CN100536277C - 一种高效率单相和三相并网发电系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种高效率单相和三相并网发电系统。该并网发电系统由高频逆变器、导抗变换器、高频变压器、高频整流器、工频逆变器、低通滤波器、电压过零检测器、高频驱动电路及工频驱动电路组成。该系统将光伏电池阵列、燃料电池、风力发电及其它各种方法获取的直流电压逆变成高频电压输入导抗变换器。导抗变换器输出的高频电流经高频变压器隔离和电流等级变换，再通过高频整流器整流、工频逆变器逆变及低通滤波器滤波后并入到单相或三相电网。本发明通过改进系统拓扑结构，减少功率晶体管数目，不但降低系统成本，实现装置小型化，还减少能量传递过程中的功率损耗。

Description

一种高效率单相和三相并网发电系统

技术领域

本发明涉及一种高效率单相和三相并网发电系统。

背景技术

申请人在先申请的《电流型光伏并网系统及其控制装置》中提供了一种并网系统，采用高频电感和高频变压器替代了传统电流源型光伏并网系统中的工频电感和工频变压器，虽然克服了传统工频电感和工频变压器体积大、耗材多、损耗大、成本高、抑制谐波能力差等缺点，但还存在功率晶体管数目较多，能量传递过程中功率开关器件导通损耗较高导致系统效率还不够高的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种高效率单相和三相并网发电系统，通过改进系统拓扑结构，减少功率晶体管数目，不但降低系统成本，实现装置小型化，还减小能量传递过程中的功率损耗。

为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：

一种高效率单相并网发电系统，其中高频逆变器(2)依次经导抗变换器(3)、高频变压器(4)、高频整流器(5)和工频逆变器(6)连接低通滤波器(7)，所述的高频逆变器(2)用于单相并网发电系统中的结构为：光伏电池阵列(1)的正极连接到功率晶体管V₁的集电极和电容C_d1的a_cd1端，光伏电池阵列(1)的负极连接到功率晶体管V₂的发射极和电容C_d2的b_cd2端，功率晶体管V₁的发射极连接到功率晶体管V₂的集电极并输出到所述导抗变换器(3)的一个输入端，电容C_d1的b_cd1端连接到电容C_d2的a_cd2端并输出到所述导抗变换器(3)的另一个输入端。

一种高效率三相并网发电系统，其中高频逆变器(2)依次经导抗变换器(3)、高频变压器(4)、高频整流器(5)和工频逆变器(6)连接低通滤波器(7)，所述的高频逆变器(2)用于三相并网发电系统中的结构为：光伏电池阵列(1)的正极连接到功率晶体管V₁、V₃、V₅的集电极和电容C_d1的a_cd1端，光伏电池阵列(1)的负极连接到功率晶体管V₂、V₄、V₆的发射极和电容C_d2的b_cd2端，功率晶体管V₁的发射极连接到功率晶体管V₄的集电极并输出到所述导抗变换器(3)R相的一个输入端，功率晶体管V₃的发射极连接到功率晶体管V₆的集电极并输出到所述导抗变换器(3)S相的一个输入端，功率晶体管V₅的发射极连接到功率晶体管V₂的集电极并输出到所述导抗变换器(3)T相的一个输入端，电容C_d1的b_cd1端连接到电容C_d2的a_cd2端并输出到所述导抗变换器(3)的一个公共输入端O。

本发明与现有技术相比较，具有如下显而易见的突出实质性特点和显著优点：本发明将光伏电池阵列、燃料电池、风力发电及其它各种方法获取的直流电压逆变成高频电压输入导抗变换器。导抗变换器输出的高频电流经高频变压器隔离和电流等级变换，再通过高频整流器整流、工频逆变器逆变及低通滤波器滤波后并入到单相或三相电网。本发明通过改进系统拓扑结构，减少功率晶体管数目，不但降低系统成本，实现装置小型化，还减少能量传递过程中的功率损耗。

