CN113054848A - 一种反激变换器的控制装置及控制方法 - Google Patents

一种反激变换器的控制装置及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种反激变换器的控制方法及控制装置，所适用的反激变换器包括反激开关电源电路、辅助供电电路以及控制装置；反激开关电源电路包括初级侧功率开关管和变压器；辅助供电电路包括辅助绕组、辅助开关管和辅助储能电容；控制装置位于反激变换器的初级侧，包括两个驱动信号端，分别为初级侧功率开关管提供第一驱动信号、为辅助开关管提供第二驱动信号，其特征在于：在各工作周期内，根据反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，选择辅助开关管在初级侧功率开关管关断后导通两次，或一直保持关断状态，能实现初级侧功率开关管零电压导通，在宽工作范围内也能获得更优的工作效率，并且能够节约成本。

Description

一种反激变换器的控制装置及控制方法
技术领域
本发明涉及开关变换器，特别涉及反激变换器的控制装置及控制方法。
背景技术
目前市场上对开关电源在高频化和高功率密度方面上提出了更高的要求，一种可有效解决该问题的方法就是降低功率管的导通损耗和开关损耗。准谐振反激变换器(QRFlyback)因其可实现初级侧功率开关管的波谷导通，可显著减小开关损耗，在小功率开关电源中应用广泛。但其存在高压输入下对效率提升效果有限的缺陷，因此限制了该类变换器向高频化应用方向的发展。
为了解决这一问题，现有的做法通过在主功率管导通前导通一段时间的辅助开关管，实现反激变换器初级侧功率开关管的零电压导通(ZVS)来减少其开通损耗。其中辅助开关管可以是原边上管有源钳位反激变换器的钳位管，如图1所示为现有技术的在初级侧控制的有源钳位反激变换器电路，其中的钳位管为开关管M2。该电路的缺点为原边上管有源钳位反激变换器增加了一个高压钳位管，且钳位管需要浮地驱动，控制方式复杂，因此现有技术还提出了一种将辅助开关管与变压器辅助绕组结合的变换器，参考图2为现有技术的一种将辅助绕组整流管设计为可控的辅助开关管的反激变换器电路，并且由控制装置分别对初级侧功率开关管和辅助开关管进行控制。
现有本领域相关学术文献中提出了一种针对所述辅助开关管的控制策略：通过在初级侧功率开关管导通前导通辅助开关管一段时间，利用与辅助绕组并联的电容对辅助绕组进行反向励磁储能，辅助绕组上负向电流增加到最大值时将辅助开关管再次关断后，在预设死区时间内利用该部分储存的能量折射到原边以注入主功率管寄生电容与初级侧电感的谐振过程，进一步释放上述寄生电容上剩余的能量，实现初级侧功率开关管的零电压导通(ZVS)，降低开关损耗。
对于上述的辅助开关管的控制策略，该方法能够在全输入电压全负载范围内实现初级侧功率开关管的零电压导通(ZVS)。但在变换器工作过程中，由于要实现初级侧功率开关管零电压开通需要在初级侧绕组上产生一定的负电流，使得原边电流的有效值增大，影响了系统的工作效率；同时考虑在轻载工况下，变换器高频工作使得两次导通辅助开关管带来了更大的开关损耗，设计变换器时需要折中考虑零电压导通(ZVS)节省的功耗与为实现零电压导通(ZVS)所消耗的能量，故该控制策略更适用于输出功率较大、低频的工况。
发明内容
鉴于现有技术的不足，本发明要解决的技术问题是提供一种反激变换器的控制装置及控制方法，能实现初级侧功率开关管零电压导通，在宽工作范围内也能获得更优的工作效率，并且能够节约成本。
