ITMI20092308A1 - Circuito integrato per un oscillatore atto a pilotare un dispositivo di controllo di un convertitore risonante a commutazione. - Google Patents

Description

“Circuito integrato per un oscillatore atto a pilotare un dispositivo di controllo di un convertitore risonante a commutazione.â€

La presente invenzione concerne un circuito integrato per un oscillatore atto a pilotare un dispositivo di controllo di un convertitore risonante a commutazione.

Sono noti nello stato della tecnica i convertitori a commutazione forzata (convertitori switching) con dispositivi utilizzati per il loro controllo. I convertitori risonanti sono una vasta classe di convertitori a commutazione forzata caratterizzati dalla presenza di un circuito risonante che partecipa attivamente nel determinare il flusso di potenza ingresso-uscita. In questi convertitori un ponte (semiponte) costituito da quattro (due) interruttori di potenza (tipicamente dei power MOSFET) alimentato da una tensione continua genera un’onda quadra di tensione che viene applicata ad un circuito risonante sintonizzato ad una frequenza prossima alla frequenza fondamentale di detta onda quadra. In questo modo, a causa delle sue caratteristiche selettive, il circuito risonante risponde principalmente a questa componente fondamentale ed in modo trascurabile alle armoniche di ordine superiore. Ne risulta che la potenza circolante può essere modulata variando la frequenza dell’onda quadra, mantenendo costante il duty cycle al 50% e che, a seconda della configurazione del circuito risonante, le correnti e/o le tensioni associate al flusso di potenza hanno andamento sinusoidale o sinusoidale a tratti.

Queste tensioni vengono rettificate e filtrate in modo da fornire potenza in continua sul carico. Nelle applicazioni da rete, per questioni relative alle norme di sicurezza, il sistema di rettificazione e filtraggio che alimenta il carico à ̈ accoppiato al circuito risonante mediante un trasformatore che fornisce l’isolamento fra sorgente e carico richiesto dalle suddette norme. Come in tutti i convertitori da rete isolati, anche in questo caso si usa distinguere un lato primario (in quanto afferente all’avvolgimento primario del trasformatore) connesso alla sorgente di ingresso ed un lato secondario (in quanto afferente all’ avvolgimento secondario - o agli avvolgimenti secondari - del trasformatore) che fornisce potenza al carico attraverso il sistema di rettificazione e filtraggio.

Fra i molti tipi di convertitori risonanti viene attualmente utilizzato sovente il cosiddetto convertitore risonante LLC, specialmente nella sua versione a semiponte. Tale denominazione nasce dal fatto che il circuito risonante impiega due induttori (L) ed una capacità (C); uno schema di convertitore risonante LLC à ̈ mostrato nella figura 1. Il convertitore risonante 1 comprende un semiponte di transistor Q1 e Q2 compreso fra la tensione di ingresso Vin e massa GND e pilotato da un circuito di pilotaggio 3. Il terminale HB in comune fra i transistor Q1 e Q2 à ̈ connesso ad un blocco circuitale 2 comprendente una serie di una capacità Cr, un’induttanza Ls ed un’altra induttanza Lp connessa in parallelo un trasformatore 10 con secondario a presa centrale. I due avvolgimenti del secondario a presa centrale del trasformatore 10 sono connessi agli anodi di due diodi DI e D2 i cui catodi sono connessi entrambi al parallelo di una capacità Cout ed una resistenza Rout; ai capi di detto parallelo à ̈ presente la tensione di uscita Vout del convertitore risonante mentre in detto parallelo scorre la corrente di uscita Iout.

I convertitori risonanti offrono considerevoli vantaggi rispetto ai convertitori a commutazione tradizionali (non risonanti, controllati tipicamente in PWM - Pulse Width Modulation): forme d’onda senza fronti ripidi, basse perdite di commutazione dei switch di potenza grazie alle loro commutazioni “soft†, elevata efficienza di conversione (>95% à ̈ raggiungibile agevolmente), capacità di lavorare a frequenze elevate, bassa generazione di EMI (Electro-Magnetic Interference) e, in definitiva, elevata densità di potenza (ossia, la capacità di realizzare sistemi di conversione in grado di maneggiare potenze considerevoli in volumi ridotti).

Come nella gran parte dei convertitori dc-dc, un sistema di regolazione in retroazione negativa ad anello chiuso mantiene la tensione di uscita del convertitore costante al variare delle condizioni operative, ossia della sua tensione di ingresso Vin e/o della sua corrente di uscita Iout. Ciò viene realizzato confrontando una porzione della tensione di uscita con una tensione di riferimento Vref; la differenza o segnale errore Er fra il valore fornito dal sistema di lettura della tensione di uscita (solitamente, un partitore resistivo) ed il valore di riferimento viene amplificato da un amplificatore d’errore la cui uscita Ve modifica una grandezza x interna al convertitore e dalla quale dipende in modo sostanziale l’energia che il convertitore trasporta in ciascun ciclo di commutazione. Come poc’anzi detto, nei convertitori risonanti una grandezza molto significativa in tal senso à ̈ la frequenza di commutazione dell’onda quadra che stimola il circuito risonante.

