CN103208923B - 高频交流方波输入-直流输出的功率变换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种高频交流方波输入-直流输出的功率变换器及其控制方法，属于电力电子技术范畴。所述变换器包括高频交流方波输入电压、导抗变换器、直流输出变换器。所述方法通过导抗变换器将高频交流电压源变换为高频交流电流源，只采用一级功率变换就可以将高频交流电变换为可调节的直流输出电压。本发明具有单级功率变换、变换效率高、器件承受电压应力小、体积小、重量轻的优点；在控制方面避免了复杂的信号调制方式，仅采用一套移相装置就可以实现对电路的控制。本发明适用于系统中具有高频交流电压、又需要直流供电电源的场合。

Description

高频交流方波输入-直流输出的功率变换器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种高频交流方波输入-直流输出的功率变换器的控制方法，属于电力电子变换器及其控制技术领域。 

背景技术

化石能源的短缺和越来越高的价格，使得整个社会对太阳能、风能以及燃料电池作为新型清洁能源的关注大大提高，利用这些能源的分布式发电技术成为全球能源可持续发展战略的重要组成部分。自2008年以来，风机和光伏发电组件的价格持续下降，使得功率变换器在整个新能源发电系统中所占的成本比例逐步提高，因此结构简单、低成本、输入输出电气隔离的新能源发电变换器的主电路结构以及提供稳定的交、直流供电是新能源发电系统得以推广的先决条件。 

在新能源发电应用于一些需要直流供电的场合时，可以将新能源所发电能直接通过DC/DC变换器或AC/DC变换器得到直流负载需要的直流电。为了保证直流负载平稳供电，一般在系统中配备蓄电池或双电荷层电容等储能系统，在新能源所提供的能量不足以供给负载所需时，这些储能系统能够补足能量缺口部分，这造成电路的结构比较复杂、造价较高，而且系统所配备的储能元件体积、重量较大，充放电次数有限，最重要的是它容易对环境造成化学污染。一般情况下，电网可以被认为是一个容量无限大的恒压源，其供电的持续性很好(断电的情况很少)，因此在风能和太阳能所提供能量小于负载需求时，不足的部分可以从电网中获取。目前现有的无储能系统新能源发电与电网互补供电的直流输出变换器装置，其能量流向只能是从新能源发电装置侧和电网侧流向直流负载侧，在新能源发电装置(如光伏电池)能提供最大功率大于负载需求时，电网停止向负载供应能量，而光伏电池只能运行在小于最大功率点处，这造成资源的浪费。 

高频脉冲交流环节逆变器(HFPALI)由于采用高频变压器实现了发电装置与电网之间的电气隔离，所以其功率密度比高；此外由于能量可在HFPALI的输入端与输出端之间实现双向流动，所以，国内外学者对HFPALI进行了广泛的研究，是一种较适宜应用于新能源发电的并网逆变器。 

如何在HFPALI中增加少量的器件就能实现可控的直流电压输出，并且利用HFPALI的能量可双向流动的特点，提出相应的控制策略使新能源发电在所有状况下都能实现最大功率点跟踪(MPPT)。在新能源发电装置所发电能大于直流负载需要时，实现电网吸收能量；在新能源发电装置所发电能不足以供给直流负载需要时，实现电网向直流负载释放能量。 

发明内容

发明目的：高频脉冲交流环节逆变器(HFPALI)作为新能源发电系统的并网装置，且需要直流供电时，适当增加较少的器件实现稳定的直流供电；不管在任何情况下，新能源发电装置都运行于最大功率点状态，实现资源利用最大化。此外，也可将本发明装置应用于系统中有高频交流电压源，且需要稳定的直流供电的场合。 

技术方案：本发明为实现上述目的，采用如下技术方案： 

本发明实现高频交流方波输入-直流输出的功率变换器，其特征在于包括高频交流方波输入电压(u_i)、导抗变换器、直流输出变换器；其中导抗变换器由第一电感、第二电感和电容组成；直流输出变换器由第一二极管、第二二极管、第一开关管、第二开关管以及滤波电容组成；第一电感的一端接高频交流方波输入电压的一端，第一电感的另一端接电容和第二电感的各一端；第二电感的另一端与第一二极管的阳极以及第一开关管的漏极连接；电容的另一端与高频交流方波输入电压的另一端相连接，并且还与第二二极管的阳极以及第二开关管的漏极连接；滤波电容的一端与第一二极管的阴极和第二二极管的阴极连接，另一端与第一开关管的源极和第二开关管的源极连接； 

