CN114679065A - 一种高效率低交叉调整率的多路输出电源 - Google Patents

一种高效率低交叉调整率的多路输出电源 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种高效率低交叉调整率的多路输出电源，属于发电、变电或配电的技术领域。该多路输出电源包括：辅助源电路、输入保护电路、Flyback DC/DC多路输出电路、同步整流及输出调节电路、控制回路，同步整流及输出调节电路包括替换Flyback DC/DC多路输出电路副边整流二极管的两个共源连接的MOS管以及驱动电路，驱动电路对PWM信号的调制结果以及对Flyback DC/DC多路输出电路输出的一路直流电压信号的采样信号的调节结果进行逻辑与控制，输出两个MOS管的驱动信号，通过器件较少、结构简单的驱动电路提高多路输出电源的传输效率并改善多路输出电压的交叉调整率。

Description

一种高效率低交叉调整率的多路输出电源
技术领域
本发明涉及开关电源技术，具体公开一种高效率低交叉调整率的多路输出电源，属于发电、变电或配电的技术领域。
背景技术
近些年来，随着科技的进步和社会的发展，为了满足人民对美好生活的向往，越来越多的电子产品被研发使用。对于整个电子电路系统而言，各模块供电的稳定性无疑是极为重要的，供电电压不稳定会导致电路无法正常工作，严重情况下会损坏电路。对于整个电子电路系统来说其所需要的供电电压并不是单一的，不同功能模块需要不同电压值，如常见的STM32F系列单片机及TMS320F28系列的DSP需要3.3V供电，运放芯片通常需要5V供电，继电器需要12V或15V供电等等。由此多路输出电源在这样的背景下引起了广泛关注，越来越多的学者投入到这个领域之中，多路输出电源得到了快速的发展。
反激变换电路由于具有拓扑简单，输入输出电气隔离，升/降压范围广，易于实现多种不同的输出电压等优点而被广泛应用于多路输出电源之中。在反激变换器中，变压器起着电感和变压的双重作用，但变压器具有较大的漏感，这会导致能量在传输过程中的损耗增加。另一方面，副边整流二极管在工作过程中也会有功率损耗，这种损耗在输出为低压大电流的情况下尤为严重。这两方面原因产生的损耗导致反激变换器与BUCK、BOOST等传统电路相比能量传输效率相对较低。对于多路输出电源而言，另一个同样重要的技术指标是交叉调整率的问题，通常当主控路输出带载时，不带载或带载较轻的其它路的输出电压就会被抬高，输出电压被抬高的程度随着主控路带载的变化而变化，简单来说这就是多路输出的交叉调整率问题。目前多路输出电源的交叉调整率问题有许多改善方案，例如，有学者采用脉宽调制脉宽延迟技术对所设计的三路输出直流变换器进行控制，电路的交叉调整率得到有效降低，传输效率也有一定提高，但该方案所采用的电路结构是在两个多路输出电源的基础上加以整合得到的，具有两个变压器、八个二极管，元器件较多、体积大、控制方式较为复杂，且电源传输效率仍有较大的提升空间。
综上，本发明旨在提出一种既能提高多路输出电源效率又能降低交叉调整率的方案。
发明内容
本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供一种高传输效率低交叉调整率的多路输出电源，在基于Flyback拓扑结构的多路输出DC/DC电源的各路输出接入同步整流及输出调节电路，通过同步整流及输出调节电路对输出电压进行二次调整，同时将多路输出DC/DC电源副边的续流二极管替换为低损耗的 MOS管，从而降低输出损耗，改善多路输出电源的交叉调整率，解决现有多路输出电源交叉调整率优化方案电路元件多、控制复杂的技术问题，实现通过较少的元件及简单的控制方式降低交叉调整率并提高多路输出电源效率的发明目的。
本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：
一种高效率低交叉调整率的多路输出电源，包括：辅助源电路、输入保护电路、Flyback DC/DC多路输出电路、同步整流及输出调节电路及控制回路。
