CN102130592B

CN102130592B - 适于驱动开关谐振变换器的控制设备的振荡器的集成电路

Info

Publication number: CN102130592B
Application number: CN201010625246.XA
Authority: CN
Inventors: C·阿德拉格纳
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2009-12-28
Filing date: 2010-12-28
Publication date: 2015-05-27
Anticipated expiration: 2030-12-28
Also published as: US20110157926A1; EP2339735A1; ITMI20092308A1; US8451629B2; IT1397088B1; CN102130592A

Abstract

本发明提供适于驱动开关谐振变换器的控制设备的振荡器的集成电路。其中变换器包括适于驱动谐振负载的开关电路，谐振负载包括至少一个变压器，变压器具有至少一个初级绕组和至少一个次级绕组。控制设备适于驱动开关电路，变换器适于将输入信号变换为输出信号。集成电路包括第一装置，第一装置适于通过第一电流信号对电容充电和放电以使得电容的端子上的电压在第一参考电压和第二参考电压之间，其中第二参考电压高于第一参考电压。该电流信号包括表示控制变换器的输出信号的反馈环路的第二电流信号；集成电路包括第二装置，第二装置适于对表示在初级绕组中流动的电流的信号进行整流，第一电流信号包括与整流后的信号成比例的第三电流信号。

Description

适于驱动开关谐振变换器的控制设备的振荡器的集成电路

技术领域

本发明涉及一种用于振荡器的集成电路，该振荡器适于驱动开关谐振变换器的控制设备。

背景技术

在现有技术中已知强制开关变换器(开关变换器)，其具有用于控制其的设备。谐振变换器是强制开关变换器其中的一大类，其特征在于存在谐振电路，该谐振电路在确定输入-输出功率流方面起着积极的作用。在这些变换器中，由直流电压供电的包括4(2)个功率开关(典型地为功率MOSFET)的桥(半桥)产生电压方波，该电压方波施加到被调谐至接近所述方波基频的频率的谐振电路。由此，由于其选择的特性，谐振电路主要响应于基频分量而忽略方波的更高次谐波。结果是，传递的功率可通过改变其占空比保持恒定在50％的方波的频率来调制。而且，根据谐振电路的配置，相关于功率流的电流和/或电压具有正弦或分段正弦的形状。

这些电压被整流以及滤波，从而向负载提供dc功率。在离线应用中，为了遵照安全性规定，通过变压器将供电至负载的整流和滤波系统耦合至谐振电路，该变压器提供电源与负载之间的隔离，这是上述提及的规定所要求的。如在所有隔离网络变换器中那样，在这种情况中，也对连接至输入电源的初级侧(涉及变压器的初级绕组)以及通过整流和滤波系统向负载提供功率的次级侧(涉及变压器的次级绕组)之间进行区分。

目前，在很多类型的谐振变换器中，所谓的LLC谐振变换器被广泛应用，特别是以半桥拓扑的结构被应用。其称谓LLC源自采用两个电感(L)和一个电容(C)的谐振电路；图1示出了LLC谐振变换器的原理示意图。谐振变换器1包括由驱动电路3驱动的位于输入电压Vin和地GND之间的晶体管Q1和Q2的半桥。在晶体管Q1和Q2之间的公共端子HB连接至电路块2，该电路块2包括串联的电容Cr、电感Ls以及与具有中间抽头次级的变压器10并联连接的另一电感Lp。变压器10的中间抽头次级的两个绕组连接至两个二极管D1和D2的正极，两个二极管D1和D2的负极都连接至并联的电容Cout和电阻Rout；跨越并联的Cout和Rout两端的电压是谐振变换器的输出电压Vout，同时dc输出电流Iout流经Rout。

谐振变换器相较于传统的开关变换器(非谐振变换器，典型的为PWM-脉宽调制-控制)而言具有显著的优势：波形无陡峭边缘，由于其“软”开关，功率开关的开关损耗低，转换效率高(可容易地达到95％以上)，能够运行在高频，产生的EMI(电磁干扰)低，以及最后，功率密度高(即，能够建立具有在相对小的空间处理很大的功率水平的能力的变换系统)。

