電路從該斷續模式進入BURST模式，每個BURST週期包括脈衝使能區間和脈衝關閉區間，在該脈衝使能區間內，該PWM半橋電路工作在該斷續模式；在該脈衝關閉區間內，關閉所有脈衝信號，使該PWM半橋電路停止工作。
進一步，在每一個該脈衝使能區間內，對第一個開關週期進行處理，使激磁電感的電流和輸出電感的電流接入預定軌跡，對最後一個開關週期進行處理，使該激磁電感的電流為零後關閉該原邊電路的脈衝信號。
可以理解的是，該預定軌跡為該斷續模式中激磁電感的電流和輸出電感的電流的軌跡。
優選地，該變換器還包括原邊電壓檢測單元，用於檢測該原邊開關橋臂的中點電壓，並將檢測結果輸出至該控制單元。該第一功率開關管S 1與該原邊電路的負輸入端連接，該第二功率開關管S 2與該原邊電路的正輸入端連接；當該原邊開關橋臂的中點電壓小於或等於一第一預設電壓時，控制單元開通該第一功率開關管S 1，當該原邊開關橋臂的中點電壓大於或等於一第二預設電壓時，控制單元開通該第二功率開關管S 2。其中，第一預設電壓可以為接近於零或等於零的數值，第二預設電壓可以為接近輸入電壓或等於輸入電壓的數值。
本發明通過在原邊功率開關管開通之前，控制相對應的同步整流管持續導通或者二次導通一段時間，以在輸出電感中產生一放電電流，待相對應的同步整流管關斷後，在原邊電路中產生一反向電流，通過該反向電流參與輸出電感、變壓器的激磁電感與PWM半橋電路的寄生電容的諧振來實現原邊功率開關管的零電壓開通，從而減小損耗。
雖然本案以實施例揭露如上，然其並非用以限定本案，任何熟習此技藝者，在不脫離本案之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本案之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
S 1:第一功率開關管 S 2:第二功率開關管 SR 1:第一同步整流管 SR 2:第二同步整流管 SR 3:第三同步整流管 SR 4:第四同步整流管 L o:輸出電感 C o:輸出電容 L k:變壓器漏感 L m:激磁電感 i Lm、i Lo、i P、i SR 1和i SR 2:電流 V ds_SR1、V ds_SR2和V ds_S1:電壓
此處的附圖被併入說明書中並構成本說明書的一部分，這些附圖示出了符合本發明的實施例，並與說明書一起用於說明本發明實施例的技術方案。 第1圖為現有技術的PWM半橋電路的電路圖； 第2圖為第1圖的PWM半橋電路在斷續模式下的工作波形； 第3圖為根據本發明第一種優選實施方式的適用於寬範圍輸出電壓的變換器的PWM半橋電路圖； 第4圖為根據本發明第二種優選實施方式的適用於寬範圍輸出電壓的變換器的PWM半橋電路圖； 第5圖為根據本發明第三種優選實施方式的適用於寬範圍輸出電壓的變換器的PWM半橋電路圖； 第6圖為根據本發明第四種優選實施方式的適用於寬範圍輸出電壓的變換器的PWM半橋電路圖； 第7圖為根據本發明第一種優選實施方式的PWM半橋電路的工作波形； 第8圖為根據本發明第一種優選實施方式的PWM半橋電路工作在BURST模式下的工作波形； 第9圖為根據本發明第二種優選實施方式的PWM半橋電路的工作波形。
iLm、iLo、iP、iSR1和iSR2:電流
Vds_SR1、Vds_SR2和Vds_S1:電壓

Claims (32)

  1. 一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器的控制方法，其特徵在於，所述變換器包括PWM半橋電路，所述PWM半橋電路包括： 原邊電路，包括由第一功率開關管和第二功率開關管串聯組成的原邊開關橋臂； 變壓器，包括原邊線圈和副邊線圈，所述原邊線圈與所述原邊電路耦接； 副邊整流電路，包括至少兩個同步整流管，所述副邊整流電路的輸入端與所述副邊線圈耦接；以及 輸出濾波電路，包括輸出電感和輸出電容，所述輸出濾波電路耦接於所述副邊整流電路的輸出端與一負載之間； 所述控制方法包括： 通過調整開關頻率使所述PWM半橋電路進入斷續模式； 在每個開關週期內，分別在所述第一功率開關管和所述第二功率開關管開通之前，持續導通或者二次導通相對應的同步整流管一預定時間，以實現所述第一功率開關管和所述第二功率開關管的零電壓開通。