附图说明

图1本发明的分布式并网发电系统及控制装置框图。

图2是传统的使用导抗变换器的单相电流源型逆变器电路原理图。

图3是本发明的单相电流源型逆变器电路原理图。

图4是本发明的单相电流源型逆变器的另一电路原理图。

图5是本发明的三相电流源型逆变器电路原理图。

图6是本发明的三相电流源型逆变器的另一电路原理图。

图7是T-LCL型导抗变换器电路原理图。

图8是高频逆变器输出端的高频电压示意图。

图9是三角载波-三角调制波调制方式示意图。

图10是三角载波-三角调制波调制方式与高频逆变器驱动信号示意图。

图11是单相脉冲计算子程序流程框图。

图12是单相高频脉冲生成流程框图。

图13是单相工频脉冲生成流程框图。

图14是三相脉冲计算子程序流程框图。

图15是三相高频脉冲生成流程框图。

图16是三相工频脉冲生成流程框图。

图17是导抗变换器输出端电流的实验波形图。

图18是本发明的并网电流与电网电压的实验波形图。

具体实施方式

本发明的优选实施例结合附图详述如下：

实施例一：(单相并网发电系统，参见图3、图4)

本高效率单相并网发电系统，包括一个高频逆变器2经一个导抗变换器3、一个高频变压器4、一个高频整流器5和一个工频逆变器6连接一个低通滤波器7，所述的高频逆变器2的结构为：光伏电池阵列1的正极连接到功率晶体管V₁的集电极和电容C_d1的a_cd1端，光伏电池阵列1的负极连接到功率晶体管V₂的发射极和电容C_d2的b_cd2端，功率晶体管V₁的发射极连接到功率晶体管V₂的集电极并输出到所述导抗变换器3的一个输入端，电容C_d1的b_cd1端连接到电容C_d2的a_cd2端并输出到所述导抗变换器3的另一个输入端。

本高效率单相并网发电系统中，所述的导抗变换器3的结构为：所述高频逆变器2的一个输出连接到电感L_R1的a_LR1端，另一个输出连接到电容C_R的b_cR端，电感L_R1的b_LR1端、电容C_R的a_CR端和电感L_R2的a_LR2端连接在一起，电感L_R2的b_LR2端输出到所述高频变压器4的一个输入端，电容C_R的b_cR端输出到所述高频变压器4的另一个输入端。

本高效率单相并网发电系统中，所述的高频变压器4的结构为：所述导抗变换器3中电感L_R2的b_LR2端输入到高频变压器的a_TRR端，电容C_R的b_cR端输入到高频变压器的b_TRR端，高频变压器的c_TRR端输出到所述的高频整流器5的一个输入端、高频变压器的e_TRR端输出到所述的高频整流器5的另一个输入端，高频变压器的d_TRR端输出到所述的低通滤波器7的一个输入端。

本高效率单相并网发电系统中，所述的高频整流器5的结构为：所述高频变压器4的一个输出端c_TRR连接到二极管VD_R1的阳极和二极管VD_R2的阴极，另一个输出端e_TRR连接到二极管VD_R3的阳极和二极管VD_R4的阴极，二极管VD_R1的阴极和二极管VD_R3的阴极连接在一起并输出到所述的工频逆变器6的一个输入端，二极管VD_R2的阳极和二极管VD_R4的阳极连接在一起并输出到所述的工频逆变器6的另一个输入端；

本高效率单相和三相并网发电系统中，所述的工频逆变器6的结构为：所述的高频整流器5中二极管VD_R1的阴极和二极管VD_R3的阴极输出到功率晶体管V_R1的集电极，高频整流器5中二极管VD_R2的阳极和二极管VD_R4的阳极输出到功率晶体管V_R2的发射极，功率晶体管V_R1的发射极连接到功率晶体管V_R2的集电极并输出到所述低通滤波器7的一个输入端。

本高效率单相并网发电系统中，所述的低通滤波器7的结构为：所述工频逆变器6的输出端连接到电容C_R1的a_CR1端和电感L_R1的a_LR1端，所述高频变压器4的一个输出端d_TRR连接到电容C_R1的b_CR1端，电感L_R1的b_R1端输出到所述电网8的一个输入端，电容C_R1的b_R1端输出到所述电网8的另一个输入端。

实施例二：(三相并网发电系统，参见图5、图6)