为解决上述技术问题，本发明提出的反激变换器的控制方法的技术方案如下：
一种反激变换器的控制方法，所适用的反激变换器包括反激开关电源电路、辅助供电电路以及控制装置；反激开关电源电路包括初级侧功率开关管和变压器；辅助供电电路包括辅助绕组、辅助开关管和辅助储能电容；控制装置位于反激变换器的初级侧，包括两个驱动信号端，分别为初级侧功率开关管提供第一驱动信号、为辅助开关管提供第二驱动信号，其特征在于：在各工作周期内，根据反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，控制反激变换器工作于以下模式之一：
第一工作模式，初始化初级侧功率开关管处于开通状态，在初级侧功率开关管关断后保持关断状态一段时间，辅助开关管一直保持关断状态，直至下一个工作周期开通初级侧功率开关管；
第二工作模式，初始化初级侧功率开关管处于开通状态，在初级侧功率开关管关断后为辅助开关管提供的第二驱动信号包括先后输入的第一脉冲和第二脉冲，辅助开关管开通两次，直至下一个工作周期开通初级侧功率开关管。
进一步地，当反激变换器工作于第二工作模式时，在初级侧功率开关管处于关断状态，经一段延迟时间才输入第一脉冲，控制辅助开关管第一次开通，当辅助绕组上激磁电流下降至零时结束输入第一脉冲。
进一步地，当反激变换器工作于第二工作模式时，在结束输入第一脉冲后，经过一时间间隔才输入第二脉冲，控制辅助开关管第二次开通，且辅助开关管第二次开通期间仅产生辅助绕组激磁负电流。原因在于辅助绕组激磁负电流会对辅助绕组进行反向励磁储能，并在辅助开关管第二次关断后预设死区时间内利用该部分储存的能量折射到原边以注入主功率管寄生电容与初级侧电感的谐振过程，促进实现初级侧功率开关管的零电压导通(ZVS)，降低开关损耗。
进一步地，当反激变换器工作于第二工作模式时，当初级侧功率开关管漏-源极间电压谐振到第k个波峰，或辅助开关管漏-源极电压谐振到第k个波谷时才为辅助开关管输入第二脉冲，控制辅助开关管第二次开通，k为正整数。
进一步地，第一脉冲与第二脉冲不重叠，两者间的时间间隔由反激变换器输出负载决定，负载越小，时间间隔越长。
进一步地，通过控制装置的反馈电压接收端，接收反映输入电压，或输入电压及输出功率的反馈电压信号，并生成一模式选择信号，然后根据模式选择信号选择变换器工作在第一工作模式或第二工作模式。
进一步地，当反馈电压信号大于或等于第一阈值电压时，变换器工作在第二工作模式；当反馈电压信号小于第一阈值电压且大于或等于第二阈值电压时，变换器维持上一周期所处工作模式；当反馈电压信号小于第二阈值电压时，变换器工作在第一工作模式。
进一步地，当反馈电压信号大于或等于第一阈值电压时，变换器工作在第二工作模式；当反馈电压信号小于第一阈值电压且大于或等于第二阈值电压时，变换器维持上一周期所处工作模式；当反馈电压信号小于第二阈值电压且大于或等于第三阈值电压时，变换器工作在第一工作模式；当反馈电压信号小于第三阈值电压时，变换器工作在跳周期模式，该模式下反激变换器进入间歇性工作状态，进一步降低反激变换器的轻空载功耗。
进一步地，第二脉冲宽度与辅助绕组的激磁负电流的大小呈负相关；或者存在第四阈值电压，在初级侧功率开关管导通时刻，当初级侧功率开关管漏-源极电压小于第四阈值电压时，减小第二脉冲宽度，反之则延长第二脉冲宽度。
进一步地，通过控制装置的激磁负电流检测端，检测辅助开关管导通时流经变压器辅助绕组的激磁负电流的幅值，并与一预设激磁负电流阈值进行比较，若激磁负电流的幅值大于激磁负电流阈值，控制所述辅助开关管关断。