在大多数dc-dc变换器中，闭合环路、负反馈控制系统使得变换器的输出电压在改变运行条件的情况下保持恒定，运行条件即其输入电压Vin和/或输出电流Iout。这是通过将输出电压的一部分与参考电压Vref进行比较来实现的。由输出电压感测系统(通常为电阻分压器)提供的值与参考值之间的差或误差信号Er通过误差放大器放大。其输出Vc调制变换器中的量x，其中在每个开关周期期间该变换器承载的能量基本上依赖于该量x。如上所述，在谐振变换器中这样的一个重要的量是激励谐振电路的方波的开关频率。

在所有的dc-dc变换器的控制系统中，误差放大器的频率响应应当被恰当地设计以确保：

-稳定的控制环路(即，在变换器的运行条件扰动的情况下，一旦由该扰动导致的瞬态结束，输出电压倾向于恢复到接近于扰动之前的稳定状态值)；

-高的稳压性(即，输出电压在扰动之后恢复到的新的恒定值极为接近扰动之前的值)；

-好的动态性能(即，在扰动随后的瞬态期间，输出电压不会很大地偏离期望值并且瞬态本身很短)。

上述提及的控制目标可被表述为控制环路的传递函数的一些特征量，例如，带宽、相位裕度、dc增益。在dc-dc变换器中，这些目标可通过作用于误差放大器的频率响应、修改其增益以及适当地安排其传递函数的极点和零点(频率补偿)来实现。这通常通过采用包括电阻和连接至电阻的具有合适值的电容的无源网络来实现。

但是，为了确定获得控制环路的传递函数的期望特征所需的频率补偿，必须要知晓调节器增益，即将控制电压Vc转换到控制量x的系统增益，以及变换器本身相对于量x的变动的频率响应。

调节器增益通常不依赖于频率，并且在控制集成电路中固定。

虽然dc-dc变换器由于开关动作为强非线性系统，但在合适的近似以及某种假定下，其频率响应可由与用于线性网络的方式相同的方式来描述以及表示，由此，可由以增益、零点和极点为特征的传递函数来描述以及表示。该传递函数基本上取决于变换器的拓扑，即，处理功率的元件的共同配置，取决于其运行模式，即，在每个开关周期，在磁性部件中存在连续电流传递(连续电流模式，CCM)还是不存在连续电流传递(不连续电流模式，DCM)，以及取决于由控制环路控制的量x。虽然在PWM变换器中，通常采用不同的控制方法-但传统地，在谐振变换器中，被用于控制变换器的量直接为施加至谐振电路的方波的开关频率。

在所有的用于市场上可获得的dc-dc谐振变换器的集成控制电路中，其控制直接作用于半桥的谐振频率(直接频率控制，DFC)上。图2示出了用于该类型的谐振变换器的控制系统。次级侧的误差放大器4，在其反相输入端具有输出电压Vout的一部分，在非反相输入端具有参考电压Vref，其输出通过光耦合器5传输至初级侧以确保由安全规定要求的初级-次级隔离，并且该输出作用于控制集成电路30中的电压控制振荡器(VCO)6或者电流控制振荡器(ICO)。

这种类型的控制带来两类问题。第一类涉及以下事实：不同于PWM变换器，由增益、极点和零点表述的用于谐振变换器的动态小信号模型并不已知(仅具有不可靠的实际应用的一些近似形式)。换句话说，不知晓功率级的传递函数。第二类问题涉及以下事实：根据基于仿真的研究结果，所述功率级的传递函数显示出强可变dc增益，极点的数量依赖于运行点而从一个至三个变化并且具有非常易变的位置。最后，由于输出电容，存在一个零点。

大增益变化以及高可变性极点配置导致反馈控制环路的频率补偿极为困难。这导致，实际上不可能获得在所有运行条件下的最优瞬态响应，并且需要在稳定性和动态性能之间的极大的权衡。另外，能量传递极为依赖于输入电压(音频-敏感性)，这使得控制环路不得不显著改变运行频率以补偿所述变动。由于变换器的输入电压中总是具有频率两倍于主电压的频率的交流分量，在该频率处的环路增益需要足够高以有效地抵制所述交流分量并且显著地减弱在输出电压中可见的剩余纹波。