Ancora, come accade comunemente in tutti i sistemi di regolazione dei convertitori dc-dc, la risposta in frequenza dell’amplificatore d’errore deve essere opportunamente progettata in modo da assicurare:

la stabilità dell’anello di controllo (ossia, il fatto che, in seguito a perturbazioni delle condizioni operative del convertitore, una volta terminato il transitorio causato dalla perturbazione la tensione di uscita tenda a riportarsi ad un valore costante non lontano dal valore che si aveva prima della perturbazione;

una buona regolazione (ossia, che il nuovo valore costante al quale la tensione di uscita si porta dopo una perturbazione sia molto prossimo a quello che si aveva prima della perturbazione);

buone caratteristiche dinamiche (ossia, che durante il transitorio a seguito di una perturbazione la tensione di uscita non si allontani troppo dal valore desiderato e che il transitorio stesso abbia breve durata).

Gli obiettivi di controllo sopra menzionati possono essere espressi in termini di alcune grandezze caratteristiche della funzione di trasferimento dell’anello di regolazione, quali l’ampiezza di banda, il margine di fase, il guadagno in continua. In un assegnato convertitore dc-dc, tali obiettivi possono essere raggiunti agendo sulla risposta in frequenza dell’amplificatore di errore, modificandone il guadagno e dislocando opportunamente i poli e gli zeri della sua funzione di trasferimento (compensazione in frequenza), cosa che viene normalmente realizzata mediante l’uso di reti reattive comprendenti resistenze e capacità di valore opportuno ad esso collegate.

Tuttavia, per potere determinare quale sia la compensazione in frequenza necessaria ad ottenere le caratteristiche desiderate della funzione di trasferimento dell’anello di regolazione, occorre conoscere sia il guadagno del modulatore, ossia del sistema che converte la tensione di controllo Yc nella grandezza di controllo x, nonché la risposta in frequenza del convertitore stesso alle variazioni della grandezza x.

Il guadagno del modulatore solitamente non dipende dalla frequenza, almeno nell’intervallo di frequenze di interesse, che non può essere maggiore della metà della frequenza di commutazione del convertitore in virtù del teorema di Shannon) ed à ̈ fissato aH’intemo del circuito integrato di controllo.

Per quanto riguarda la risposta in frequenza di un convertitore dc-dc, pur essendo in presenza di un sistema fortemente non lineare a causa proprio dell’azione di commutazione, con opportune approssimazioni e sotto determinate ipotesi, questa può essere descritta e rappresentata con gli stessi mezzi adoperati per le reti lineari e, quindi, da una funzione di trasferimento caratterizzata da guadagno, zeri e poli. Questa funzione di trasferimento dipende essenzialmente dalla topologia del convertitore, ossia dalla configurazione mutua degli elementi che maneggiano la potenza, dal suo modo di funzionamento, ossia se, ad ogni ciclo di commutazione, si ha circolazione continua di corrente nella parte magnetica (Continuous Current Mode, CCM) oppure no (Discontinuous Current Mode, DCM), dalla grandezza x che viene controllata dall’anello di regolazione. Mentre nei convertitori PWM sono comunemente in uso diversi metodi di controllo - per esempio si agisce direttamente sulla larghezza dell’impulso che comanda gli switch di potenza (direct duty cycle control e, quindi, x = D) o sul picco della corrente che attraversa gli switch (peak current mode control, x = Ip) - nei convertitori risonanti tradizionalmente la grandezza adoperata per controllare il convertitore à ̈ direttamente la frequenza di commutazione dell’onda quadra applicata al circuito risonante.