  2. 如請求項1所述的控制方法，其中該變壓器的副邊線圈為中心抽頭結構，包括第一端、第二端和公共端，該副邊整流電路包括第一同步整流管和第二同步整流管，該第一同步整流管的一端和該第二同步整流管的一端分別與該副邊線圈的該第一端和該第二端相連接，該第一同步整流管的另一端和該第二同步整流管的另一端同時與該輸出電容的一端相連接，該輸出電感的兩端分別與該副邊線圈的該公共端和該輸出電容的另一端相連接。
  3. 如請求項2所述的控制方法，其中還包括： 控制該第一功率開關管和該第二同步整流管互補工作，控制該第二功率開關管和該第一同步整流管互補工作； 在該第一功率開關管關斷到該第二功率開關管開通的死區時間內，當該第一同步整流管上的電流降為0時，持續導通該第一同步整流管該預定時間； 在該第二功率開關管關斷到該第一功率開關管開通的死區時間內，當該第二同步整流管上的電流降為0時，持續導通該第二同步整流管該預定時間。
  4. 如請求項2所述的控制方法，其中還包括： 控制該第一功率開關管和該第二同步整流管非互補工作，控制該第二功率開關管和該第一同步整流管非互補工作； 在該第一功率開關管關斷到該第二功率開關管開通的死區時間內，當該第一同步整流管上的電流降為0時，關斷該第一同步整流管，同時保持該第二同步整流管處於導通狀態； 在該第二功率開關管關斷到該第一功率開關管開通的死區時間內，當該第二同步整流管上的電流降為0時，關斷該第二同步整流管，同時保持該第一同步整流管處於導通狀態。
  5. 如請求項4所述的控制方法，其中還包括： 在該第一功率開關管關斷到該第二功率開關管開通的該死區時間內，進一步判斷該第一同步整流管兩端的電壓是否達到谷底，當該第一同步整流管兩端的電壓達到谷底時，二次導通該第一同步整流管該預定時間； 在該第二功率開關管關斷到該第一功率開關管開通的該死區時間內，進一步判斷該第二同步整流管兩端的電壓是否達到谷底，當該第二同步整流管兩端的電壓達到谷底時，二次導通該第二同步整流管該預定時間。
  6. 如請求項5所述的控制方法，其中當該第一同步整流管兩端的電壓達到第m個谷底時，二次導通該第一同步整流管該預定時間；當該第二同步整流管兩端的電壓達到第m個谷底時，二次導通該第二同步整流管該預定時間，其中，m為大於或等於1的整數。
  7. 如請求項1所述的控制方法，其中該變壓器的副邊線圈包括第一端和第二端，該副邊整流電路包括第一至第四同步整流管，該第一同步整流管和該第二同步整流管串聯形成副邊第一橋臂，該第三同步整流管和該第四同步整流管串聯形成副邊第二橋臂，該副邊線圈的該第一端和該第二端分別與該副邊第一橋臂的中點和該副邊第二橋臂的中點相連接，該輸出電容通過該輸出電感並聯於該副邊第一橋臂和該副邊第二橋臂的兩端。
  8. 如請求項7所述的控制方法，其中還包括： 控制該第一同步整流管和該第三同步整流管同步工作，控制該第二同步整流管和該第四同步整流管同步工作；並且 在該第一功率開關管關斷到該第二功率開關管開通的死區時間內，控制該第一同步整流管和該第三同步整流管導通，當該第二同步整流管和該第四同步整流管上的電流降為0時，持續導通該第二同步整流管和該第四同步整流管該預定時間； 在該第二功率開關管關斷到該第一功率開關管開通的死區時間內，控制該第二同步整流管和該第四同步整流管導通，當該第一同步整流管和該第三同步整流管上的電流降為0時，持續導通該第一同步整流管和該第三同步整流管該預定時間。
  9. 如請求項7所述的控制方法，其中還包括： 控制該第一同步整流管和該第三同步整流管同步工作，控制該第二同步整流管和該第四同步整流管同步工作；並且 在該第一功率開關管關斷到該第二功率開關管開通的死區時間內，控制該第一同步整流管和該第三同步整流管導通，當該第二同步整流管和該第四同步整流管上的電流降為0時，關斷該第二同步整流管和該第四同步整流管； 在該第二功率開關管關斷到該第一功率開關管開通的死區時間內，控制該第二同步整流管和該第四同步整流管導通，當該第一同步整流管和該第三同步整流管上的電流降為0時，關斷該第一同步整流管和該第三同步整流管。
  10. 如請求項9所述的控制方法，其中還包括： 在該第一功率開關管關斷到該第二功率開關管開通的該死區時間內，進一步判斷該第二同步整流管和該第四同步整流管兩端的電壓是否達到谷底，當該第二同步整流管和該第四同步整流管兩端的電壓達到谷底時，二次導通該第二同步整流管和該第四同步整流管該預定時間； 在該第二功率開關管關斷到該第一功率開關管開通的該死區時間內，進一步判斷該第一同步整流管和該第三同步整流管兩端的電壓是否達到谷底，當該第一同步整流管和該第三同步整流管兩端的電壓達到谷底時，二次導通該第一同步整流管和該第三同步整流管該預定時間。