所有的这些因素导致了问题不能被全部解决的危险，尤其是当由变换器供电的负载具有高的动态变化以及/或对于动态精确性或者响应速度或者输入纹波抵制存在严格的要求时。

最后，涉及DFC控制方法的另一个难题是开关频率对于谐振电路中的元件(Cr，Ls以及Lp)的值的敏感性。这些值由于其制造公差而具有统计学分布，并且这对保护电路的有效性产生不利影响。事实上，通常来说，为了避免变换器运行异常，应当限制控制量x。在谐振变换器的情况下，实施DFC的谐振控制器允许对半桥的操作频率进行上限和下限限制。设置这些限制应当考虑，由于上述提及的值的分布，变换器的操作频率范围将相应地改变。由此，对频率设定的最小限制应当小于作为所述范围的低端的最小值，并且最大限制应当大于作为所述范围的高端的最大值。这极大地减小了作为防止异常操作情况的手段的频率限制的有效性。

所述难题的解决包括，采用基于充电模式控制(CMC)的变换器控制，所述方法在W.Tang，F.C.Lee，R.B.Ridley以及I.Cohen的论文“Charge Control：Analysis，Modeling and Design”中第一次论述，其发表在电力电子专家会议(Power Electronics SpecialistConference)，1992.PESC’92记录，IEEE年报第23期，1992年6月29日-7月3日，页码：503-511，第1卷上。而将之应用至谐振变换器的想法则可以追溯到W.Tang，C.S.Leu以及F.C.Lee的论文“Charge control for zero-voltage-switching multi-resonant converter”中，其发表在电力电子专家会议(Power Electronics SpecialistConference)，1993.PESC’93记录，IEEE年报第24期，1993年6月20日-24日，页码：229-233。

在第一篇论文中，小信号分析显示由CMC控制的变换器的动态特性与峰值电流模式控制的系统类似，即，在半开关频率时具有一个单一的低频极点和一对复共轭极点。在峰值电流模式下，所述一对极点的阻尼系数仅依赖于占空比(当占空比高于50％时，其与已知的亚谐波不稳定性相关联)，而与峰值电流模式不同的是，在CMC控制下，这样的阻尼系数还依赖于变换器的储能电感以及负载。对亚谐波不稳定性问题的分析更困难。作为一种趋势，该不稳定性倾向于在输入电流为低值时产生，由此倾向于在变换器的负载为低值时产生。然而，在两个方法中，通过在电流斜坡中(或者在CMC的情况下在积分中)增加补偿斜坡，可解决该问题。此外，该积分过程使得CMC方法相较于峰值电流模式而言更具有噪音不敏感性。

在第二篇论文中(由Tang等发表)，公开了CMC类型的控制设备。其适于谐振正激(forward)拓扑并且由分立的形式实现：流经初级功率电路的电流通过采用电流变压器直接积分，该电流变压器具有两个输出绕组和两个分立的用于对两个串联连接的积分电容进行充电的整流系统。该系统并不完全适合被集成；另外，由于成本原因，具有变压器的电流感测系统用于大功率变换系统而不用于低功率系统。

发明内容

鉴于现有技术的状态，本发明的目的是提供一种适于驱动开关谐振变换器的控制设备的振荡器的集成电路，其能够采用与现有技术不同的方法来实现CMC。

根据本发明，所述目的通过一种用于适于驱动开关谐振变换器的控制设备的振荡器的集成电路实现，其中所述变换器包括适于驱动谐振负载的开关电路，所述谐振负载包括至少一个变压器，该变压器具有至少一个初级绕组和至少一个次级绕组，所述控制设备适于驱动所述开关电路，所述变换器适于将输入信号变换为输出信号，所述集成电路包括第一装置，该第一装置适于采用第一电流信号对电容器进行充电和放电以使得所述电容器的端子处的电压在第一参考电压和第二参考电压之间，其中所述第二参考电压高于所述第一参考电压，所述电流信号包括第二电流信号，该第二电流信号表示控制变换器的输出信号的反馈环路，其特征在于所述集成电路包括第二装置，该第二装置适于对表示在初级绕组中流动的电流的信号进行整流，所述第一电流信号包括第三电流信号，该第三电流信号与该整流后的信号成比例。