In tutti i circuiti integrati di controllo per convertitori dc-dc risonanti presenti sul mercato il controllo opera direttamente sulla frequenza di oscillazione del semiponte (Direct Frequency Converter, DFC). La figura 2 mostra un sistema di controllo per convertitori risonanti di questo tipo. L’uscita dell’amplificatore d’errore 4, avente in ingresso sul terminale invertente una parte della tensione di uscita Vout e sul terminale non invertente una tensione di riferimento Vref, sul lato secondario viene trasferita sul lato primario da un fotoaccoppiatore 5 in modo garantire l’isolamento primariosecondario richiesto dalle norme di sicurezza e va ad agire su un oscillatore 6 controllato in tensione (VCO) o in corrente (ICO) interno al circuito integrato di controllo 30. Questo tipo di controllo pone due ordini di problemi. Un primo ordine riguarda il fatto che in letteratura i modelli dinamici di piccolo segnale per i convertitori risonanti espressi in termini di guadagno, poli e zeri non sono noti (se non in alcune forme approssimate di uso pratico discutibile), al contrario di quanto accade, invece, per i convertitori PWM, cioà ̈ non à ̈ nota la funzione di trasferimento dello stadio di potenza. Un secondo ordine di problemi riguarda il fatto che, in base ai risultati di studi basati su simulazioni, detta funzione di trasferimento dello stadio di potenza mostra di avere un guadagno in continua fortemente variabile, e poli in numero variabile da uno a tre e con dislocazione molto mobile, in dipendenza dal punto di lavoro. E’ presente, infine, uno zero dovuto al condensatore di uscita. La considerevole variazione del guadagno e la configurazione dei poli così grandemente variabile rendono problematica la compensazione in frequenza dell’anello di controllo in retroazione. Risulta praticamente impossibile ottenere una riposta transitoria ottimizzata in tutte le condizioni di lavoro, ed il livello di compromesso fra stabilità e prestazioni dinamiche à ̈ elevato. Inoltre, si ha una forte dipendenza del trasferimento energetico dalla tensione di ingresso (audiosuscettibilità), per cui l’anello di controllo deve intervenire in maniera pesante e cambiare considerevolmente la frequenza di lavoro per compensare dette variazioni. Tenendo presente che nella tensione di ingresso del conveititore à ̈ sempre presente una componente alternata a frequenza doppia di quella della tensione di rete, occorre che il guadagno dell’ anello a quella frequenza sia piuttosto elevato, in modo da reiettare efficacemente detta componente alternata ed attenuare considerevolmente l’ondulazione residua visibile nella tensione di uscita. Tutti questi fattori rischiano di porre problemi non tutti risolubili, specie quando il carico alimentato dal convertitore ha delle dinamiche considerevoli e/o le specifiche di precisione dinamica e prontezza di risposta sono severe, oppure ancora quando vi sono requisiti stringenti sulla reiezione dell’ondulazione della tensione di ingresso. Infine, un altro problema legato alla metodologia di controllo DFC à ̈ quello della dispersione statistica dei valori dei componenti del circuito risonante (Cr, Ls ed Lp) dovuta alle loro tolleranze. Infatti, generalmente parlando, per evitare funzionamenti abnormi in un convertitore occorre limitare la grandezza di controllo x. Nel caso in questione, i controllori risonanti che implementano il DFC consentono di limitare in basso ed in alto la frequenza di lavoro del semiponte. Questi limiti devono essere impostati tenendo conto del fatto che, per effetto della succitata dispersione dei valori, l’intervallo di frequenze operativo del convertitore cambierà di conseguenza. Il limite minimo imposto alla frequenza dovrebbe essere pertanto minore del minimo valore che l’estremo inferiore di detto intervallo può assumere, ed il limite massimo maggiore del massimo valore che l’estremo superiore di detto intervallo può assumere. Questo riduce considerevolmente l’efficacia della limitazione di frequenza come mezzo di prevenzione di condizioni di funzionamento abnormi.

Una risposta a detti problemi consiste nell’utilizzo di un controllo del convertitore basato su una modalità a controllo di carica (CMC, Charge-Mode Control); detta metodologia à ̈ stata descritta per la prima volta nell’articolo “Charge Control: Analysis, Modeling and Design†di W. Tang, F.C. Lee, R.B. Ridley and I. Cohen, presentato al Power Electronics Specialists Conference, 1992. PESC '92 Record., 23rd Annual IEEE 29 June-3 July 1992 Page(s):503 - 511 vol.l. L’idea di applicarla ai convertitori risonanti, invece, risale all’articolo “Charge control for zero-voltage-switching multiresonant converter†di W. Tang, C.S. Leu and F.C. Lee, presentato al Power Electronics Specialists Conference, 1993. PESC '93 Record., 24th Annual IEEE 20-24 June 1993 Pagine:229 - 233.

Nel primo dei suddetti articoli, un’analisi di piccolo segnale mostra che la dinamica di un convertitore controllato in CMC à ̈ equivalente a quella di un sistema controllato in peak current mode, cioà ̈ con un singolo polo a bassa frequenza ed una coppia di poli complessi e coniugati a metà della frequenza di commutazione. A differenza del peak current mode, dove lo smorzamento di detta coppia di poli à ̈ solo funzione del duty cycle (a ciò à ̈ collegata la ben nota instabilità subarmonica, quando questo à ̈ maggiore del 50%), nel controllo in CMC tale smorzamento dipende anche dall’induttanza di immagazzinamento del convertitore e dal carico, ed il problema dell’instabilità subarmonica à ̈ di più complessa analisi. Come linea di tendenza, l’instabilità tende a manifestarsi per bassi valori della corrente di ingresso e, quindi, del carico del convertitore. In entrambi le metodologie, però, l’aggiunta di una rampa di compensazione sommata alla rampa della corrente (o del suo integrale nel caso del CMC), consente di eliminare il problema. Inoltre il processo di integrazione rende la metodologia CMC più immune ai rumori.