辅助源电路的输入端接直流输入源，通过变压器二次侧绕组耦合一次侧输入的直流电压，输出一路15V直流辅助电源，通过接入15V直流电输出端的三端稳压器将15V直流转换为一路5V直流辅助电源，一路15V直流辅助电源用于输入保护电路、Flyback DC/DC多路输出电路、控制回路的供电，一路5V直流辅助电源用于输入保护电路、同步整流及输出调节电路的供电。
输入保护电路的输入端接直流输入源，在直流输入电压过大或直流输入电压过小或直流输入电流过大时，断开直流输入源接入端子和Flyback DC/DC多路输出电路输入端子之间的支路，将输入至Flyback DC/DC多路输出电路的电压限制在一个适当范围内，并在输入的电路较大时实现Flyback DC/DC多路输出电路输入侧的断电保护。
Flyback DC/DC多路输出电路，对经输入欠过压保护的直流电进行DC/DC 转换，输出多路直流信号，原边主开关管的导通状态由控制回路输出的PWM决定。
同步整流及输出调节电路，包含替换Flyback DC/DC多路输出电路副边整流二极管的两个共源连接的MOS管以及驱动电路，一个MOS管的漏极接Flyback DC/DC多路输出电路副边绕组的电感电压，另一个MOS管的漏极为一路直流信号的输出端，驱动电路对所述PWM信号的调制结果以及对Flyback DC/DC多路输出电路输出的一路直流电压信号的采样信号的调节结果进行逻辑与控制，输出两个MOS管的驱动信号。
控制回路的输入端接多路直流信号的采样信号，对采样信号进行调节后输出 PWM信号至Flyback DC/DC多路输出电路中的主开关管。
进一步地，一种高效率低交叉调整率的多路输出电源中，驱动电路包括：
同步整流单元，其输入端接控制回路输出的PWM信号，检测控制回路输出的PWM信号的高低电平，在控制回路输出的PWM信号为高电平时输出低电平，在控制回路输出的PWM为低电平时输出高电平；
输出调节单元，其输入端接Flyback DC/DC多路输出电路输出的一路直流电压信号的采样信号，对采样信号与参考值的误差进行调节后，输出用于调节Flyback DC/DC多路输出电路输出的一路直流信号的PWM1；
逻辑与门，其输入端接同步整流单元的输出端、输出调节单元的输出端，在同步整流单元输出低电平时输出关闭Flyback DC/DC多路输出电路副边两个 MOS管的PWM，在同步整流电源输出高电平时输出用于调节Flyback DC/DC 多路输出电路输出的一路直流信号的PWM1；及，
PWM驱动单元，其输入端接逻辑与门的输出端，输出Flyback DC/DC多路输出电路副边两个MOS管的驱动信号。
进一步地，一种高效率低交叉调整率的多路输出电源中，输入保护电路包括：第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻、第六电容、电压基准芯片、第一比较器、第二比较器、逻辑或门、第二二极管、三极管、常闭继电器、保险丝，其中，第一比较器和第二比较器由5V直流辅助电源供电，第三电阻的一端接直流输入源，第三电阻的另一端、第四电阻的一端、第六电容的一极、电压基准芯片的阳极均接信号地，第六电容的另一极、电压基准芯片的阴极、电压基准芯片的参考端均与第一比较器的反相输入端连接，第五电阻的一端接直流输入源，第五电阻的另一端与电压基准芯片的阴极连接，第六电阻的一端接直流输入源，第六电阻的另一端、第七电阻的一端均与第一比较器的同相输入端连接，第七电阻的另一端接信号地，第二比较器的同相输入端与电压基准芯片的参考端连接，第二比较器的反相输入端连接第三电阻与第四电阻的短接点，第一比较器的输出端、第二比较器的输出端分别与逻辑或门的输入端连接，逻辑或门的输出端接第八电阻的一端，第八电阻的另一端接三极管的基极，三极管的发射极接信号地，三极管的集电极与第二二极管的阳极连接，第二二极管的阴极接15V直流辅助电源，常闭继电器的储能元件与第二二极管并联，保险丝、常闭继电器的刀闸串接在直流输入源接入端子和Flyback DC/DC多路输出电路输入端子之间的支路上。