进一步地，反激变换器工作模式为断续模式。原因在于工作在断续模式可以使变换器工作在设定频率，减小开关损耗。
对应地，本发明提供的反激变换器的控制装置技术方案如下：一种反激变换器的控制装置，所适用的反激变换器包括反激开关电源电路、辅助供电电路以及控制装置；反激开关电源电路包括初级侧功率开关管和变压器；辅助供电电路包括辅助绕组、辅助开关管和辅助储能电容；控制装置位于反激变换器的初级侧，包括两个驱动信号端，分别为初级侧功率开关管提供第一驱动信号、为辅助开关管提供第二驱动信号，其特征在于：在各工作周期内，根据反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，控制反激变换器工作于以下模式之一：
第一工作模式，初始化初级侧功率开关管处于开通状态，在初级侧功率开关管关断后保持关断状态一段时间，辅助开关管一直保持关断状态，直至下一个工作周期开通初级侧功率开关管；
第二工作模式，初始化初级侧功率开关管处于开通状态，在初级侧功率开关管关断后为辅助开关管提供的第二驱动信号包括先后输入的第一脉冲和第二脉冲，辅助开关管开通两次，直至下一个工作周期开通初级侧功率开关管。
进一步地，当反激变换器工作于第二工作模式时，在初级侧功率开关管处于关断状态，经一段延迟时间才输入第一脉冲，控制辅助开关管第一次开通，当辅助绕组上激磁电流下降至零时结束输入第一脉冲。
进一步地，当反激变换器工作于第二工作模式时，在结束输入第一脉冲后，经过一时间间隔才输入第二脉冲，控制辅助开关管第二次开通，且辅助开关管第二次开通期间仅产生辅助绕组激磁负电流。
进一步地，当反激变换器工作于第二工作模式时，当初级侧功率开关管漏-源极间电压谐振到第k个波峰，或辅助开关管漏-源极电压谐振到第k个波谷时才为辅助开关管输入第二脉冲，控制辅助开关管第二次开通，k为正整数。
进一步地，第一脉冲与第二脉冲不重叠，两者间的时间间隔由反激变换器输出负载决定，负载越小，时间间隔越长。
进一步地，通过控制装置的反馈电压接收端，接收反映输入电压，或输入电压及输出功率的反馈电压信号，并生成一模式选择信号，然后根据模式选择信号选择变换器工作在第一工作模式或第二工作模式。
进一步地，当反馈电压信号大于或等于第一阈值电压时，变换器工作在第二工作模式；当反馈电压信号小于第一阈值电压且大于或等于第二阈值电压时，变换器维持上一周期所处工作模式；当反馈电压信号小于第二阈值电压时，变换器工作在第一工作模式。
进一步地，当反馈电压信号大于或等于第一阈值电压时，变换器工作在第二工作模式；当反馈电压信号小于第一阈值电压且大于或等于第二阈值电压时，变换器维持上一周期所处工作模式；当反馈电压信号小于第二阈值电压且大于或等于第三阈值电压时，变换器工作在第一工作模式；当反馈电压信号小于第三阈值电压时，变换器工作在跳周期模式，该模式下反激变换器进入间歇性工作状态，进一步降低反激变换器的轻空载功耗。
进一步地，第二脉冲宽度与辅助绕组的激磁负电流的大小呈负相关；或者存在第四阈值电压，在初级侧功率开关管导通时刻，当初级侧功率开关管漏-源极电压小于第四阈值电压时，减小第二脉冲宽度，反之则延长第二脉冲宽度。
进一步地，通过控制装置的激磁负电流检测端，检测辅助开关管导通时流经变压器辅助绕组的激磁负电流的幅值，并与一预设激磁负电流阈值进行比较，若激磁负电流的幅值大于激磁负电流阈值，控制所述辅助开关管关断。
进一步地，反激变换器工作模式为断续模式。
与现有技术相比，本发明具有以下技术效果：