本高效率三相并网发电系统，包括一个高频逆变器2经一个导抗变换器3、一个高频变压器4、一个高频整流器5和一个工频逆变器6连接一个低通滤波器7组成，所述的高频逆变器2的结构为：光伏电池阵列1的正极连接到功率晶体管V₁的集电极、功率晶体管V₃的集电极、功率晶体管V₅的集电极和电容C_d1的a_cd1端，光伏电池阵列1的负极连接到功率晶体管V₄的发射极、功率晶体管V₆的发射极、功率晶体管V₂的发射极和电容C_d2的b_cd2端，功率晶体管V₁的发射极连接到功率晶体管V₄的集电极并输出到所述导抗变换器3R相的一个输入端，功率晶体管V₃的发射极连接到功率晶体管V₆的集电极并输出到所述导抗变换器3S相的一个输入端，功率晶体管V₅的发射极连接到功率晶体管V₂的集电极并输出到所述导抗变换器3T相的一个输入端，电容C_d1的b_cd1端连接到电容C_d2的a_cd2端并输出到所述导抗变换器3的一个公共输入端O。

本高效率三相并网发电系统中，其特征在于所述的导抗变换器3的结构为：电感L_R1、电感L_R2和电容C_R组成R相导抗变换器，所述高频逆变器2的导抗变换器3中的R相输出端连接到电感L_R1的a_LR1端，所述高频逆变器2的公共输出端O连接到电容C_R的b_cR端，电感L_R1的b_LR1端、电容C_R的a_CR端和电感L_R2的a_LR2端连接在一起，电感L_R2的b_LR2端输出到所述高频变压器4的变压器TR_R一个输入端，电容C_R的b_cR端输出到所述高频变压器4的变压器TR_R另一个输入端；电感L_S1、电感L_S2和电容C_S组成导抗变换器3中的S相导抗变换器，所述高频逆变器2的S相输出端连接到电感L_S1的a_LS1端，所述高频逆变器2的公共输出端O连接到电容C_S的b_cS端，电感L_S1的b_LS1端、电容C_S的a_CS端和电感L_S2的a_LS2端连接在一起，电感L_S2的b_LS2端输出到所述高频变压器4的变压器TR_S一个输入端，电容C_S的b_cS端输出到所述高频变压器4的变压器TR_S另一个输入端；电感L_T1、电感L_T2和电容C_T组成T相导抗变换器，所述高频逆变器2的导抗变换器3中的T相输出端连接到电感L_T1的a_LT1端，所述高频逆变器2的公共输出端O连接到电容C_T的b_cT端，电感L_T1的b_LT1端、电容C_T的a_CT端和电感L_T2的a_LT2端连接在一起，电感L_T2的b_LT2端输出到所述高频变压器4的变压器TR_T一个输入端，电容C_T的b_cT端输出到所述高频变压器4的变压器TR_T另一个输入端；

本高效率三相并网发电系统中，所述的高频变压器4的结构为：所述导抗变换器3中电感L_R2的b_LR2端输入到高频变压器TR_R的a_TRR端，电容C_R的b_cR端输入到TR_R高频变压器的b_TRR端，高频变压器TR_R的c_TRR端输出到所述的高频整流器5中R相的一个输入端、高频变压器TR_R的e_TRR端输出到所述的高频整流器5中R相的另一个输入端，高频变压器TR_R的d_TRR端输出到所述的低通滤波器7中R相的一个输入端；所述导抗变换器3中电感L_S2的b_LS2端输入到高频变压器TR_S的a_TRS端，电容C_S的b_cS端输入到高频变压器TR_S的b_TRS端，高频变压器TR_S的c_TRS端输出到所述的高频整流器5中S相的一个输入端、高频变压器TR_S的e_TRS端输出到所述的高频整流器5中S相的另一个输入端，高频变压器TR_S的d_TRS端输出到所述的低通滤波器7中S相的一个输入端；所述导抗变换器3中电感L_T2的b_LT2端输入到高频变压器TR_T的a_TRT端，电容C_T的b_cT端输入到高频变压器TR_T的b_TRT端，高频变压器TR_T的c_TRT端输出到所述的高频整流器5中T相的一个输入端、高频变压器TR_T的e_TRT端输出到所述的高频整流器5中T相的另一个输入端，高频变压器TR_T的d_TRT端输出到所述的低通滤波器7中T相的一个输入端。