根据本发明，还可提供包括所述集成电路以及集成电路外部的电容器的振荡器。

再次根据本发明，还可提供用于谐振变换器的包括前述集成电路的控制设备。

借助于本发明可提供一种用于谐振变换器的控制设备，其可以通过将变换器等效为单一极点系统(至少在与频率补偿的设计相关的频率范围内)，来允许减少变换器的动态次序，从而改进其对于负载变化的瞬态响应。

而且，所述控制设备通过降低对输入电压变化的敏感性和/或降低对更加自由地设置环路增益的可能性的敏感性，来减小变换器的音频敏感性，从而改进其对输入电压变化的瞬态响应以及输入电压纹波的抵制。

附图说明

本发明的特征和优点将通过下文对参考在附图中以非限制性示例来示出的实际实施例的详细描述来清楚地呈现，其中：

图1示出了根据现有技术的LLC谐振变换器的电路示意图；

图2示出了根据现有技术的具有对输出电压的调节的谐振变换器的方框示意图；

图3示出了根据本发明的具有包括振荡器的控制设备的谐振变换器的电路示意图；

图4示出了根据本发明第一实施例的用于谐振变换器的控制设备的振荡器的电路示意图；

图5示出了在图4的设备中包含的信号的一些时序图；

图6示出了根据本发明第二实施例的用于谐振变换器的控制设备的振荡器的电路示意图；

图7示出了在图6的设备中包含的信号的一些时序图。

具体实施方式

图3示出了具有控制设备100的谐振变换器的电路示意图，该控制设备100包括根据本发明的振荡器101。该变换器包括谐振负载，该谐振负载优选地包括具有初级绕组L1和次级的两个绕组L2的变压器20；初级绕组L1通过电容Cr连接至半桥的中间点HB，该中间点HB为晶体管Q 1和Q2之间的公共点，并且初级绕组L1还直接连接至感测电阻Rs，感测电阻Rs连接至地GND。次级的两个绕组L2连接在地GND和两个各自的二极管D1和D2之间，二极管D1和D2具有连接在一起的阴极并且该阴极连接至并联的电阻Rout和电容Cout，并联的电阻Rout和电容Cout连接至地GND。晶体管Q1和Q2优选地为MOS晶体管，尤其是NMOS晶体管；晶体管Q2的漏极端与晶体管Q1的源极端连接在一起，并且为半桥的中间点HB。谐振电流i_R(t)流经初级绕组L1。

图3示出了开关电路Q1-Q2中的电流感测元件，其表示为与谐振电路Cr，20串联放置的电阻Rs，尤其是，该电阻Rs连接至变压器20的初级绕组L1和地GND，从而在该电阻Rs的端子上的电压与流经谐振电路的谐振电流i_R(t)成正比。这仅为非限制性的示例，该感测也可采用提供精确表示流经开关电路的瞬时电流的电压信号的现有技术其他方式(通过电容或电阻分压器，具有电流变压器，霍尔感测器等)实施。

谐振电流具有零平均值(由于串联电容的存在)，并且由此具有正值和负值。由此，引到控制设备的输入的电压信号Vs将具有正值和负值。连接至该输入的电路应当至少能够承受相对于地的负电压(通常其绝对值低于1V)，而不会导致故障。

控制设备100包括振荡器101和逻辑块102，该逻辑块接收振荡器101输出处的信号Vct，即，在电容Ct端子之间的信号，并且处理用于驱动晶体管Q1和Q2的信号HSGD和LSGD，信号HSGD和LSGD具有逻辑高值或逻辑低值。

振荡器101包括构造在半导体芯片中的集成电路103，以及设置在集成电路103的管脚112和地GND之间的外部电容Ct。但是，即使在附图中没有示出，电容Ct也可在集成电路103内部。

振荡器101的集成电路103在其输入处也具有电压信号Vs和由块5提供的表示了输出电压Vout的反馈环路的电流Ic；电流Ic是控制信号并且代表了控制输出电压Vout的反馈环路，优选地，信号Ic是变换器的输出电流Iout和/或输入电压Vin的函数。