将传统反激开关电源中的辅助绕组整流管替代为可控的开关管器件，一方面相比于传统的原边上管有源钳位反激变换器电路，其辅助开关管无需浮地驱动，控制方式更为简单；另一方面相比于传统的反激变换器电路，在保证辅助电源正常供电的同时，可以将辅助电源多余的能量回馈到变换器原边，在重载工况下实现初级侧主功率开关管的零电压导通。同时，通过检测变换器输出端的反馈电压，控制变换器工作在不同的工作模式下，兼顾了变换器在全负载范围内的效率优化。
附图说明
图1为现有技术的在初级侧控制的有源钳位反激变换器电路；
图2为现有技术的将辅助绕组侧整流管设计为可控开关管的反激变换器电路；
图3为本申请实施例的反激变换器的电路原理图；
图4为本申请第一工作模式的辅助开关管控制策略的关键波形图；
图5为本申请第二工作模式的辅助开关管控制策略的关键波形图；
图6为本申请实施例的反激变换器的控制流程图。
具体实施方式
本申请的发明构思为在各工作周期内，根据反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，选择辅助开关管在初级侧功率开关管关断后导通两次，或一直保持关断状态，能实现初级侧功率开关管零电压导通，在宽工作范围内也能获得更优的工作效率，并且能够节约成本。
体现本公开特征与优点的典型实施例将在后段的说明中结合附图详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施例上具有各种的变化，这些变化皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及附图在本质上当作对这些变化进行说明，而非用于限制本公开。
另外需要说明的是，本申请中会出现相同的术语采用不同的表达的情况，这些不同的表达代表的含义相同，例如：
(1)主功率管、主功率开关管、初级侧开关单元、初级侧主功率管、初级侧功率管、初级侧功率开关管、初级侧主功率开关管、初级侧功率开关等；
(2)辅助开关管、辅助开关单元、辅助绕组整流管等；
(3)初级侧电感激磁电流、初级侧激磁电流、初级侧功率开关管激磁电流等；
(4)去磁电流、次级侧去磁电流、次级侧激磁电流、次级侧正向激磁电流等；
(5)辅助绕组激磁电流、辅助开关管激磁电流等；
(6)辅助绕组激磁负电流、辅助绕组去磁负电流、负向去磁电流、激磁负电流、辅助绕组负向激磁电流等。
此外，本公开附图仅为本公开的示意图，并非一定是按比例绘制。附图中相同的标记表示相同或类似的部分，因而将省略对其重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以运用软件来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。
本发明涉及的信号代码等较多，集中说明如下：
FB：反馈电压信号，通过检测变换器的输出电压获得；
Vds_SP：初级侧功率开关管漏-源极电压；
Vds_AR：辅助开关管漏-源极电压；
I_Lm：初级侧电感激磁电流；
I_s：辅助绕组激磁电流；
Ip_neg：激磁负电流阈值；
DRV1：第一驱动信号，用于控制初级侧功率开关管Q1通断；
DRV2：第二驱动信号，用于控制辅助开关管Q2通断；
Vth_1：预设第一阈值电压；
Vth_2：预设第二阈值电压；
Vth_3：预设第三阈值电压。
请参阅图3，为本申请实施例的反激变换器的电路原理图，包括：反激开关电源电路、辅助供电电路和控制装置。反激开关电源电路包括初级侧功率开关管Q1、变压器T1和输出电容Co；辅助供电电路包括辅助开关管Q2、辅助储能电容C2和变压器T1的辅助绕组Laux；控制装置位于反激变换器初级侧，至少包括如下端口：