Nel secondo dei suddetti articoli di Tang e altri, viene illustrato un dispositivo di controllo di tipo CMC adattato ad una topologia forward risonante, realizzato in forma discreta, in cui viene integrata direttamente la corrente che attraversa il circuito di potenza primario utilizzando un trasformatore di corrente con due avvolgimenti di uscita e due sistemi di raddrizzamento separati per la carica di due condensatori di integrazione posti in serie. Un tale sistema si presta male ad una realizzazione in forma integrata; inoltre, il sistema di lettura della corrente a trasformatore à ̈ usato in sistemi di conversione di potenza elevata e non in sistemi di piccola potenza per ragioni di costo. In vista dello stato della tecnica, scopo della presente invenzione à ̈ quello di fornire un circuito integrato per un oscillatore atto a pilotare un dispositivo di controllo di un convertitore risonante a commutazione che sia in grado di realizzare la modalità di controllo CMC in modo diverso da quelli noti.

In accordo alla presente invenzione, detto scopo viene raggiunto mediante un circuito integrato per un oscillatore atto a pilotare un dispositivo di controllo di un convertitore risonante a commutazione, detto convertitore comprendendo un circuito a commutazione atto a pilotare un carico risonante, detto carico risonante comprendente almeno un trasformatore con almeno un avvolgimento primario ed almeno un avvolgimento secondario, detto dispositivo di controllo essendo atto a pilotare detto circuito a commutazione, detto convertitore essendo atto a convertire una segnale in ingresso in un segnale di uscita, detto circuito integrato comprendendo primi mezzi atti a caricare e scaricare un condensatore mediante un primo segnale di corrente in modo tale che la tensione ai capi di detto condensatore sia compresa fra una prima ed una seconda tensione di riferimento, con detta seconda tensione di riferimento maggiore di detta prima tensione di riferimento, detto segnale di corrente comprendendo un secondo segnale di corrente indicativo della tensione di uscita del convertitore, caratterizzato dal fatto di comprendere secondi mezzi atti a rettificare un segnale indicativo della corrente che circola nell’avvolgimento primario, detto primo segnale di corrente comprendendo un terzo segnale di corrente proporzionale al segnale rettificato.

In accordo alla presente invenzione à ̈ anche possibile fornire un oscillatore comprendente detto circuito integrato ed il condensatore esterno al circuito integrato.

Sempre in accordo alla presente invenzione à ̈ possibile fornire un dispositivo di controllo per convertitori risonanti comprendente il suddetto circuito integrato.

Grazie alla presente invenzione à ̈ possibile fornire un dispositivo di controllo per convertitori risonanti che consenta di ridurre l’ordine dinamico del convertitore, possibilmente rendendolo equivalente ad un sistema a singolo polo (almeno nell’ intervallo di frequenze interessante dal punto di vista della progettazione della compensazione in frequenza), in modo da migliorare la sua risposta transitoria alle variazioni di carico.

Detto dispositivo di controllo inoltre riduce Γ audiosuscettibilità del convertitore, o attraverso una ridotta sensibilità alle variazioni della tensione di ingresso e/o alla possibilità di potere più liberamente impostare il guadagno d’anello, in modo da migliorare sia la risposta transitoria alle variazioni della tensione di ingresso, sia la reiezione dell’ondulazione della tensione di ingresso.

Le caratteristiche ed i vantaggi della presente invenzione risulteranno evidenti dalla seguente descrizione dettagliata di sue forme di realizzazione pratica, illustrate a titolo di esempi non limitativo negli uniti disegni, nei quali:

la figura 1 mostra uno schema di un convertitore risonante LLC in accordo all’arte nota;

la figura 2 mostra uno schema a blocchi di un convertitore risonante con regolazione della tensione di uscita in accordo all’arte nota;

la figura 3 mostra uno schema di un convertitore risonante con dispositivo di controllo comprendente un oscillatore in accordo alla presente invenzione;

la figura 4 mostra uno schema di un oscillatore per dispositivo di controllo di un convertitore risonante in accordo alla prima forma di realizzazione della presente invenzione;

la figura 5 mostra alcuni diagrammi temporali di segnali in gioco nel dispositivo di figura 4;

la figura 6 mostra uno schema di un oscillatore per dispositivo di controllo di un convertitore risonante in accordo alla seconda forma di realizzazione della presente invenzione;

la figura 7 mostra alcuni diagrammi temporali di segnali in gioco nel dispositivo di figura 6.

Nella figura 3 à ̈ mostrato uno schema di un convertitore risonante con dispositivo di controllo 100 comprendente un oscillatore 101 in accordo alla presente invenzione. Il convertitore comprende un carico risonante comprendente preferibilmente un trasformatore 20 con un avvolgimento primario LI ed un secondario con due avvolgimenti L2; l’avvolgimento primario LI à ̈ connesso al punto centrale HB del semiponte ed in comune fra i transistor Q1 e Q2 mediante un condensatore Cr ed à ̈ direttamente connesso ad una resistenza di sense Rs connessa a massa GND. I due avvolgimenti L2 del secondario sono connessi fra la massa GND e due rispettivi diodi DI e D2 aventi i catodi in comune e connessi al parallelo di una resistenza Rout ed un condensatore Cout connessi a massa GND. I transistor Q1 e Q2 sono preferibilmente transistor MOS, in particolare transistor NMOS; il terminale di drain del transistor Q2 à ̈ in comune con il terminale di source del transistor Q1 e costituisce il punto centrale HB del semiponte. Il primario LI à ̈ attraversato da una corrente risonante iR( t) .