再进一步地，一种高效率低交叉调整率的多路输出电源中，同步整流单元包括：第三比较器、第十五电阻、第十六电阻、第十七电阻，其中，第三比较器由所述辅助源电路输出的一路5V直流辅助电源供电，第十六电阻的一端接5V直流辅助电源，第十六电阻的另一端与第十五电阻的一端连接，第十六电阻与第十五电阻的短接点与第三比较器的同相输入端连接，第十五电阻的另一端接信号地，第十七电阻的一端接控制回路输出的PWM信号，第十七电阻的另一端接第三比较器的反相输入端，第三比较器的输出端输出关闭Flyback DC/DC多路输出电路副边两个MOS管的信号，第十六电阻与第十五电阻短接点处的电压为区分控制回路输出的PWM信号高低电平的阈值电压。
更进一步地，一种高效率低交叉调整率的多路输出电源中，输出调节单元包括：第十八电阻、第十九电阻、第二十电阻、第二十一电阻、第九电容、第四比较器、第五比较器，其中，第四比较器和第五比较器由所述辅助源电路输出的一路5V直流辅助电源供电，第十九电阻的一端接Flyback DC/DC多路输出电路输出的一路直流电压信号的采样信号，第十九电阻的另一端与第五比较器的反相输入端连接，第二十电阻的一端接5V直流辅助电源，第二十电阻的另一端与第二十一电阻的一端连接，第二十电阻和第二十一电阻的短接点连接第五比较器的同相输入端，第二十一电阻的另一端接信号地，第五比较器的反相输入端和输出端之间接有第十八电阻与第九电容串接的支路，第四比较器的同相输入端接第五比较器的输出端，第四比较器的反相输入端接三角载波信号，第四比较器的输出端输出用于调节Flyback DC/DC多路输出电路输出的一路直流信号的PWM1。
再进一步地，一种高效率低交叉调整率的多路输出电源中，三角载波信号由三角载波发生单元产生，三角载波发生单元包括：第二十二电阻、第二十三电阻、第二十四电阻、滑动变阻器、第十电容、三极管、第六比较器、第七比较器，其中，第六比较器和第七比较器由所述辅助源电路输出的一路5V直流辅助电源供电，第二十三电阻的一端接5V直流辅助电源，第二十三电阻的另一端、第二十二电阻的一端短接后与第六比较器的同相输入端连接，第二十二电阻的另一端接信号地，滑动变阻器的一端接信号地，滑动变阻器的另一端、第十电容的一极、三极管的发射极均与第六比较器的反相输入端连接，第十电容的另一极、三极管的集电极、第二十四电阻的一端均与第六比较器的输出端连接，第七比较器的反相输入端接5V直流辅助电源，第七比较器的输出端接三极管的基极，第七比较器的同相输入端与第二十四电阻的另一端连接后作为三角载波信号的输出端。
更进一步地，一种高效率低交叉调整率的多路输出电源，根据阈值电压大于三角载波最小电压的约束条件确定第十五电阻的阻值R15、第十六电阻的阻值 R16、第二十二电阻的阻值R22、第二十三电阻的阻值R23满足
Figure BDA0003600666620000051
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：
(1)本发明将同步整流技术与输出侧二次调节控制理念相结合，提出一种降低交叉调整率的创新方案，既能通过同步整流技术提高传输效率，又能对输出电压进行二次调节以降低多路输出电源的交叉调整率。
(2)本发明将多路输出电源中反激变换器副边的整流二极管替换为共源连接的两个MOS管，避免整流二极管的有功损耗，且并通过简单的模拟电路对两个MOS管快速驱动，提高多路输出电源的传输效率。
(3)本发明驱动多路输出电源中反激变换器副边两个MOS管的模拟电路，元器件少、成本低、结构简单，易于实现，通过实时检测控制回路输出PWM的高低电平避免反激变换器原副边MOS管同时导通，通过对PWM高低电平检测结果以及输出采样信号误差处理结果进行逻辑与运算提高多路输出电源的传输效率并改善多路输出电压的交叉调整率。
(4)本发明还提出一种频率可调的三角载波生成单元，可手动调节三角载波的频率，进而使得多路输出电压二次调节的频率可调，进一步提升多路输出电源的传输效率。
(5)本发明多路输出电源的输入保护电路可实现输入电压的欠过压保护以及输入过流保护，其中逻辑运算部分可以将输入电压限制在一定范围内，快速熔断保险丝在输入电流过大时可及时熔断，提高该电源的使用寿命和安全性。
附图说明
图1为本发明多路输出电源的整体结构示意图。