  11. 如請求項1所述的控制方法，其中還包括： 當該負載進一步減小時，控制該PWM半橋電路從該斷續模式進入BURST模式，每個BURST週期包括脈衝使能區間和脈衝關閉區間，在該脈衝使能區間內，該PWM半橋電路工作在該斷續模式；在該脈衝關閉區間內，關閉所有脈衝信號，使該PWM半橋電路停止工作。
  12. 如請求項11所述的控制方法，其中在每一個該脈衝使能區間，對第一個開關週期進行處理，使激磁電感的電流和輸出電感的電流接入預定軌跡；對最後一個開關週期進行處理，使該激磁電感的電流為零後關閉該原邊電路的脈衝信號。
  13. 如請求項12所述的控制方法，其中該預定軌跡為該斷續模式中該激磁電感的電流和該輸出電感的電流的軌跡。
  14. 如請求項1所述的控制方法，其中該第一功率開關管與該原邊電路的負輸入端連接，該第二功率開關管與該原邊電路的正輸入端連接，當該原邊開關橋臂的中點電壓小於或等於一第一預設電壓時，開通該第一功率開關管；當該原邊開關橋臂的中點電壓大於或等於一第二預設電壓時，開通該第二功率開關管。
  15. 如請求項1所述的控制方法，其中該原邊電路還包括由第一電容和第二電容串聯形成的電容橋臂，該原邊線圈的一端與該電容橋臂的中點耦接，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點耦接。
  16. 如請求項1所述的控制方法，其中該原邊電路還包括一電容，該電容的一端與該原邊電路的正輸入端或者負輸入端耦接，該電容的另一端與該原邊線圈的一端耦接，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點耦接。
  17. 一種適用於寬範圍輸出電壓的變換器，其中該變換器包括PWM半橋電路和控制單元，該PWM半橋電路包括： 原邊電路，包括由第一功率開關管和第二功率開關管串聯組成的原邊開關橋臂； 變壓器，包括原邊線圈和副邊線圈，該原邊線圈與該原邊電路耦接； 副邊整流電路，包括至少兩個同步整流管，該副邊整流電路的輸入端與該副邊線圈耦接； 輸出濾波電路，包括輸出電感和輸出電容，該輸出濾波電路耦接於該副邊整流電路的輸出端與一負載之間； 該控制單元用於通過調整開關頻率使該PWM半橋電路進入斷續模式，並在每個開關週期內，分別在該第一功率開關管和該第二功率開關管開通之前，持續導通或者二次導通相對應的同步整流管一預定時間，以實現該第一功率開關管和該第二功率開關管的零電壓開通。
  18. 如請求項17所述的變換器，其中該變壓器的副邊線圈為中心抽頭結構，包括第一端、第二端和公共端，該副邊整流電路包括第一同步整流管和第二同步整流管，該第一同步整流管的一端和該第二同步整流管的一端分別與該副邊線圈的該第一端和該第二端相連接，該第一同步整流管的另一端和該第二同步整流管的另一端同時與該輸出電容的一端相連接，該輸出電感的兩端分別與該副邊線圈的該公共端和該輸出電容的另一端相連接。
  19. 如請求項18所述的變換器，其中還包括電流檢測單元，用於檢測該第一同步整流管上的電流和該第二同步整流管上的電流； 該控制單元還用於，接收該電流檢測單元的檢測結果，在該第一功率開關管關斷到該第二功率開關管開通的死區時間內，當該第一同步整流管上的電流降為0時，持續導通該第一同步整流管該預定時間；在該第二功率開關管關斷到該第一功率開關管開通的死區時間內，當該第二同步整流管上的電流降為0時，持續導通該第二同步整流管該預定時間。
  20. 如請求項18所述的變換器，其中還包括電流檢測單元，用於檢測該第一同步整流管上的電流和該第二同步整流管上的電流； 該控制單元還用於，接收該電流檢測單元的檢測結果，在該第一功率開關管關斷到該第二功率開關管開通的死區時間內，當該第一同步整流管上的電流降為0時，關斷該第一同步整流管，並持續導通該第二同步整流管；在該第二功率開關管關斷到該第一功率開關管開通的死區時間內，當該第二同步整流管上的電流降為0時，關斷該第二同步整流管，並持續導通該第一同步整流管。
  21. 如請求項20所述的變換器，其中還包括副邊電壓檢測單元，用於檢測該第一同步整流管和該第二同步整流管兩端的電壓； 當該第一同步整流管兩端的電壓達到第m個谷底時，該控制單元用於控制該第一同步整流管二次導通；當該第二同步整流管兩端的電壓達到第m個谷底時，該控制單元用於控制該第二同步整流管二次導通，其中，m為大於或等於1的整數。