In figura 3 l’elemento di lettura della corrente nel circuito di commutazione Q1-Q2 à ̈ rappresentato dalla resistenza Rs posta in serie al circuito risonante Cr, 20, in particolare connessa al primario LI del trasformatore 20 ed a massa GND, per cui ai suoi capi vi sarà una tensione che riproduce a scala Rs la corrente iR(t) che attraversa il circuito risonante. Questo rappresenta soltanto un esempio non limitativo: la lettura potrà essere fatta anche in altri modi dell’ arte nota (attraverso un partitore capacitivo o resistivo, con un trasformatore di corrente, sensore di Hall, etc.) che forniscono un segnale di tensione rappresentativo in modo fedele della corrente che attraversa il circuito a commutazione istante per istante.

La corrente che attraversa il circuito risonante deve avere valore medio nullo (per la presenza del condensatore serie) e quindi avrà valori sia positivi che negativi. Il segnale di tensione Vs che viene portato in ingresso al dispositivo di controllo avrà allora valori positivi e negativi. I circuiti connessi a questo ingresso devono, quanto meno, tollerare tensioni negative rispetto alla massa (normalmente inferiori, in valore assoluto, ad 1 V) senza indurre malfunzionamenti.

Il dispositivo di controllo 100 comprende un oscillatore 101 ed un blocco logico 102 che riceve il segnale Vct in uscita dall’oscillatore 101, cioà ̈ il segnale fra i terminali di un condensatore Ct, ed elabora i segnali HSGD e LSGD per il pilotaggio dei transistor Q1 e Q2 che possono assumere un valore alto, sostanzialmente la tensione Vin, o un valore basso, sostanzialmente la massa GND.

L’oscillatore 101 comprende un circuito integrato 103, realizzato in una piastrina di semiconduttore, ed il condensatore esterno Ct disposto fra il piedino 112 del circuito integrato 103 e massa GND. E’ tuttavia possibile, anche se non mostrato in figura, che il condensatore Ct sia interno al circuito integrato 103.

Il circuito integrato 103 dell’oscillatore 101 ha in ingresso anche la corrente le fornita dal blocco 5, ad esempio un fotoaccoppiatore, ed indicativa della tensione di uscita Vout ed il segnale di tensione Vs.

Il circuito integrato 103 appartiene ad un dispositivo integrato U1 comprendente anche il blocco logico 102 e formante il dispositivo di controllo 100 del semiponte Ql-Q2 del convertitore risonante.

Nella figura 4 viene mostrato l’oscillatore 101 per dispositivo di controllo 100 di un convertitore risonante a commutazione in accordo alla prima forma di realizzazione della presente invenzione. Il circuito integrato 103 comprende un rettificatore ideale ad onda intera 110 che riceve al suo ingresso la tensione Vs proporzionale alla corrente risonante iR(t). Il segnale di uscita Vsref di detto rettificatore viene portato all’ingresso di un convertitore tensione corrente, un amplificatore a transconduttanza 111 di guadagno gmche lavora come sink di corrente e che, pertanto, assorbe una corrente ip(t) dal nodo ∑. Tale corrente sarà data da:

h(f)= gm·*Η3⁄4(0|· ;Come detto, l’uscita in corrente ip(t) dell’ amplificatore a transconduttanza à ̈ connessa al nodo ∑ di ingresso dello specchio di corrente costituito dai transistor bipolari Q20, Q3 e Q4 (in particolare transistor bipolari del tipo pnp), al quale afferisce anche il collettore del transistor bipolare Q10, che porta la corrente le definita dall’anello di controllo della tensione di uscita; la corrente le à ̈ indicativa della tensione di uscita Vout del convertitore. Preferibilmente, l’ingresso esterno dal quale viene estratta la corrente di controllo le si presenta come un generatore di tensione Vref capace di erogare corrente. ;Il transistor Q3 specchia la corrente le ip(t) verso l’altro specchio costituito dai transistor bipolari Q5 e Q6 (in particolare transistor bipolari del tipo npn), mentre il transistor Q4 eroga la corrente le ip(t) verso il nodo 112 a cui à ̈ connesso il condensatore Ct avente l’altro terminale connesso a massa GND; il condensatore Ct à ̈ esterno al dispositivo integrato Ul. Il transistor Q6 specchia la corrente le ip(t) moltiplicandola per un fattore 2 dal nodo Ct verso massa GND. I transistor Q20, Q3 e Q4 sono preferibilmente transistor bipolari pnp (ma potrebbero essere dei transistor MOS a canale p) aventi i terminali di emettitore connessi ad una tensione di alimentazione Vdd; i transistor Q5 e Q6 sono preferibilmente transistor bipolari npn (ma potrebbero essere dei transistor MOS a canale n) aventi i terminali di emettitore connessi a massa GND. I terminali di collettore dei transistor Q3-Q6 sono in comune. ;E’ previsto un flip-flop set-reset 113 il cui segnale di set S à ̈ il segnale di uscita di un comparatore 114 atto a confrontare la tensione Vct ai capi del condensatore Ct con la tensione Vv mentre il segnale reset R à ̈ il segnale di uscita di un comparatore 115 atto a confrontare la tensione Yct ai capi del condensatore Ct con la tensione Vp, con Vp>Vv. il segnale Q i uscita dal flip-flop 113 pilota la base di un transistor bipolare Q7 ad emettitore comune avente il terminale di collettore connesso al terminale in comune della base e del collettore del transistor Q5 e del collettore del transistor Q3 ed il terminale di emettitore connesso a massa GND. ;Inizialmente la tensione sul condensatore esterno Ct à ̈ zero. Il comparatore 114 pertanto setta il flip-flop SR 113, la cui uscita Q diventa 1. Il transistor Q7 à ̈ acceso e lo specchio Q5, Q6 à ̈ spento dato che la tensione del terminale di base del transistor Q5 à ̈ sostanzialmente zero. Il condensatore Ct viene allora caricato con la corrente le ip(t). Appena la tensione Vct raggiunge la tensione Vp, il comparatore 115 resetta il flipflop SR 113, la cui uscita Q va a zero. Lo specchio formato dai transistor Q5, Q6 si accende e porta verso massa GND una corrente pari a 2 (le ip(t)), per cui il condensatore Ct si scarica con ima corrente netta pari a -[le ip(t)]. La scarica continua fino a che la tensione su Ct raggiunge il valore Vv, quando il comparatore 114 setta di nuovo il flip-flop SR 113, spegnendo ancora lo specchio Q5, Q6. Il condensatore Ct viene di nuovo caricato con una corrente le ip(t) ed un nuovo ciclo comincia. La tensione sul condensatore Ct, essendo questo caricato e scaricato da correnti aventi mediamente la stessa ampiezza, oscillerà con una forma d’onda con caratteristiche di simmetria, avente un periodo di ripetizione Tswcorrelato alla capacità Ct ed alle correnti ±[Ic iP(t)]. ;Se le commutazioni del semiponte Q1-Q2 di fig. 3 sono asservite all’oscillatore così costruito, per esempio secondo lo schema illustrato nel diagramma temporale di figura 5, il periodo di tempo Tswsarà anche il periodo di commutazione di detto semiponte e, quindi, fsw= 1/TSWla frequenza di commutazione del convertitore. ;L’equazione che descrive la carica del condensatore Ct, in un semiperiodo di commutazione, indicando con Vv (per esempio uguale a IV) la tensione di valle della forma d’onda sul condensatore Ct e con Vp (per esempio uguale a 4V) la tensione di picco di detta forma d’onda, si può scrivere: ;Vp = Vv-\ - J[/c iP(t)] dt e tenendo conto che ip(t) = gm-Rs -\iR(tJ e che nel Ct0;;periodo di tempo fra 0 e Tsw/2 si ha \iR(t) = iR(t ) si ottiene: ;;1 ;Vp = Vv —<IC>^f<L>+ g<«>. ;Ctm<R>s \ì,M) dt ;;La corrente media di ingresso Iin à ̈ pari al valore medio della corrente del circuito risonante durante il periodo di conduzione del transistor MOSFET Ql, ossia: ;;1<2>;Iin = — J ìR(f)dt . Considerato l’equazione indicata prima si ha: ;;Vp = Vv (le 2 gmRs Un) , cioà ̈ Δ Vct = (le 2 gmRs Iin) , ;;in cui con AVct si indica l’ampiezza (fissata internamente) Vp-Vv. ;Il condensatore Ct à ̈ caricato/scaricato da una corrente tempo-variante; tuttavia, la quantità entro parentesi tonda rappresenta la corrente costante equivalente che carica/scarica Ct dal valore di valle a quello di picco in un tempo pari ad un semiperiodo di commutazione. ;La corrente media di carica/scarica di Ct à ̈ somma di una componente legata al circuito di controllo, cioà ̈ la corrente le e di una componente proporzionale alla corrente di ingresso del convertitore Iin. Con detto dispositivo di controllo si ottiene l’integrazione della corrente del circuito risonante senza la presenza di tensioni negative all’uscita del blocco di integrazione. ;Per valori elevati della corrente Iin la corrente le à ̈ piccola; la componente proporzionale a Iin à ̈ quindi dominante, così ottenendo un funzionamento molto vicino al CMC puro; man mano che al corrente Iin viene ridotta, la componente di corrente associata diventa via via sempre minore e la corrente le sempre maggiore, con ciò spostando il funzionamento sempre più verso il funzionamento DFC, coerentemente a quanto richiesto per evitare l’oscillazione subarmonica del sistema. ;L’oscillazione della tensione su Ct, ottenuta con un generatore di corrente di carica sempre acceso ed un generatore di scarica di valore doppio che viene acceso solo durante la fase di scarica di Ct, à ̈ puramente esemplificativa: lo stesso risultato potrebbe essere ottenuto accendendo e spegnendo in modo alternativo un generatore di carica ed uno di scarica aventi uguale valore. ;Nella figura 5 vengono mostrati i diagrammi temporali dei segnali Vct, HSGD, LSGD e la tensione sul nodo HB. Il periodo di tempo Td à ̈ il periodo di tempo di ritardo fra gli spegnimenti di ciascuno dei due transistor Q1 o Q2 e l’accensione del suo complementare. ;Nella figura 6 viene mostrato l’oscillatore 101 per dispositivo di controllo 100 di un convertitore risonante a commutazione in accordo alla seconda forma di realizzazione della presente invenzione. Il circuito integrato 103 della seconda forma di realizzazione differisce dalla prima forma di realizzazione per la presenza di un moltiplicatore analogico 116, per esempio realizzato con una cella di Gilbert, che fornisce in uscita una corrente ip(t) proporzionale al prodotto dei segnali di tensione presenti ai suoi ingressi, cioà ̈ la tensione Vsref, la tensione Vs rettificata dal rettificatore 110, ed una tensione Vi proporzionale alla tensione di ingresso Vin del convertitore a commutazione. ;All’ingresso su cui insiste la tensione Vi à ̈ applicata una partizione della tensione continua d’ingresso del convertitore Vin tramite le resistenze RI, R2. Indicando con Kin R2 ;il rapporto di partizione della tensione di ingresso, cioà ̈ Kin = - , ;R\ RI ;e con Km il guadagno del moltiplicatore 116, la corrente ip(t) sarà data da: ;iP(t) = Kin- Km · Rs â–  Vin â–  iR( t ) . ;Sostituendo il valore di ip(t) nelle equazioni precedenti e tenendo conto che il prodotto Vin* fin altro non à ̈ che la potenza di ingresso Pin, si ottiene:

Vp = Vv — ^-(/c 2 Kin â–  Km â–  Rs â–  Pin ) e A Vct = le 2 Kin · Km · Rs â–  Pin ) ,

2 Ci 2 Ci

Il valore della corrente di feedback le sarà quindi dato da:

Ct \

le = 2 A Vct - Kin â–  Km â–  Rs â–  Pin

V T sw J

Pertanto la corrente media di carica/scarica del condensatore Ct à ̈ somma di una componente legata al circuito di controllo le e di una componente proporzionale alla potenza di ingresso del convertitore Pin; coerentemente a quanto richiesto per il funzionamento del circuito di feedback, per valori elevati della potenza Pin, le à ̈ piccola; la componente proporzionale a Pin à ̈ quindi dominante ed il funzionamento à ̈ molto vicino a quello di un dispositivo a controllo di potenza puro. Man mano che la potenza Pin viene ridotta, la componente di corrente associata diventa via via sempre minore ed le sempre maggiore, coerentemente a quanto richiesto per evitare l’oscillazione subarmonica del sistema e spostando il funzionamento sempre più verso un DFC. La questione di fondamentale importanza à ̈ come ripartire la corrente di carica/scarica complessiva fra la componente del feedback e quella associata alla potenza in modo da non avere Γ oscillazione subarmonica in nessun caso. Le simulazioni di sistema hanno mostrato che, se la massima corrente di feedback le (quella associata alle condizioni di tensione minima di ingresso e carico massimo di uscita) à ̈ pari a un terzo della corrente costante equivalente che carica/scarica il condensatore Ct nelle stesse condizioni operative di tensione di ingresso e carico di uscita, non si osservano oscillazioni subarmoniche in nessuna condizione operativa.

Si noti, infine, che la corrente di feedback le non dipende in modo esattamente lineare dalla potenza Pin per la presenza del termine Tswche à ̈ anch’esso funzione della potenza Pin (la dipendenza sarebbe esattamente lineare in un sistema a frequenza fissa, dove Tswà ̈ costante). Tuttavia, nei convertitori LLC, in un ampio intervallo di condizioni operative la frequenza di commutazione non cambia di molto. In tale intervallo, con buona approssimazione si può assumere che la corrente le dipenda linearmente dalla potenza Pin.

Nella figura 7 vengono mostrati i diagrammi temporali dei segnali Vct, HSGD, LSGD e la tensione sul nodo HB. Il periodo di tempo Td à ̈ il periodo di tempo di ritardo fra gli spegnimenti di ciascuno dei due transistor Q1 o Q2 e l’accensione del suo complementare.