图2为本发明辅助源电路的电路图。
图3为本发明输入保护电路的电路图。
图4为本发明Flyback DC/DC多路输出电路的电路图。
图5为本发明第一同步整流输出调节电路的电路图。
图6为本发明第二同步整流输出调节电路的电路图。
图中标号说明：Q1、Q3、Q4、Q5、Q7为第一、第三、第四、第五、第七开关管，Q2、Q6为三极管，T1～T2为第一、第二变压器，C1～C11为第一至第十一电容，D1～D2为第一、第二二极管，R1～R30为第一至第三十电阻，Rsr为滑动变阻器，U1A、U1B、U2A、U2B、U2C、U3A、U3B、U4A、U4B、U4C 为第一至第十比较器，Z1为TL431电压基准芯片，F1为保险丝，OR1为逻辑或门，RY1为常闭继电器，AND1为逻辑与门。
具体实施方式
下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。
本发明公开的高效率低交叉调整率的多路输出电源如图1所示，包括：辅助源电路、输入保护电路、Flyback DC/DC多路输出电路、第一同步整流及输出调节电路、第二同步整流及输出调节电路、控制回路。直流电压VI首先经过辅助源电路产生两路辅助供电电压15V和5V。同时VI连接到输入保护电路，该电路可将Flyback DC/DC多路输出电路的输入电压Vin限制在合理的范围内；当直流电压VI过高或过低时，输入保护电路将使得FlybackDC/DC多路输出电路的输入端断开；当输入电流过大时使得直流电压VI输入线路断路，实现对后续电路的保护。经过输入保护电路后，电压Vin施加在Flyback反激变换器的输入端，该电压Vin由Flyback DC-DC多路输出电路及闭环控制回路调节后输出两路直流电压信号VL1和VL2。Flyback DC-DC多路输出电路的两路输出端各接有同步整流及输出调节电路，该同步整流及输出调节电路可实现同步整流和输出电压的二次调节，同步整流及输出调节电路的控制信号通过模拟电路对控制回路输出的 PWM信号和同步整流及输出调节电路输出电压Vo1/Vo2的采样信号进行运算生成。当两路输出带载不一致时会导致带载较低的一路输出电压升高，此时同步整流及输出电压调节电路会通过控制Flyback DC-DC多路输出电路的副边开关管的导通状态实现对输出电压的调节，进而维持输出电压的稳定。
辅助源电路将VI直流电转换为15V直流电和5V直流电。如图2所示，第一变压器T1原边绕组的两端分别接VI+端子、VI-端子，第一开关管Q1接在第一变压器T1的原边回路中，第一二极管D1、第三电容C3与第一变压器T1的辅助绕组W2连接组成副边回路，第一电容C1与第一电阻R1串接的支路并接在第一二极管D1的阴极和阳极之间，第二电容C2与第三电容C3并接，第一变压器T1的辅助绕组W2通过与一次侧绕组W1的耦合产生一路15V的辅助电源电压，15V辅助电源电压输出端经第二电阻R2接入三端稳压器MC78M05的输入端子，三端稳压器MC78M05的接地端子接信号地GNDS，三端稳压器 MC78M05的输出端子与信号地GNDS之间接有第四电容C4、第五电容C5，15V 电压通过三端稳压器MC78M05后，输出一路5V的供电电压。辅助源电路主要为控制回路中的电源芯片LD5535、三端稳压器MC78M05、运放芯片LM324以及其它电路提供所需的5V和15V供电电压，以便于电路稳定的运行。
输入保护电路将输入电压限制在一个适当范围内，当输入电压过高或过低时通过逻辑电路对继电器进行控制，将Flyback DC/DC多路输出电路的输入侧电路断开，从而达到对整个电路保护的目的。