集成电路103属于集成设备U1，集成设备U1也包括逻辑块102并且构成谐振变换器的半桥Q1-Q2的控制设备100。

图4示出了根据本发明第一实施例的开关谐振变换器的控制设备100的振荡器101。集成电路103包括理想的全波整流器110，其在输入处接收与谐振电流i_R(t)成正比的电压Vs。所述整流器的输出信号Vsref被引到电压-电流变换器的输入，即运行为电流沉并且由此从节点处吸收电流i_p(t)的增益为gm的跨导放大器111的输入。可以由下式给出这样的电流：

i_p(t)＝g_m·Rs·|i_R(t)|

如所述，跨导放大器的电流输出i_p(t)连接至电流镜的输入节点，电流镜包括双极晶体管Q20、Q3和Q4(尤其是pnp型双极晶体管)，输入节点也与双极晶体管Q 10的集电极端子连接，以运载表示输出电压Vout的反馈环路的电流Ic。输出控制电流Ic的外部输入作为能够提供源电流的电压发生器Vref。

晶体管Q3将电流Ic+i_p(t)镜像反射到另一个电流镜，该另一个电流镜由双极晶体管Q5和Q6(尤其是npn型双极晶体管)构成，同时晶体管Q4向节点112输出电流Ic+i_p(t)，节点112连接至电容Ct，电容Ct的另一端子连接至地GND；电容Ct位于集成设备U1的外部。晶体管Q6从节点Ct朝向地GND镜像反射乘以因数2的电流Ic+i_p(t)。晶体管Q20、Q3和Q4优选地为双极pnp晶体管(但是它们也可为p沟道MOS晶体管)，其具有连接至电源电压Vdd的发射极端子；晶体管Q5和Q6优选地为双极npn晶体管(但是它们也可为n沟道MOS晶体管)，其具有连接至地GND的发射极端子。晶体管Q3-Q6的集电极端子连接在一起。

提供了置位复位触发器113，其置位信号S为比较器114的输出信号，而复位信号R是比较器115的输出信号，比较器114适于将电容Ct的端子处的电压Vct与电压Vv进行比较，比较器115适于将电容Ct的端子处的电压Vct与电压Vp进行比较，其中Vp＞Vv。触发器113输出处的信号Q驱动共发射极双极晶体管Q7的基极端子，晶体管Q7的集电极端子连接至晶体管Q5的基极和集电极端子与晶体管Q3的集电极端子的公共端子，晶体管Q7的发射极端子连接至地GND。

最初，跨越外部电容Ct两端的电压为零。由此，比较器114置位SR触发器113，SR触发器113的输出Q变为1。由于晶体管Q5的基极端子的电压基本上为零，晶体管Q7被导通并且电流镜Q5，Q6被关断。由此，电容Ct由电流Ic+i_p(t)充电。

一旦电压Vct达到电压Vp，比较器115复位SR触发器113，SR触发器113的输出Q变为0。由晶体管Q5，Q6构成的电流镜导通并且将2(Ic+i_p(t))的电流引到地GND，由此电容Ct由等于-[Ic+i_p(t)]的电流放电。放电一直持续到Ct上的电压达到值Vv，当比较器114再次置位SR触发器113时，关断电流镜Q5，Q6。电容Ct再次由电流Ic+i_p(t)充电并且开始一个新的周期。由于电容Ct由平均具有相同幅值的电流充电和放电，它的电压将以对称的波形振荡，该对称的波形具有相关于电容Ct和电流±[Ic+ip(t)]的重复周期T_SW。

如果图3的半桥Q1-Q2的开关操作由如此实施的振荡器来驱动，例如根据图5的时序图中示出的图，那么时间周期T_SW也将为所述半桥的开关周期，由此，变换器的开关频率f_sw＝1/T_sw。

描述Ct在半个开关周期内的充电的等式可被描述如下，其中Vv(例如等于1V)为电容Ct上的波形的谷值电压，以及Vp(例如等于4V)为所述波形的峰值电压：

考虑到i_p(t)＝g_m·Rs·|i_R(t)|，并且在0至T_sw/2|i_R(t)|＝i_R(t)的时间周期内，获得的结果是：

Vp = Vv + \frac{1}{Ct} {\frac{Ic T_{SW}}{2} + g_{m} Rs {&Integral;}_{0}^{\frac{T_{sw}}{2}} [i_{R} (t) dt}