本高效率单相和三相并网发电系统中，所述的高频整流器5的结构为：所述高频变压器4中TR_R的一个输出端c_TRR连接到二极管VD_R1的阳极和二极管VD_R2的阴极，另一个输出端e_TRR连接到二极管VD_R3的阳极和二极管VD_R4的阴极，二极管VD_R1的阴极和二极管VD_R3的阴极连接在一起并输出到所述的工频逆变器6中R相的一个输入端，二极管VD_R2的阳极和二极管VD_R4的阳极连接在一起并输出到所述的工频逆变器6中R相的另一个输入端；所述高频变压器4中TR_S的一个输出端c_TRS连接到二极管VD_S1的阳极和二极管VD_S2的阴极，另一个输出端e_TRS连接到二极管VD_S3的阳极和二极管VD_S4的阴极，二极管VD_S1的阴极和二极管VD_S3的阴极连接在一起并输出到所述的工频逆变器6中S相的一个输入端，二极管VD_S2的阳极和二极管VD_S4的阳极连接在一起并输出到所述的工频逆变器6中S相的另一个输入端；所述高频变压器4中TR_T的一个输出端c_TRT连接到二极管VD_T1的阳极和二极管VD_T2的阴极，另一个输出端e_TRT连接到二极管VD_T3的阳极和二极管VD_T4的阴极，二极管VD_T1的阴极和二极管VD_T3的阴极连接在一起并输出到所述的工频逆变器6中T相的一个输入端，二极管VD_T2的阳极和二极管VD_T4的阳极连接在一起并输出到所述的工频逆变器6中T相的另一个输入端。

本高效率三相并网发电系统中，所述的工频逆变器6的结构为：所述的高频整流器5中二极管VD_R1的阴极和二极管VD_R3的阴极输出到功率晶体管V_R1的集电极，高频整流器5中二极管VD_R2的阳极和二极管VD_R4的阳极输出到功率晶体管V_R2的发射极，功率晶体管V_R1的发射极连接到功率晶体管V_R2的集电极并输出到所述低通滤波器7中R相的一个输入端；所述的高频整流器5中二极管VD_S1的阴极和二极管VD_S3的阴极输出到功率晶体管V_S1的集电极，高频整流器5中二极管VD_S2的阳极和二极管VD_S4的阳极输出到功率晶体管V_S2的发射极(源极)，功率晶体管V_S1的发射极连接到功率晶体管V_S2的集电极并输出到所述低通滤波器7中S相的一个输入端；所述的高频整流器5中二极管VD_T1的阴极和二极管VD_T3的阴极输出到功率晶体管V_T1的集电极，高频整流器5中二极管VD_T2的阳极和二极管VD_T4的阳极输出到功率晶体管V_T2的发射极，功率晶体管V_T1的发射极连接到功率晶体管V_T2的集电极并输出到所述低通滤波器7中T相的一个输入端。

本高效率单相和三相并网发电系统中，所述的低通滤波器7的结构为：所述工频逆变器6的R相输出端连接到电容C_R1的a_CR1端和电感L_R1的a_LR1端，所述高频变压器4中TR_R的一个输出端d_TRR连接到电容C_R1的b_CR1端，电感L_R1的b_R1端输出到所述电网8的R相输入端；所述工频逆变器6的S相输出端连接到电容C_S1的a_CS1端和电感L_S1的a_LS1端，所述高频变压器4中TR_S的一个输出端d_TRS连接到电容C_S1的b_CS1端，电感L_S1的b_S1端输出到所述电网8的S相输入端；所述工频逆变器6的T相输出端连接到电容C_T1的a_CT1端和电感L_T1的a_LT1端，所述高频变压器4中TR_T的一个输出端d_TRT连接到电容C_T1的b_CT1端，电感L_T1的b_T1端输出到所述电网8的T相输入端。电容C_R1的b_CR1端、电容C_S1的b_CS1端和电容C_T1的b_CT1端连接在一起。

本高效率单相和三相并网发电系统的控制方法和原理简述如下：

图7示出了由集中参数元件L、C构成的T-LCL型导抗变换器3。其四端子表达式为

$\left[\begin{array}{c}{V}_1\\ I_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1-{\mathrm{\ω}}^2\mathrm{LC}& \mathrm{j\ωL}(2-{\mathrm{\ω}}^2\mathrm{LC})\\ \mathrm{j\ωC}& 1-{\mathrm{\ω}}^2\mathrm{LC}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_2\\ I_2\end{array}\right]---\left(1\right)$

当高频逆变器2角频率等于导抗变换器3谐振角频率，即 $\mathrm{\ω}=1/\sqrt{\mathrm{LC}}$ 时，式(1)可简化为：

$\left[\begin{array}{c}{V}_1\\ I_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& j{Z}_0\\ j/Z_0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{V}_2\\ I_2\end{array}\right]---\left(2\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{V}_1=j{Z}_0{I}_2\\ I_1=j{V}_2/Z_0\end{array}\right.---\left(3\right)$