反馈电压接收端，用于接收检测变换器的输出电压获得的反馈电压信号FB，控制装置依据反馈电压信号FB生成一模式选择信号，并根据模式选择信号选择变换器工作在第一工作模式或第二工作模式；
初级侧功率开关管漏-源极电压Vds_SP检测端，用于检测初级侧功率开关管漏-源极电压Vds_SP谐振波峰；
辅助开关管漏-源极电压Vds_AR检测端，用于检测辅助开关管漏-源极电压Vds_AR谐振波谷；
激磁负电流检测端，用于检测辅助开关管Q2导通时流经变压器辅助绕组Laux的激磁负电流I_s的幅值，并与一预设激磁负电流阈值Ip_neg进行比较，若辅助绕组激磁负电流I_s的幅值大于激磁负电流阈值Ip_neg，控制辅助开关管Q2关断；
第一驱动信号端，用于输出控制初级侧功率开关管Q1通断的第一驱动信号DRV1；
第二驱动信号端，用于输出控制辅助开关管Q2通断的第二驱动信号DRV2。
需要说明的是，当初级侧功率开关管漏-源极电压谐振到波峰时，辅助开关管漏-源极电压谐振到波谷，因此，初级侧功率开关管漏-源极电压Vds_SP检测端和辅助开关管漏-源极电压Vds_AR检测端只需要一个也是可行的。
图4示出了本发明所述第一工作模式的电压时序图，其工作状态与普通反激工作模式完全相同，在此不作赘述。
图5示出了本发明所述第二工作模式的电压时序图，根据反激变换器的工作状态可以将反激变换器第二工作模式在每个工作周期内分为六个细分的时间周期。
在第一时间周期内(t0～t1)，在第一驱动信号DRV1由低电平转换为高电平时，初级侧功率开关管Q1在第一时间周期内(t0～t1)维持导通，并允许初级侧电感激磁电流I_Lm在初级绕组沿正向流动，当I_Lm增大到一设定值后，第一驱动信号DRV1转换为低电平，进入第二时间周期；
在第二时间周期内(t1～t2)，第一驱动信号DRV1和第二驱动信号DRV2均为低电平，初级侧功率开关管Q1关断，在此时间周期内初级侧电感激磁电流I_Lm开始下降；该时间周期也被称之为死区时间，是为了防止初级侧功率开关管Q1和辅助开关管Q2共通，在辅助绕组侧产生较大的反向电流，进而引起变换器工作异常；
在第三时间周期内(t2～t3)，第二驱动信号DRV2由低电平转换为高电平并接通辅助开关管Q2，此阶段反激变换器的初级侧电感激磁电流I_Lm朝向零斜坡下降，传递到辅助绕组Laux上的能量通过辅助开关管Q2的导电沟道给辅助储能电容C2充电，控制装置将使辅助开关管Q2维持导通状态达第一脉冲宽度；
在第四时间周期内(t3～t4)，第一驱动信号DRV1和第二驱动信号DRV2均为低电平，在此时间周期内反激变换器的初级侧电感激磁电流I_Lm进一步下降到零，此后辅助绕组Laux的电感经辅助开关管Q2的寄生电容及辅助储能电容C2形成谐振回路而导致辅助开关管Q2漏-源极电压Vds_AR的谐振振荡，同时初级侧功率开关管Q1漏-源极电压Vds_SP也会基于初级绕组电感及初级侧功率开关管Q1的寄生电容而产生谐振振荡。控制装置响应于Vds_AR转变到特定谐振波谷或Vds_SP转变到特定谐振波峰再次控制第二驱动信号DRV2转换为高电平，并进入第五时间周期；第四时间周期的长度由反激变换器输出负载决定，负载越小，时间间隔越长，从而可以实现在轻空载下降低反激变换器工作频率，进而获得更优的工作效率；
在第五时间周期内(t4～t5)，第二驱动信号DRV2转换为高电平，使辅助开关管Q2维持导通状态达第二脉冲宽度，辅助储能电容C2进行放电并对辅助绕组Laux反向励磁储能，并在辅助绕组Laux上产生一激磁负电流I_s，在此阶段内控制装置检测辅助绕组Laux的激磁负电流I_s与一预设阈值Ip_neg比较，当辅助绕组激磁负电流I_s的幅值大于预设阈值Ip_neg，控制辅助开关管Q2关断；