所述控制方法如下：采用电压传感器1检测到与高频交流方波输入电压(u_i)的对应信号(u_if)，电压传感器1将与高频交流方波输入电压(u_i)对应的信号(u_if)连接至比较器的正确端，比较器的负输入端接零电位，比较器输出信号(u_S3)经过反相器的反相得到反相器输出信号(u_S4)；采用电压传感器2检测到直流输出变换器输出电压(U_o)的反馈信号(U_of)；将直流输出变换器的基准电压(U_or)与输出电压(U_o)反馈信号(U_of)相减得到电压误差信号(u_e)，将电压误差信号(u_e)作为调节器1的输入信号，经电压调节器1的调节，得到调节器1的输出信号(u_r)，移相装置的输入端1接比较器输出信号(u_S3)，移相装置的输入端2接反相器输出信号(u_S4)，移相装置的输入端3接调节器1的输出信号(u_r)，将调节器1输出信号(u_r)的大小作为比较器输出信号(u_S3)和反相器输出信号(u_S4)移相的参照标准，移相装置第一输出信号(u_S1)作为第一开关管(S1)的驱动信号，移相装置第二输出信号(u_S2)作为第二开关管(S2)的驱动信号。比较器输出信号是与高频交流方波输入电压相对应的信号，在高频交流方波输入电压为正时，比较器输出信号为高电平；在高频交流方波输入电压为负时，比较器输出信号为低电平。高频交流方波输入-直流输出的功率变换器及其控制方法，其特征在于：设置导抗变换器的谐振频率等于高频交流方波输入电压的频率，如此，第二电感输出电流的幅值恒定，相位滞后于高频交流方波输入电压90°；根 据高频交流方波输入电压的相位、直流输出变换器输出电压的大小进行闭环控制，以此确定第一开关管与第二开关管的驱动信号，控制流向滤波电容侧的电流，从而可以控制输出变换器输出侧的电压稳定在恒定值。当第二电感输出电流极性为正时，如果第一开关管关断，则第二电感输出电流可以传输到滤波电容侧，如果第一开关管开通，则第二电感输出电流不能传输到滤波电容侧，第二电感输出电流仅在第一开关管与第二开关管的反并二极管中形成环流；当第二电感输出电流极性为负时，如果第二开关管关断，则第二电感输出电流可以传输到滤波电容侧，如果第二开关管开通，则第二电感输出电流不能传输到滤波电容侧，仅在第二开关管与第一开关管的反并二极管中形成环流。如此，第二电感输出电流就可分为两部分，一部分流向滤波电容侧，也就是负载侧，另一部分仅在开关管内循环，控制该两部分的比例，就可实现直流输出变换器输出电压的恒定。 

有益效果：与现有技术相比，本发明在功率变换装置中有高频交流输出又需要稳定的直流供电的场合提供了一种较简单的直流电压变换电路，与单独设计直流供电变换器相比，大大节省了开支。 

附图说明

图1：(a)本发明原理图，(b)应用于高频脉冲交流环节逆变器中的直流供电装置； 

图1中符号名称：u_D——高频脉冲交流环节逆变器的输入电源；S3～S6——桥式逆变器开关管；S7～S10——周波变换器开关管；T——高频脉冲交流环节逆变器的高频变压器；W1——高频变压器的原边绕组；W2～W4——高频变压器的三个副边绕组；L——高频脉冲交流环节逆变器的滤波电感；L₁～L₂——导抗变换器中的电感；C₁——导抗变换器中的电容；VD1～VD2——直流输出变换器中的二极管；S1～S2——直流输出变换器中的开关管；C——直流输出变换器中电容；R——直流输出变换器负载；u_W1～u_W3——高频隔离变压器对应线圈电压；i_W1～i_W3——高频隔离变压器对应线圈流过电流；u_i——高频隔离变压器线圈W4输出电压；i₁～i₂——导抗变换器输入、输出电流；u_t——导抗变换器输出电压；i_D1～i_D2——流过二极管VD1、VD2的电流；U_o——直流输出变换器输出电压；U_or——直流输出变换器基准电压；U_of——直流输出变换器反馈电压；u_S1～u_S4——开关管S1～S4驱动电压；u_G——电网电压； 