式中 $Z_0=\sqrt{L/C}$ 为谐振阻抗。从式(3)可以看出，导抗变换器3输出电流不受负载影响，只与输入电压成正比，因此导抗变换器3能实现电压源和电流源之间的变换。

表1示出了图1的各部分波形及计算公式。根据导抗变换器(如式3)的特性，可以从直流电压E_d推导出并网电流I_G(见表1中①～⑦)：

E_d是高频逆变器2正负母线间电压；

图8示出了高频逆变器2输出的高频电压。B点的PWM输出电压用傅里叶级数表示，取PWM电压波形为偶函数，并且左右对称，脉冲宽度为Dπ，可推导得到B点电压的傅里叶级数表达式(如表1中②)。其中sin项表示各谐波的振幅，cos项表示开关频率ω_s的奇数倍成分；

导抗变换器3是一种特殊的低通滤波器，它将电压源变换为电流源，所以C点电流是m＝1的谐振频率(开关频率ω_s)成份。由式(3)知道，该电流是电压的1/Z₀倍(见表1中③)；

假设高频隔离变压器4变比为1∶N，经变压器升压后，D和D′点电流下降N倍(见表1中④)；

经过二极管VD_R1~VD_R4整流后，取D和D′点电流的绝对值得到E点和E′点电流(见表1中⑤、⑥)；

通过工频逆变器6的V_R1~V_R2(见图3)、或SCR₂、SCR₁(见图4)，在电网电压(角频率为ω)的过零点将π＜ωt＜2π的半周期反相(见表1中⑦)；

经低通滤波器7将高频成分的谐波滤除，对F点电流进行积分，由于

$\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_{-\frac{\mathrm{\π}}{2}}^{\frac{\mathrm{\π}}{2}}\cos {\mathrm{\ω}}_S\mathrm{tdt}=\frac{2}{\mathrm{\π}}$

因此，馈送到电网的电流由直流电压E_d和占空比D决定，与电网电压无关(见表1中⑧)。

图9、10为三角载波-三角调制波调制示意图。假设调制波为三角波e_x＝(V_B/(π/2))ωt，根据图9中三角形相似性，有D＝e_x/V_B，将其代入表1中⑧式，解得

$I_G=\frac{8E_d}{{\mathrm{\π}}^{2}N{Z}_0}\·\sin \mathrm{\ωt}---\left(4\right)$

采用三角波-三角波调制模式后，可生成正弦波并网电流，而且此算法很容易实现。

图11、图12、图13示出单相并网系统单片机12具体算法流程图。单片机12上电运行后，首先进行参数初始化，然后查询并网运行指令，一旦接受到并网运行指令，单片机12执行高频PWM脉冲生成程序，进行高频逆变运行。

图11为单相脉冲计算子程序流程框图。

①电压传感器14检测到的直流电压E_d和电流传感器9检测到的并网电流i输入到单片机12；

②单片机12根据式(4)计算能够输出到电网的电流I_G；

③I_G与指令电流i^*比较，一旦指令电流超过逆变器2能够输出的最大并网电流I_G，逆变器2只输出最大电流I_G，并由单片机12报警提示已达到极限值。指令电流i^*与实际检测到的并网电流i比较，当指令电流大于实际电流i，则通过增加调制深度M增大输出电流，即M增加ΔM；如果指令电流小于实际电流i，则通过减小调制深度M减小输出电流，即M减小ΔM。将调整后的调制深度M与最大、最小限幅值进行比较；如果超过限幅值，将最大或最小限幅值送入调制深度M；然后调用高频逆变器脉冲生成子程序；如果未超过限幅值，直接调用高频逆变器脉冲生成子程序；