平均输入电流Iin等于在MOSFET晶体管Q1导通期间谐振电路的电流的平均值，即：

Iin = \frac{1}{T_{SW}} {&Integral;}_{0}^{\frac{T_{sw}}{2}} [i_{R} (t) dt

考虑到上述等式：

Vp = Vv + \frac{T_{SW}}{2 Ct} (Ic + 2 g_{m} RsIin),

即，

ΔVct = \frac{T_{SW}}{2 Ct} (Ic + 2 g_{m} RsIin),

其中表示(内部固定的)宽度Vp-Vv。

电容Ct由随时间变化的电流充电/放电；但是，在圆括号中的量表示了在等于半个开关周期的时间内将Ct充电/放电以使之从谷值到峰值的等效恒定电流。

Ct的平均充电/放电电流是涉及控制电路的分量即电流Ic以及与变换器输入电流Iin成比例的分量的总和。通过所述控制设备，获得谐振电路的电流的积分，而在积分块的输出处不存在负电压。

对于高值的电流Iin，电流Ic很小；由此与Iin成比例的分量占据主要部分，从而获得非常接近于纯CMC的操作；随着电流Iin减小，相关电流分量变得越来越低，电流Ic变得越来越大，由此将操作越来越转移至DFC操作，并与系统避免亚谐波振荡的要求始终一致。

通过始终导通充电电流发生器并且仅在Ct的放电阶段导通具有两倍值的放电发生器从而获得跨越Ct两端的电压振荡，这仅仅是示例性的：通过交替导通和关断具有相同值的充电和放电发生器也可以获得同样的结果。

图5示出了信号Vct、HSGD、LSGD以及节点HB处的电压的时序图。时间周期Td是两个晶体管Q1或Q2的每个的关断时间与其互补的导通时间之间的延迟时间周期。

图6示出了用于根据本发明第二实施例的开关谐振变换器的控制设备100的振荡器101。第二实施例的集成电路103与第一实施例的不同在于模拟乘法器116的存在，该模拟乘法器116例如由Gilbert单元(Gilbert cell)构成，其在输出提供电流i_p(t)，该电流i_p(t)与在其输入处存在的电压信号与和开关变换器的输入电压Vin成比例的电压Vi之间的乘积成比例，在其输入处存在的电压信号即由整流器110整流电压Vs后获得的电压Vsref。

在电压Vi保持的输入端，变换器的直接输入电压Vin通过电阻R1和R2的分压施加至该输入。通过Kin表示输入电压的分压比例，即，以及由Km表示乘法器116的增益，电流i_p(t)可由以下给出：

i_p(t)＝Kin·Km·Rs·Vin·i_R(t)

在前述等式中替换i_p(t)的值并且考虑Vin*Iin的乘积为输入功率Pin，则可获得：

Vp = Vv + \frac{T_{SW}}{2 CT} (Ic + 2 Kin \cdot Km \cdot Rs \cdot Pin)

和

ΔVct = \frac{T_{SW}}{2 Ct} (Ic + 2 Kin \cdot Km \cdot Rs \cdot Pin),

由此，反馈电流I_C的值将给出为：

Ic = 2 (\frac{Ct}{T_{SW}} ΔVct - Kin \cdot Km \cdot Rs \cdot Pin)

由此，电容Ct的平均充电/放电电流是涉及控制电路Ic的分量以及与变换器输入功率Pin成比例的分量的总和。与反馈电路的操作的要求一致，对于高值的功率Pin，电流Ic很小；由此与Pin成比例的分量占据主要部分，从而操作非常接近于纯功率控制设备。随着功率Pin减小，相关电流分量变得越来越低，电流Ic变得越来越大，由此将操作越来越转移至DFC操作，并且与避免系统亚谐波振荡的要求始终一致。关键点在于如何将整个充电/放电电流在反馈分量以及与功率相关的分量之间分配使得在任何情况下都不会产生亚谐波振荡。系统仿真示出，如果最大反馈电流Ic(其涉及最小输入电压和最大输出负载的情况)是在同样的输入电压和输出负载的操作情况下电容Ct的充电/放电的等效恒定电流的三分之一，则在任何操作情况下都不会观察到亚谐波振荡。