图2：导抗变换器电路图； 

图3：导抗变换器输入电压与输出电流波形图； 

图4：本发明系统在一个开关周期内主要波形图； 

图5：本发明系统在模态1时工作原理图； 

图6：本发明系统在模态2时工作原理图； 

图7：本发明系统在模态3时工作原理图； 

图8：本发明系统在模态4时工作原理图； 

图9：本发明系统中移相装置实现电路。 

具体实施方式

下面结合附图对发明的高频交流方波输入-直流输出的功率变换器的控制装置进行详细的说明。 

本发明装置如图1(a)所示，将本发明装置应用于高频脉冲交流环节逆变器(HFPALI)的具体电路如图1(b)所示，增加直流供电变换器后，直接提高了新能源发电系统中功率变换器的利用率，并将对新能源产业的发展产生推动作用。本发明利用电感L₁、L₂和电容C₁构成的导抗变换器将高频交流方波输入电压u_i转变为导抗变换器输出的电流源i₂；电感L₁一端接高频输入交流电压源A1点，另一端接电容C₁和电感L₂的各一端A3点；电感L₂的另一端A4点与直流输出变换器中的二极管VD1的阳极以及开关管S1的漏极连接；电容C₁的另一端A2点与高频输入交流电压源的另一端相连接，并且还与直流输出变换器中的二极管VD2的阳极以及开关管S2的漏极连接。采用电压传感器1检测到高频交流输入电压信号u_if，并将该信号与零电位比较，得到与高频交流输入电压u_i有对应关系的信号u_S3，电压u_i为正时，信号u_S3为高电平，电压u_i为负时，信号u_S3为低电平；将信号u_S3反相得到信号u_S4；采用电压传感器2检测到直流输出变换器的输出电压作为反馈信号U_of，将输出电压的基准信号U_or与输出电压反馈信号U_of相减得到电压误差信号u_e，将电压误差信号u_e作为调节器1的输入信号；调节器1的输出信号u_r、与高频交流输入电压u_i有对应关系的信号u_S3与u_S4作为输入信号输入到移相装置中，并且信号u_r的大小是信号u_S3与u_S4移相大小的选择依据，且两者移相大小相等；信号u_S3移相后得到信号u_S1，信号u_S4移相后得到信号u_S2。所述电压传感器1的输入端与高频交流输入电压源u_i连接，电压传感器1的输出与比较器的正输入端连接，比较器的负输入端与零电位连接；比较器的输出端与反相器的输入端连接，并同时与移相装置的输入端1连接，反相器的输出端与移相装置的输入端2连接；所述电压传感器2的输入端与直流输出变换器的输出电压连接，电压传感器2的输出端与减法器的负输入端连接，直流输出电压的基准值U_or与减法器的正输入端连接，减法器的输出端与调节器1的输入端连接，调节器1的输出端与移相装置的输入端3连接，移相装置的两个输出端信号作为开关管S1和S2的驱动信号。导抗变换器可以实现一个二端口的输入与输出之间的导纳与阻抗的转换，并且它还能实现电压源与电流源之间的 转换，典型的LCL导抗变换器如图2所示，图中令L₁＝L₂＝L，则u_i、u_t、i₁和i₂之间的关系为 

$\left[\begin{array}{c}{u}_i\\ i_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1-{\mathrm{\ω}}^2\mathrm{LC}& \mathrm{j\ωL}(2-{\mathrm{\ω}}^2\mathrm{LC})\\ \mathrm{j\ωC}& 1-{\mathrm{\ω}}^2\mathrm{LC}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_t\\ i_2\end{array}\right]---\left(1\right)$

如果u_i的频率等于导抗变换器的谐振频率ω，即 

$\mathrm{\ω}=1/\sqrt{\mathrm{LC}}---\left(2\right)$

式(1)可以简化成 

$\left[\begin{array}{c}{u}_i\\ i_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& j{Z}_0\\ j/Z_0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_t\\ i_2\end{array}\right]---\left(3\right)$

其中 

$Z_0=\sqrt{L/C}---\left(4\right)$

Z₀为谐振阻抗。可以看出导抗变换器的输出电流i₂与输入电压u_i严格的呈现线性关系，并且相位滞后90°。因此输入电压源经过导抗变换器后变成了幅值成比例、相位滞后90°的输出电流源，且不管后级的负载处于短路状态还是一个可变的负载，该电流源的波形都不受影响。由于LCL导抗变换器兼有滤波功能，因此得到的输出电流i₂近似为正弦波，u_i与i₂的相位关系如图3所示。 