Claims (9)

1. RIVENDICAZIONI 1. Circuito integrato (103) per un oscillatore (101) atto a pilotare un dispositivo di controllo (100) di un convertitore risonante a commutazione, detto convertitore comprendendo un circuito a commutazione (Q1-Q2) atto a pilotare un carico risonante (Cr, 20), detto carico risonante comprendente almeno un trasformatore (20) con almeno un avvolgimento primario (LI) ed almeno un avvolgimento secondario (L2), detto dispositivo di controllo essendo atto a pilotare detto circuito a commutazione, detto convertitore essendo atto a convertire una segnale in ingresso (Vin) in un segnale di uscita (Vout), detto circuito integrato comprendendo primi mezzi (Q20, Q3-Q7, 113-115) atti a caricare e scaricare un condensatore (Ct) mediante un primo segnale di corrente (le ip(t)) in modo tale che la tensione (V ct) ai capi di detto condensatore sia compresa fra una prima (Vv) ed una seconda (Vp) tensione di riferimento, con detta seconda tensione di riferimento maggiore di detta prima tensione di riferimento, detto segnale di corrente (le ip(t)) comprendendo un secondo segnale di corrente (le) indicativo della tensione di uscita (Vout) del convertitore, caratterizzato dal fatto di comprendere secondi mezzi (110) atti a rettificare un segnale (Vs) indicativo della corrente (Ir) che circola nell’avvolgimento primario (LI), detto primo segnale di corrente (le ip(t)) comprendendo un terzo segnale di corrente (ip(t)) proporzionale al segnale rettificato (V sref).
2. 2. Circuito integrato secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto terzo segnale (ip(t)) di corrente à ̈ il segnale rettificato e detto primo segnale di corrente à ̈ la somma di detto secondo (le) e detto terzo (ip(t)) segnale di corrente.
3. 3. Circuito integrato secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto di comprendere ulteriori mezzi (116) atti a moltiplicare detto segnale rettificato per un segnale (Vi) indicativo della tensione di ingresso (Vin) del convertitore, detto terzo segnale di corrente essendo il segnale di corrente in uscita da detti ulteriori mezzi (116) e detto primo segnale di corrente essendo la somma di detto secondo (le) e detto terzo (ip(t)) segnale di corrente.
4. 4. Circuito integrato secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detti primi mezzi (Q20, Q3-Q7, 113-115) comprendono un primo specchio di corrente (Q20, Q3, Q4) atto a caricare detto condensatore (Ct) con detto primo segnale di corrente (le ip(t)), un secondo specchio di corrente (Q5, Q6) atto a scaricare detto condensatore con una corrente avente sostanzialmente un valore uguale a detto primo segnale di corrente (le ip(t)), un primo (114) ed un secondo (115) comparatore atti rispettivamente a confrontare la tensione (Vct) ai capi di detto condensatore con la prima (Vv) e la seconda (Vp) tensione di riferimento, le uscite di detti comparatori essendo gli ingressi set e reset di un flip-flop set-reset (113) il cui segnale di uscita controlla un interruttore (Q7) atto ad attivare o disattivare detto secondo specchio di corrente (Q5, Q6) in risposta a detto segnale in uscita al flip-flop set-reset.
5. 5. Circuito integrato secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto condensatore (Ct) Ã ̈ interno al circuito integrato
6. 6. Circuito integrato secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto condensatore (Ct) Ã ̈ esterno al circuito integrato
7. 7. Oscillatore (101) atto a pilotare un dispositivo di controllo (100) di un convertitore risonante a commutazione, detto convertitore comprendendo un circuito a commutazione (Q1-Q2) atto a pilotare un carico risonante (Cr, 20), detto carico risonante comprendente almeno un trasformatore (20) con almeno un avvolgimento primario (LI) ed almeno un avvolgimento secondario (L2), detto dispositivo di controllo essendo atto a pilotare detto circuito a commutazione, detto convertitore essendo atto a convertire una segnale in ingresso (Vin) in un segnale di uscita (Vout), detto oscillatore comprendendo un circuito integrato (103) come definito in una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 4 e detto condensatore (Ct) esterno al circuito integrato.
8. 8. Dispositivo di controllo (100) per un convertitore risonante a commutazione, detto convertitore comprendendo un circuito a commutazione (Q1-Q2) atto a pilotare un carico risonante (Cr, 20), detto carico risonante comprendente almeno un trasformatore (20) con almeno un avvolgimento primario (LI) ed almeno un avvolgimento secondario (L2), detto convertitore essendo atto a convertire una segnale in ingresso (Vin) in un segnale di uscita (Vout), detto dispositivo comprendendo un oscillatore (101) come definito nella rivendicazione 7 ed altri mezzi (102) atti a pilotare detto circuito a commutazione (Q1-Q2) in risposta al segnale di uscita (Vct) da detto oscillatore.
9. 9. Dispositivo integrato (Ul) per un convertitore risonante a commutazione, detto convertitore comprendendo un circuito a commutazione (Q1-Q2) atto a pilotare un carico risonante (Cr, 20), detto carico risonante comprendente almeno un trasformatore (20) con almeno un avvolgimento primario (LI) ed almeno un avvolgimento secondario (L2), detto convertitore essendo atto a convertire una segnale in ingresso (Vin) in un segnale di uscita (Vout), detto dispositivo comprendendo un circuito integrato (103) come definito in una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 6 ed altri mezzi (102) atti a pilotare detto circuito a commutazione (Q1-Q2) in risposta al segnale di uscita (Vct) da detto circuito integrato.