在第六时间周期内(t5～t6)，第一驱动信号DRV1与第二驱动信号DRV2均为低电平，辅助绕组激磁负电流I_s经变压器传输到初级绕组并参与初级绕组电感与初级侧功率开关管Q1寄生电容的谐振过程，以给初级侧功率开关管Q1的寄生电容完全地或至少部分地放电，为实现初级侧功率开关管Q1的零电压开通提供条件。
本发明的原理为基于当反激变换器工作于第二工作模式时，辅助绕组Laux反向励磁储存的能量可以注入到初级绕组电感与初级侧功率开关管Q1的寄生电容的谐振过程，以实现初级侧功率开关管Q1的零电压导通。在低压输入满足Vin＜nVout时(n为变压器初级绕组与次级绕组的匝比)，初级侧功率开关管Q1漏-源极电压Vds_SP可自然谐振到零，因此理论上在高压输入Vin≥nVout时才需要控制辅助开关管Q2二次导通，使得此种应用场合初级侧功率开关管Q1也能实现零电压导通；值得注意的是，在变换器输出功率较小，或者是工作在高频轻载模式时，辅助开关管Q2二次导通的控制策略将不再适用，因为在此工况下变换器的工作频率会变得非常高，由此带来的开关损耗将严重降低工作效率。因此，可以通过检测反激变换器输出端反馈电压信号FB的高低来间接检测其负载工况，并控制是否对辅助开关管Q2进行二次导通。
具体地，图6示出了一种本发明用于反激变换器的控制方法的一实施例流程图。
依据图6控制方法的步骤如下：
检测反激变换器输出端的反馈电压信号FB，并与预设的阈值电压进行比较。
当反馈电压信号FB大于或等于第一阈值电压Vth_1而选择变换器工作在第二工作模式时，同一工作周期内在第一驱动信号DRV1为低电平期间，第二驱动信号DRV2包括第一脉冲和第二脉冲；
当反馈电压信号FB大于或等于第二阈值电压Vth_2，并且小于第一阈值电压Vth_1时，变换器维持上一周期所处工作模式；
当反馈电压信号FB小于第二阈值电压Vth_2时，选择变换器工作在第一工作模式，方法为在第一驱动信号DRV1为高电平或低电平的整个工作周期内，屏蔽第一脉冲与第二脉冲，使得第二驱动信号始终为低电平；进一步的，当反激变换器工作在极轻载或空载下，反馈电压信号FB小于第三阈值电压Vth_3时，变换器会进入Burst(跳周期)模式，以降低所述反激变换器的轻空载功耗。
上述反馈电压信号FB的检测可由采样反馈单元实现，包括采样分压电阻、RC补偿电路、误差反馈放大器和光耦器件等，为本领域人员所熟知技术。应当理解的是，尽管出于帮助更好地了解和理解本发明而描述了本发明的具体实施例，然而还存在与所述实施例等同的其他实施例。
以上实施例以图解说明的方式而非限制方式给出示例，因此任何不脱离本发明的精神或实质而对该实施例所记载的技术方案中的全部或部分技术特性进行修改或替换，均应视为涵盖于权利要求范围之内。

Claims (22)

1.一种反激变换器的控制方法，所适用的反激变换器包括反激开关电源电路、辅助供电电路以及控制装置；反激开关电源电路包括初级侧功率开关管和变压器；辅助供电电路包括辅助绕组、辅助开关管和辅助储能电容；控制装置位于反激变换器的初级侧，包括两个驱动信号端，分别为初级侧功率开关管提供第一驱动信号、为辅助开关管提供第二驱动信号，其特征在于：在各工作周期内，根据反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，控制反激变换器工作于以下模式之一：