④调用单相高频逆变器脉冲生成子程序；

⑤判断是否捕捉到电网电压过零点信号：

捕捉到电网电压过零点信号，调用单相工频逆变器脉冲生成子程序；

没有捕捉到电网电压过零点信号，跳到步骤⑥；

⑥返回。

其单相高频逆变器脉冲生成子程序如图12所示，主要完成高频逆变器脉冲宽度计算及驱动信号生成。

①根据电网电压频率计算前一次程序调用时刻到当前时刻并网电流运行角度差Δθ；

②将上次并网电流运行角度θ加上角度差Δθ作为当前并网电流运行角度；

③一旦计算得到的运行角度超过360°，将计算角度减去360°作为当前并网电流运行角度；

④根据当前运行角度查三角波调制波表格，取出数据存入临时寄存器T_temp，将T_temp、M相乘得到当前运行脉冲宽度M’；

⑤根据高频逆变器载波频率，取载波周期T_S与M’相乘，将计算结果送入单片机比较寄存器；

⑥由单片机PWM脉冲生成单元生成脉冲信号；

⑦脉冲个数计数器加1，判断脉冲计数器的奇偶性，如果是奇数，对单片机PWM脉冲生成单元进行控制，强制关断V₂开关管，并使V₁开关管导通。如果是偶数，强制关断V₁开关管，并使V₂开关管导通；

⑧恢复现场，返回。

其单相工频逆变器脉冲生成子程序如图13所示，主要完成单相工频逆变器驱动信号生成。

①保护现场，

②判断电网电压是否为正半周：

若是正半周，关断V_R2开关管，并使V_R1开关管导通；

若不是正半周(即负半周)，关断V_R1开关管，并使V_R2开关管导通；

③恢复现场，

④返回。

图14、图15、图16示出三相并网系统单片机12具体算法流程图。单片机12上电运行后，首先进行参数初始化，然后查询并网运行指令，一旦接受到并网运行指令，单片机12执行高频PWM脉冲生成程序，进行高频逆变运行。

图14为三相脉冲计算子程序流程框图。

(1)电压传感器14检测到的直流电压E_d和电流传感器9检测到的并网电流i输入到单片机12；

(2)单片机12根据式(4)计算能够输出到电网的电流I_G；

(3)I_G与指令电流i^*比较，一旦指令电流超过逆变器2能够输出的最大并网电流I_G，逆变器2只输出最大电流I_G，并由单片机12报警提示已达到极限值。指令电流i^*与实际检测到的并网电流i比较，当指令电流大于实际电流i，则通过增加调制深度M增大输出电流，即M增加ΔM；如果指令电流小于实际电流i，则通过减小调制深度M减小输出电流，即M减小ΔM。将调整后的调制深度M与最大、最小限幅值进行比较；如果超过限幅值，将最大或最小限幅值送入调制深度M；然后调用高频逆变器脉冲生成子程序；如果未超过限幅值，直接调用高频逆变器脉冲生成子程序；

(4)调用三相高频逆变器脉冲生成子程序；

(5)调用三相工频逆变器脉冲生成子程序；

(6)返回。

其三相高频逆变器脉冲生成子程序如图15所示，主要完成三相高频逆变器脉冲宽度计算及驱动信号生成。

(1)根据电网电压频率计算前一次程序调用时刻到当前时刻并网电流运行角度差Δθ；

(2)将上次并网电流运行角度θ加上角度差Δθ作为当前并网电流运行角度；一旦计算得到的运行角度超过360°，将计算角度减去360°作为当前并网电流运行角度；然后将当前运行角度存入寄存器θ_R中；

(3)将当前运行角度加上120°作为当前运行角度；一旦计算得到的运行角度超过360°，将计算角度减去360°作为当前运行角度；然后将当前运行角度存入寄存器θ_S中；

(4)将当前运行角度加上120°作为当前运行角度；一旦计算得到的运行角度超过360°，将计算角度减去360°作为当前运行角度；然后将当前运行角度存入寄存器θ_T中；

(5)根据θ_R角度查三角波调制波表格，取出数据存入临时寄存器T_temp，将T_temp、M相乘得到R相脉冲宽度M’；

(6)根据高频逆变器载波频率，取载波周期T_S与M’相乘，将计算结果送入单片机比较寄存器1中；由单片机PWM脉冲生成单元生成R相脉冲信号；

(7)根据θ_S角度查三角波调制波表格，取出数据存入临时寄存器T_temp，将T_temp、M相乘得到S相脉冲宽度M’；

(8)根据高频逆变器载波频率，取载波周期T_S与M’相乘，将计算结果送入单片机比较寄存器2中；由单片机PWM脉冲生成单元生成S相脉冲信号；

(9)根据θ_T角度查三角波调制波表格，取出数据存入临时寄存器T_temp，将T_temp、M相乘得到T相脉冲宽度M’；

(10)根据高频逆变器载波频率，取载波周期T_S与M’相乘，将计算结果送入单片机比较寄存器3中；由单片机PWM脉冲生成单元生成T相脉冲信号；

(11)脉冲个数计数器加1，判断脉冲计数器的奇偶性，如果是奇数，对单片机PWM脉冲生成单元进行控制，关断V₂、V₄、V₆开关管，并使V₁、V₃、V₅开关管导通。如果是偶数，关断V₁、V₃、V₅开关管，并使V₂、V₄、V₆开关管导通；