  22. 如請求項17所述的變換器，其中該變壓器的副邊線圈包括第一端和第二端，該副邊整流電路包括第一至第四同步整流管，該第一同步整流管和該第二同步整流管串聯形成副邊第一橋臂，該第三同步整流管和該第四同步整流管串聯形成副邊第二橋臂，該副邊線圈的該第一端和該第二端分別與該副邊第一橋臂的中點和該副邊第二橋臂的中點相連接，該輸出電容通過該輸出電感並聯於該副邊第一橋臂和該副邊第二橋臂的兩端。
  23. 如請求項22所述的變換器，其中 該控制單元還用於，控制該第一同步整流管和該第三同步整流管同步工作，並且控制該第二同步整流管和該第四同步整流管同步工作；以及， 在該第一功率開關管關斷到該第二功率開關管開通的死區時間內，控制該第一同步整流管和該第三同步整流管導通，當該第二同步整流管和該第四同步整流管上的電流降為0時，持續導通該第二同步整流管和該第四同步整流管該預定時間； 在該第二功率開關管關斷到該第一功率開關管開通的死區時間內，控制該第二同步整流管和該第四同步整流管導通，當該第一同步整流管和該第三同步整流管上的電流降為0時，持續導通該第一同步整流管和該第三同步整流管該預定時間。
  24. 如請求項22所述的變換器，其中 該控制單元還用於，控制該第一同步整流管和該第三同步整流管同步工作，並且控制該第二同步整流管和該第四同步整流管同步工作；以及， 在該第一功率開關管關斷到該第二功率開關管開通的死區時間內，控制該第一同步整流管和該第三同步整流管導通，當該第二同步整流管和該第四同步整流管上的電流降為0時，關斷該第二同步整流管和該第四同步整流管； 在該第二功率開關管關斷到該第一功率開關管開通的死區時間內，控制該第二同步整流管和該第四同步整流管導通，當該第一同步整流管和該第三同步整流管上的電流降為0時，關斷該第一同步整流管和該第三同步整流管。
  25. 如請求項24所述的變換器，其中 該控制單元還用於，在該第一功率開關管關斷到該第二功率開關管開通的該死區時間內，進一步判斷該第二同步整流管和該第四同步整流管兩端的電壓是否達到谷底，當該第二同步整流管和該第四同步整流管兩端的電壓達到谷底時，二次導通該第二同步整流管和該第四同步整流管該預定時間； 在該第二功率開關管關斷到該第一功率開關管開通的該死區時間內，進一步判斷該第一同步整流管和該第三同步整流管兩端的電壓是否達到谷底，當該第一同步整流管和該第三同步整流管兩端的電壓達到谷底時，二次導通該第一同步整流管和該第三同步整流管該預定時間。
  26. 如請求項17所述的變換器，其中當該負載進一步減小時，該控制單元用於控制該PWM半橋電路從該斷續模式進入BURST模式，每個BURST週期包括脈衝使能區間和脈衝關閉區間，在該脈衝使能區間內，該PWM半橋電路工作在該斷續模式；在該脈衝關閉區間內，關閉所有脈衝信號，使該PWM半橋電路停止工作。
  27. 如請求項26所述的變換器，其中在每一個該脈衝使能區間內，該控制單元對第一個開關週期進行處理，使激磁電感的電流和輸出電感的電流接入預定軌跡；對最後一個開關週期進行處理，使該激磁電感的電流為零後關閉該原邊電路的脈衝信號。
  28. 如請求項27所述的變換器，其中該預定軌跡為該斷續模式中該激磁電感的電流和該輸出電感的電流的軌跡。
  29. 如請求項17所述的變換器，其中還包括原邊電壓檢測單元，用於檢測該原邊開關橋臂的中點電壓； 該第一功率開關管與該原邊電路的負輸入端連接，該第二功率開關管與該原邊電路的正輸入端連接； 該控制單元還用於，接收該原邊電壓檢測單元的檢測結果，並當該原邊開關橋臂的中點電壓小於或等於一第一預設電壓時，開通該第一功率開關管，當該原邊開關橋臂的中點電壓大於或等於一第二預設電壓時，開通該第二功率開關管。
  30. 如請求項17所述的變換器，其中該原邊電路還包括由第一電容和第二電容串聯形成的電容橋臂，該原邊線圈的一端與該電容橋臂的中點耦接，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點耦接。
  31. 如請求項17所述的變換器，其中該原邊電路還包括一電容，該電容的一端與該原邊電路的正輸入端或者負輸入端耦接，該電容的另一端與該原邊線圈的一端耦接，該原邊線圈的另一端與該原邊開關橋臂的中點耦接。
  32. 如請求項17所述的變換器，其中該輸出電感與該變壓器集成於一體。
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