如图3所示，TL431电压基准芯片Z1 的阴极C通过第五电阻R5连接到输入的直流电压VI，阳极A接地，参考端R 与阴极C短接，短接点接入第一比较器U1A的反相输入端和第二比较器U1B的同相输入端，电路正常工作后，TL431电压基准芯片Z1输出2.5V基准电压；输入电压VI通过第六电阻R6和第七电阻R7分压后连接到第一比较器U1A的同相输入端，同时输入的直流电压VI通过第三电阻R3和第四电阻R4分压后连接到第二比较器U1B的反相输入端，第四电阻R4的另一端(相对于连接第三电阻 R3的一端)与第六电容C6的一极以及TL431电压基准芯片Z1的阳极连接，第六电容C6的另一极与第一比较器U1A的反相输入端连接；第一比较器U1A和第二比较器U1B的输出端分别连接到逻辑或门OR1的两个输入端，逻辑或门输出端经第八电阻R8连接到三极管Q2的基集，三极管Q2的集电极经第二二极管D2接15V直流电，常闭继电器RY1的储能元件并接在第二二极管D2的阴极和阳极之间，常闭继电器RY1的刀闸以及保险丝F1均串接在直流电VI输入端以及Flyback DC/DC多路输出电路输入端之间的线路上。当输入电压VI过高时，第一比较器U1A同相输入端电压升高且大于其反相输入端2.5V的基准电压，第一比较器U1A输出高电平，通过逻辑或门OR1运算后三极管Q2的基集电压同样为高电平，此时常闭继电器RY1导通，Flyback DC/DC多路输出电路的输入侧电路被断开；当输入电压VI过低时，第二比较器U1B反相输入端电压降低且小于其同相输入端2.5V的基准电压，第二比较器U1B输出高电平，通过逻辑或门OR1运算后三极管Q2的基集电压同样为高电平，此时常闭继电器RY1导通， Flyback DC/DC多路输出电路的输入侧电路被断开。另一方面，若输入电流过大，则快速熔断保险丝F1发生熔断，由此输入保护电路可实现Flyback DC/DC多路输出电路输入端的欠过压及过流保护功能。
Flyback DC/DC多路输出电路为直流输入，直流电VI经过具有输入欠过压保护功能的输入保护电路后传输至Flyback DC/DC多路输出电路的Vin+输入端子，直流电压Vin通过Flyback反激变换器实现两路DC-DC的电压变换。如图4 所示，第二变压器T2的原边绕组的两端分别接Vin+、Vin-输入端子，第三开关管接在第二变压器原边回路中，第二变压器的辅助绕组W4与第七电容C7构成第一副边回路，第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11组成第一路输出电压Vo1的采样电路，第一同步整流及输出调节电路由替代Flyback拓扑结构中副边二极管的开关管以及驱动信号控制模块组成，第二变压器的辅助绕组W5与第八电容C8构成第二副边回路，第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14组成第二路输出电压Vo2的采样电路，第二同步整流及输出调节电路由替代Flyback拓扑结构中副边二极管的开关管以及驱动电路组成。
控制回路中的开关电源控制芯片可采用自带过压、过流、短路等故障保护功能的LD5535电源芯片。该控制电路分别对两路输出电压的采样信号进行调节后输出一组PWM信号，PWM用于控制开关管Q3的导通状态，从而达到对输出电压控制的目的。
同步整流及输出调节电路，将Flyback拓扑结构中的二极管替换为两个MOS 开关管，并根据控制回路输出的PWM信号和输出电压采样信号对替换后的MOS 开关管加以控制，从而实现能量的高效率传输和输出电压二次调节的目的。
第一同步整流及输出调节电路如图5所示，第四开关管Q4的漏极D和辅助绕组W4的电感电压VL1相连，第四开关管Q4的源极S和第五开关管Q5的源极S相连，第五开关管Q5的漏极D输出第一路输出电压Vo1，第四开关管Q4 和第五开关管Q5的栅极G同时与驱动模块相连，驱动模块驱动信号生成模块相连，驱动信号生成单元包括第一路同步整流单元、第二路输出调节单元，与逻辑门AND1，驱动模块的输入端和逻辑与门AND1的输出端连接，驱动信号的高低电平受逻辑与门输出端控制。第一路同步整流单元中，5V经过第十五电阻R15 和第十六电阻R16串联分压后得到阈值电压Vth1，阈值电压Vth1连接到第三比较器U2A的同相输入端，该阈值电压Vth1用于区分Flyback反激变换器原边开关管PWM控制信号的高低电平，避免原副边开关管同时导通；控制回路输出的 PWM信号通过第十七电阻R17连接到第三比较器U2A的反相输入端。