第一工作模式，初始化初级侧功率开关管处于开通状态，在初级侧功率开关管关断后保持关断状态一段时间，辅助开关管一直保持关断状态，直至下一个工作周期开通初级侧功率开关管；
第二工作模式，初始化初级侧功率开关管处于开通状态，在初级侧功率开关管关断后为辅助开关管提供的第二驱动信号包括先后输入的第一脉冲和第二脉冲，辅助开关管开通两次，直至下一个工作周期开通初级侧功率开关管。
2.根据权利要求1所述的反激变换器的控制方法，其特征在于：当反激变换器工作于第二工作模式时，在初级侧功率开关管处于关断状态，经一段延迟时间才输入第一脉冲，控制辅助开关管第一次开通，当辅助绕组上激磁电流下降至零时结束输入第一脉冲。
3.根据权利要求1或2所述的反激变换器的控制方法，其特征在于：当反激变换器工作于第二工作模式时，在结束输入第一脉冲后，经过一时间间隔才输入第二脉冲，控制辅助开关管第二次开通，且辅助开关管第二次开通期间仅产生辅助绕组激磁负电流。
4.根据权利要求1所述的反激变换器的控制方法，其特征在于：当反激变换器工作于第二工作模式时，当初级侧功率开关管漏-源极间电压谐振到第k个波峰，或辅助开关管漏-源极电压谐振到第k个波谷时才为辅助开关管输入第二脉冲，控制辅助开关管第二次开通，k为正整数。
5.根据权利要求1所述的反激变换器的控制方法，其特征在于：第一脉冲与第二脉冲不重叠，两者间的时间间隔由反激变换器输出负载决定，负载越小，时间间隔越长。
6.根据权利要求1所述的反激变换器的控制方法，其特征在于：通过控制装置的反馈电压接收端，接收反映输入电压，或输入电压及输出功率的反馈电压信号，并生成一模式选择信号，然后根据模式选择信号选择变换器工作在第一工作模式或第二工作模式。
7.根据权利要求6所述的反激变换器的控制方法，其特征在于：当反馈电压信号大于或等于第一阈值电压时，变换器工作在第二工作模式；当反馈电压信号小于第一阈值电压且大于或等于第二阈值电压时，变换器维持上一周期所处工作模式；当反馈电压信号小于第二阈值电压时，变换器工作在第一工作模式。
8.根据权利要求6所述的反激变换器的控制方法，其特征在于：当反馈电压信号大于或等于第一阈值电压时，变换器工作在第二工作模式；当反馈电压信号小于第一阈值电压且大于或等于第二阈值电压时，变换器维持上一周期所处工作模式；当反馈电压信号小于第二阈值电压且大于或等于第三阈值电压时，变换器工作在第一工作模式；当反馈电压信号小于第三阈值电压时，变换器工作在跳周期模式，该模式下反激变换器进入间歇性工作状态，进一步降低反激变换器的轻空载功耗。
9.根据权利要求1所述的反激变换器的控制方法，其特征在于：第二脉冲宽度与辅助绕组的激磁负电流的大小呈负相关；或者存在第四阈值电压，在初级侧功率开关管导通时刻，当初级侧功率开关管漏-源极电压小于第四阈值电压时，减小第二脉冲宽度，反之则延长第二脉冲宽度。
10.根据权利要求1所述的反激变换器的控制方法，其特征在于：通过控制装置的激磁负电流检测端，检测辅助开关管导通时流经变压器辅助绕组的激磁负电流的幅值，并与一预设激磁负电流阈值进行比较，若激磁负电流的幅值大于激磁负电流阈值，控制所述辅助开关管关断。
11.根据权利要求1所述的反激变换器的控制方法，其特征在于：反激变换器工作模式为断续模式。
12.一种反激变换器的控制装置，所适用的反激变换器包括反激开关电源电路、辅助供电电路以及控制装置；反激开关电源电路包括初级侧功率开关管和变压器；辅助供电电路包括辅助绕组、辅助开关管和辅助储能电容；控制装置位于反激变换器的初级侧，包括两个驱动信号端，分别为初级侧功率开关管提供第一驱动信号、为辅助开关管提供第二驱动信号，其特征在于：在各工作周期内，根据反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，控制反激变换器工作于以下模式之一：