如果图1(b)中HFPALI采用双极性调制方式，则变压器的副边绕组W4上电压即为高频方波交流电压源。从图1(b)可以看出，如果图中开关管S1和S2一直处于关断状态，即直流输出变换器为一个桥式不控整流电路，那么导抗变换器的输出电流全部流经直流负载侧；如果导抗变换器电流正半周时，开通开关管S1，那么导抗变换器输出电流经过开关管S1和开关管S2的体二极管短路运行，能量不能传送到直流负载侧；类似的，在导抗变换器输出电流的负半周，开通开关管S2，则输入电源的能量不能传送至直流负载侧。由此，可以推出通过移相开关管S3和S4的驱动信号来控制开关管S1和S2，能够调节直流输出变换器输出电压的大小，而移相角θ的范围是90°～270°，且移相角越大，输出电压越大。 

运行中，一个开关周期内，本发明所提的直流输出变换器有四个工作模态，其主要波形图如图4所示，模态图如图5至图8所示。 

开关模态1[对应图5](t₀～t₁)： 

t₀时刻之前，导抗变换器输出电流i₂为负值，开关管S2处于导通状态，开关管S1处于截止状态，i₂经过开关管S2和开关管S1的体二极管短路运行。在t₀时刻， i₂由负变正，此时二极管VD1与开关管S2的体二极管导通运行，输入侧的能量通过直流输出变换器传递到负载侧。此时间段，直流输出变换器的输入侧电压u_t等于其输出电压U_o。 

开关模态2[对应图6](t₁～t₂)： 

t₁时刻，驱动开关管S1导通，因此二极管VD1截止，导抗变换器输出电流经过开关管S1和开关管S2的体二极管短路流通，输入侧的能量不能传递到负载侧。负载由存储在滤波电容中的能量进行供电。此时间段，直流输出变换器的输入侧电压u_t等于0。 

开关模态3[对应图7](t₂～t₃)： 

t₂时刻，导抗变换器输出电流i₂变为负值，此时二极管VD2与开关管S1的体二极管导通，输入侧的能量传递到负载侧。此时间段，直流输出变换器的输入侧电压u_t等于其输出电压的负值-U_o。 

开关模态4[对应图8](t₃～t₄)： 

t₃时刻，开关管S1关断，开关管S2开通，则导抗变换器输出电流经过开关管S2和开关管S1的体二极管短路运行，输入侧能量不能传递到负载侧，直流负载由存储在滤波电容C中的能量供电。此时间段，直流输出变换器的输入电压等于0。 

令图4中变压器副边W₄端电压u_i的幅值为u_D，则u_i中基波分量u_i1为 

$u_{i1}\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}{U}_D\sin \mathrm{\ωt}---\left(5\right)$

则根据式(3)，导抗变换器输出电流为 

$i_2\left(t\right)=-\frac{4}{\mathrm{\π}}\frac{U_D}{Z_0}\cos \mathrm{\ωt}---\left(6\right)$

在图4的一个开关周期中，导抗变换器向直流负载侧传递的能量与负载消耗相等，则 

$U_o\×\sqrt{\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_{90}^{\mathrm{\θ}}\mathrm{d\ωt}}=\frac{U_o^2}{R}---\left(7\right)$

(7)式中，θ为移相装置将输入信号移相的角度，求得 

$U_o=\frac{2R{U}_D}{{\mathrm{\π}}^{1.5}{Z}_0}\sqrt{2\mathrm{\α}-\sin \left(2\mathrm{\α}\right)}---\left(8\right)$

(8)式中，α＝θ–(π/2)，且α∈(0～π)，可以证明，随着α的增大，直流变换器输出电压虽然不是线性增大，但是为单调增大。这就说明，能通过移相的控制方法来控制输出电压的大小。这也就证明了图5中对直流输出变换器的控制采用移相S₃和S₄驱动信号的原因。 

在α＝π时，要能够保证直流变换器输出功率最大时(即负载电阻值最小R_min)，直流输出电压能够达到输出额定值，即 

$\frac{2\sqrt{2}{R}_{\min }{U}_D}{\mathrm{\π}{Z}_0}>U_{\mathrm{orated}}---\left(9\right)$

$Z_0<\frac{2\sqrt{2}{R}_{\min }{U}_D}{\mathrm{\&pi;}{U}_{\mathrm{orated}}}---\left(10\right)$

Z₀的选取原则是小于并接近于式(10)计算值，如果太小，则导抗变换器输出电流幅值太大，会增加直流变换器中器件的电流应力。然后根据式(2)、式(4)可以选择导抗变换器中的电感L₁、L₂和电容C₁的大小。 