(12)恢复现场，返回。

其三相工频逆变器脉冲生成子程序如图16所示，主要完成三相工频逆变器驱动信号生成。

(1)判断上次捕捉到的R相过零电信号是否上升沿：若是上升沿，跳转到步骤(2)；否则(即上次捕捉到下降沿)跳转到步骤(5)；

(2)判断是否捕获R相过零电下降沿信号：若是，跳转到步骤(8)；否则，跳转到步骤(3)；

(3)判断是否上次捕获上升沿信号到当前的间隔刚好为60°：若是，跳转到步骤(9)；否则，跳转到步骤(4)；

(4)判断是否上次捕获上升沿信号到当前的间隔刚好为120°：若是，跳转到步骤(10)；否则，恢复现场，返回。

(5)判断是否捕获R相过零电上升沿信号：若是，跳转到步骤(11)；否则，跳转到步骤(6)；

(6)判断是否上次捕获下降沿信号到当前的间隔刚好为60°：若是，跳转到步骤(12)；否则，跳转到步骤(7)；

(7)判断是否上次捕获下降沿信号到当前的间隔刚好为120°：若是，跳转到步骤(13)；否则，恢复现场，返回。

(8)V_R1开关管关断，V_R2开关管导通，然后恢复现场返回。

(9)V_T1开关管关断，V_T2开关管导通，然后恢复现场返回。

(10)V_S2开关管关断，V_S1开关管导通，然后恢复现场返回。

(11)V_R2开关管关断，V_R1开关管导通，然后恢复现场返回。

(12)V_T2开关管关断，V_T1开关管导通，然后恢复现场返回。

(13)V_S1开关管关断，V_S2开关管导通，然后恢复现场返回。

实验结果举例

图17示出三角波-三角波调制时导抗变换器输出端的实验电流波形，而图18示出了分布式并网发电系统并网电流与电网电压的实验波形。可以看出，图17中导抗变换器输出电流包络线呈正弦波，图18中并网电流具有较好的正弦度，谐波电流含量少，功率因数高。

表1

Claims (2)

1.一种高效率单相并网发电系统，其中高频逆变器(2)依次经导抗变换器(3)、高频变压器(4)、高频整流器(5)和工频逆变器(6)连接低通滤波器(7)，其特征在于所述的高频逆变器(2)用于单相并网发电系统中的结构为：光伏电池阵列(1)的正极连接到功率晶体管V₁的集电极和电容C_d1的a_cd1端，光伏电池阵列(1)的负极连接到功率晶体管V₂的发射极和电容C_d2的b_cd2端，功率晶体管V₁的发射极连接到功率晶体管V₂的集电极并输出到所述导抗变换器(3)的一个输入端，电容C_d1的b_cd1端连接到电容C_d2的a_cd2端并输出到所述导抗变换器(3)的另一个输入端。

2.一种高效率三相并网发电系统，其中高频逆变器(2)依次经导抗变换器(3)、高频变压器(4)、高频整流器(5)和工频逆变器(6)连接低通滤波器(7)，其特征在于所述的高频逆变器(2)用于三相并网发电系统中的结构为：光伏电池阵列(1)的正极连接到功率晶体管V₁、V₃、V₅的集电极和电容C_d1的a_cd1端，光伏电池阵列(1)的负极连接到功率晶体管V₂、V₄、V₆的发射极和电容C_d2的b_cd2端，功率晶体管V₁的发射极连接到功率晶体管V₄的集电极并输出到所述导抗变换器(3)R相的一个输入端，功率晶体管V₃的发射极连接到功率晶体管V₆的集电极并输出到所述导抗变换器(3)S相的一个输入端，功率晶体管V₅的发射极连接到功率晶体管V₂的集电极并输出到所述导抗变换器(3)T相的一个输入端，电容C_d1的b_cd1端连接到电容C_d2的a_cd2端并输出到所述导抗变换器(3)的一个公共输入端O。

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