第一工作模式，初始化初级侧功率开关管处于开通状态，在初级侧功率开关管关断后保持关断状态一段时间，辅助开关管一直保持关断状态，直至下一个工作周期开通初级侧功率开关管；
第二工作模式，初始化初级侧功率开关管处于开通状态，在初级侧功率开关管关断后为辅助开关管提供的第二驱动信号包括先后输入的第一脉冲和第二脉冲，辅助开关管开通两次，直至下一个工作周期开通初级侧功率开关管。
13.根据权利要求12所述的反激变换器的控制装置，其特征在于：当反激变换器工作于第二工作模式时，在初级侧功率开关管处于关断状态，经一段延迟时间才输入第一脉冲，控制辅助开关管第一次开通，当辅助绕组上激磁电流下降至零时结束输入第一脉冲。
14.根据权利要求12或13所述的反激变换器的控制装置，其特征在于：当反激变换器工作于第二工作模式时，在结束输入第一脉冲后，经过一时间间隔才输入第二脉冲，控制辅助开关管第二次开通，且辅助开关管第二次开通期间仅产生辅助绕组激磁负电流。
15.根据权利要求14所述的反激变换器的控制装置，其特征在于：当反激变换器工作于第二工作模式时，当初级侧功率开关管漏-源极间电压谐振到第k个波峰，或辅助开关管漏-源极电压谐振到第k个波谷时才为辅助开关管输入第二脉冲，控制辅助开关管第二次开通，k为正整数。
16.根据权利要求12所述的反激变换器的控制装置，其特征在于：第一脉冲与第二脉冲不重叠，两者间的时间间隔由反激变换器输出负载决定，负载越小，时间间隔越长。
17.根据权利要求12所述的反激变换器的控制装置，其特征在于：通过控制装置的反馈电压接收端，接收反映输入电压，或输入电压及输出功率的反馈电压信号，并生成一模式选择信号，然后根据模式选择信号选择变换器工作在第一工作模式或第二工作模式。
18.根据权利要求17所述的反激变换器的控制装置，其特征在于：当反馈电压信号大于或等于第一阈值电压时，变换器工作在第二工作模式；当反馈电压信号小于第一阈值电压且大于或等于第二阈值电压时，变换器维持上一周期所处工作模式；当反馈电压信号小于第二阈值电压时，变换器工作在第一工作模式。
19.根据权利要求17所述的反激变换器的控制装置，其特征在于：当反馈电压信号大于或等于第一阈值电压时，变换器工作在第二工作模式；当反馈电压信号小于第一阈值电压且大于或等于第二阈值电压时，变换器维持上一周期所处工作模式；当反馈电压信号小于第二阈值电压且大于或等于第三阈值电压时，变换器工作在第一工作模式；当反馈电压信号小于第三阈值电压时，变换器工作在跳周期模式，该模式下反激变换器进入间歇性工作状态，进一步降低反激变换器的轻空载功耗。
20.根据权利要求12所述的反激变换器的控制装置，其特征在于：第二脉冲宽度与辅助绕组的激磁负电流的大小呈负相关；或者存在第四阈值电压，在初级侧功率开关管导通时刻，当初级侧功率开关管漏-源极电压小于第四阈值电压时，减小第二脉冲宽度，反之则延长第二脉冲宽度。
21.根据权利要求12所述的反激变换器的控制装置，其特征在于：通过控制装置的激磁负电流检测端，检测辅助开关管导通时流经变压器辅助绕组的激磁负电流的幅值，并与一预设激磁负电流阈值进行比较，若激磁负电流的幅值大于激磁负电流阈值，控制所述辅助开关管关断。
22.根据权利要求12所述的反激变换器的控制装置，其特征在于：反激变换器工作模式为断续模式。
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