对于本发明一个关键的部分就是信号的移相装置，其实现方法如图9所示，对于输出电压的闭环控制在数字信号处理器(DSP)中进行，然后将DSP与复杂逻辑可编程器件(CPLD)通信，并将两路移相的源信号输入到CPLD中，在CPLD中移相后得到驱动开关管S1和S2的信号。 

综上所述，本发明是一种高频交流方波输入-直流输出的功率变换器及其控制装置，仅采用一组导抗变换器和两个二极管、两个开关管就实现了从高频交流输入到可调直流输出的功率变换，具有变换效率高，体积小、稳压精度高、可靠性高的优点。特别适用于功率变换装置中有高频交流电压源输入并且需要直流输出的场合。一个典型的应用就是高频脉冲交流环节逆变器在新能源发电中充当并网装置时，可增加一个变压器副边接本发明装置，可实现新能源发电的高效运行，并实现稳定的直流供电。 

Claims (3)

1.一种高频交流方波输入-直流输出的功率变换器的控制方法，其特征在于：包括高频交流方波输入电压(u_i)、导抗变换器(1)、直流输出变换器(2)；其中导抗变换器由第一、第二电感(L₁、L₂)和电容(C₁)组成；直流输出变换器由第一和第二二极管(VD1、VD2)、第一和第二开关管(S1、S2)以及滤波电容(C)组成；第一电感(L₁)的一端接高频交流方波输入电压(u_i)的一端，另一端接电容(C₁)和第二电感(L₂)的各一端；第二电感(L₂)的另一端与第一二极管(VD1)的阳极以及第一开关管(S1)的漏极连接；电容(C₁)的另一端与高频交流方波输入电压(u_i)的另一端相连接，并且还与第二二极管(VD2)的阳极以及第二开关管(S2)的漏极连接；滤波电容(C)的一端与第一二极管(VD1)的阴极和第二二极管(VD2)的阴极连接，另一端与第一开关管(S1)的源极和第二开关管(S2)的源极连接； 

所述控制方法包括，采用电压传感器1检测到与高频交流方波输入电压(u_i)的对应信号(u_if)，电压传感器1将与高频交流方波输入电压(u_i)对应的信号(u_if)连接至比较器的正输入端，比较器的负输入端接零电位，比较器输出信号(u_S3)经过反相器的反相得到反相器输出信号(u_S4)；采用电压传感器2检测到直流输出变换器输出电压(U_o)的反馈信号(U_of)；将直流输出变换器的基准电压(U_or)与输出电压(U_o)反馈信号(U_of)相减得到电压误差信号(u_e)，将电压误差信号(u_e)作为调节器1的输入信号，经电压调节器1的调节，得到调节器1的输出信号(u_r)，移相装置的输入端1接比较器输出信号(u_S3)，移相装置的输入端2接反相器输出信号(u_S4)，移相装置的输入端3接调节器1的输出信号(u_r)，将调节器1输出信号(u_r)的大小作为比较器输出信号(u_S3)和反相器输出信号(u_S4)移相的参照标准，移相装置第一输出信号(u_S1)作为第一开关管(S1)的驱动信号，移相装置第二输出信号(u_S2)作为第二开关管(S2)的驱动信号。 

2.根据权利要求1所述一种高频交流方波输入-直流输出的功率变换器的控制方法，其特征在于：比较器输出信号(u_S3)是与高频交流方波输入电压(u_i)相对应的信号，在高频交流方波输入电压(u_i)为正时，比较器输出信号(u_S3)为高电平；在高频交流方波输入电压(u_i)为负时，比较器输出信号(u_S3)为低电平。 

3.根据权利要求1所述一种高频交流方波输入-直流输出的功率变换器的控制方法，其特征在于：移相装置的输入端1接比较器输出信号(u_S3)作为信号源，移相装置的输入端2接反相器输出信号(u_S4)作为信号源，移相装置第一输出信号(u_S1)和第二输出信号(u_S2)为信号源移相以后所得信号，移相装置第一输出信号(u_S1)是比较器输出信号(u_S3)移相后得到的，移相装置第二输 出信号(u_S2)是反相器输出信号(u_S4)移相后得到的；移相装置输入端3的信号(u_r)是移相大小的参照标准，且比较器输出信号(u_S3)和反相器输出信号(u_S4)移相的角度相等。