最终，应当注意反馈电流Ic并非是完全线性依赖于功率Pin，这归因于同样是功率Pin的函数的量T_SW的存在(在频率固定的系统中，则是完全线性依赖的，其中T_SW是恒定的)。但是，在LLC变换器中，如果它们运行于谐振电路的谐振频率附近，则开关频率在大负载情况范围中不会改变太多。在这样的范围中，电流Ic在良好的近似下可假定为线性依赖于功率Pin。

图7示出了信号Vct、HSGD、LSGD以及节点HB处的电压的时序图。时间周期Td是两个晶体管Q1或Q2的每个的关断操作与其互补的导通之间的延迟时间周期。

Claims

1.一种用于振荡器的集成电路，所述振荡器适于驱动开关谐振变换器的控制设备，所述变换器包括适于驱动谐振负载的开关电路，所述谐振负载包括至少一个变压器，所述变压器具有至少一个初级绕组以及至少一个次级绕组，所述控制设备适于驱动所述开关电路，所述变换器适于将输入信号变换为输出信号，所述集成电路包括第一装置，所述第一装置适于通过第一电流信号对电容充电和放电，以使得所述电容的端子上的电压在第一参考电压和第二参考电压之间，其中所述第二参考电压高于所述第一参考电压，所述第一电流信号包括第二电流信号，所述第二电流信号表示控制所述变换器的输出信号的反馈环路，其特征在于，所述集成电路包括第二装置，所述第二装置适于对表示在所述初级绕组中流动的电流的信号进行整流，所述第一电流信号包括第三电流信号，所述第三电流信号与所述整流后的信号成比例，其中所述第一电流信号是所述第二电流信号和所述第三电流信号的总和。

2.根据权利要求1的集成电路，其特征在于，其包括另一装置，所述另一装置适于将所述整流后的信号与表示所述变换器的输入信号的信号相乘，所述第三电流信号是所述另一装置的输出处的电流信号，以及所述第一电流信号是所述第二电流信号和所述第三电流信号的总和。

3.根据权利要求1的集成电路，其特征在于，所述第一装置包括第一电流镜、第二电流镜以及第一比较器和第二比较器，所述第一电流镜适于采用所述第一电流信号对所述电容充电，所述第二电流镜适于采用具有等于所述第一电流信号的值的电流对所述电容放电，所述第一比较器和第二比较器适于将所述电容的端子上的电压与所述第一参考电压和第二参考电压分别进行比较，所述第一比较器的输出是置位-复位触发器的置位输入并且所述第二比较器的输出是所述置位-复位触发器的复位输入，所述置位复位触发器的输出信号控制开关，所述开关适于响应于所述置位复位触发器的输出处的信号，激活或者去激活所述第二电流镜。

4.根据权利要求1的集成电路，其特征在于，所述电容在所述集成电路内部。

5.根据权利要求1的集成电路，其特征在于，所述电容在所述集成电路外部。

6.一种适于驱动开关谐振变换器的控制设备的振荡器，所述变换器包括适于驱动谐振负载的开关电路，所述谐振负载包括至少一个变压器，所述变压器具有至少一个初级绕组以及至少一个次级绕组，所述控制设备适于驱动所述开关电路，所述变换器适于将输入信号变换为输出信号，所述振荡器包括在权利要求1-3中任一个权利要求所限定的集成电路以及在所述集成电路外部的电容。

7.一种用于开关谐振变换器的控制设备，所述变换器包括适于驱动谐振负载的开关电路，所述谐振负载包括至少一个变压器，所述变压器具有至少一个初级绕组以及至少一个次级绕组，所述变换器适于将输入信号变换为输出信号，所述设备包括权利要求6所限定的振荡器，以及适于响应于来自所述振荡器的输出信号以驱动所述开关电路的驱动装置。

8.一种用于开关谐振变换器的集成设备，所述变换器包括适于驱动谐振负载的开关电路，所述谐振负载包括至少一个变压器，所述变压器具有至少一个初级绕组以及至少一个次级绕组，所述变换器适于将输入信号变换为输出信号，所述设备包括在根据权利要求1-5中任一个权利要求所限定的集成电路，以及适于响应于来自所述集成电路的输出信号以驱动所述开关电路的驱动装置。