第一路输出调节单元中，5V经过第二十电阻R20和第二十一电阻R21串联分压后连接到第五比较器器U2C的同相输入端，第一路输出电压采样信号V1通过第十九电阻R19连接到第五比较器U2C的反相输入端，第五比较器U2C的输出端和反相输入端之间连接第十八电阻R18和第九电容C9形成PI控制器，同时第五比较器U2C的输出端连接到第四比较器U2B的同相输入端，第四比较器U2B的反相输入端接入三角载波。三角载波信号由三角载波发生单元产生，第三比较器 U2A和第四比较器U2B的输出端分别连接到逻辑与门AND1的两个输入端。5V 经过第二十二电阻R22和第二十三电阻R23串联分压后连接第六比较器U3A的同相输入端，第二十二电阻R22的另一端(相对于与第二十三电阻R23短接的一端)接信号地GNDS，第二十三电阻R23的另一端(相对于与第二十二电阻 R22短接的一端)接5V电压，第六比较器U3A的反相输入端经过滑动变阻器 Rsr连接到信号地GNDS；同时第六比较器U3A的反相输入端和滑动变阻器Rsr 的短接点与第十电容C10的一极相连。第十电容C10的另一极连接第六比较器 U3A的输出端，由此第六比较器U3A构成积分运算电路，且第六比较器U3A的输出通过第二十四电阻R24连接到第四比较器U2B的反相输入端。第六开关管 Q6与第十电容C10并联，第六开关管Q6的基极连接到第七比较器U3B的输出端，第七比较器U3B的反相输入端接5V电压，第七比较器U3B的同相输入端接入三角载波；第六比较器器U3A和第七比较器U3B共同构成了三角载波发生单元。
由同步整流及输出调节电路中三角载波发生单元的工作原理可知：第六比较器U3A构成的积分电路所输出的电压值为:
Figure BDA0003600666620000091
该值为三角载波的幅值与时间的关系式。第七比较器U3B的同相输入端接第六比较器U3A的输出端，第七比较器U3B的反相输入端接5V电压，第七比较器U3B的输出端接三极管Q6的基极。当第六比较器U3A输出的三角载波达到5V后，第七比较器 U3B的输出则由低电平变为高电平，同时三极管Q6导通，第六比较器U3A构成的积分电路被复位，三角载波幅值变为最小值，第七比较器U3B的输出则由高电平变为低电平，三极管Q6断开，第六比较器U3A构成的积分电路工作，直到第六比较器U3A的输出再次达到5V，以此循环往复形成周期性的三角载波信号。由上述分析可知，三角载波的最大值为5V、最小值为Va，且
Figure BDA0003600666620000101
故为尽可能得到幅值为05的三角载波，第二十三电阻R23的阻值应大于第二十二电阻R22的阻值一个数量级以上，另外为保证同步整流及输出调节电路正常工作，需满足阈值电压Vth大于三角载波最小电压Va这一条件，即第十五电阻R15、第十六电阻R16、第二十二电阻R22、第二十三电阻R23的阻值需满足关系式：
Figure BDA0003600666620000102
另外通过以上分析可知，三角载波由最小值Va增加到5V 为一个周期，故可由等式:
Figure BDA0003600666620000103
求出三角载波的开关周期：
Figure BDA0003600666620000104
则三角载波的开关频率f为：
Figure BDA0003600666620000105
由此可知三角载波的开关频率f与第二十二电阻R22成正比，三角载波的开关频率f与第二十三电阻R23、滑动变阻器Rsr、第十电容C10成反比，故该三角载波发生单元可通过改变滑动变阻器的阻值达到改变三角载波开关频率的目的，三角载波的开关频率也即是二次侧调节单元的工作频率。当输出调节单元工作频率降低时，输出电压的精度及动态性能会变差，但随着工作频率的降低开关管Q4和Q5的热损耗会有所减少，此时有利于提高多路输出电源的传输效率；当输出调节单元工作频率提高时，输出电压的精度及动态性能也会有所提高，但随着工作频率的提高第四开关管Q4和第五开关管Q5的热损耗会有所增加，对电路的散热性也有更高的要求。当滑动变阻器向左拨动时Rsr阻值增大，则三角载波开关频率减小。当滑动变阻器向右拨动时Rsr阻值减小，则三角载波开关频率增大，由此根据对多路输出电源的性能要求通过拨动滑动变阻器改变输出调节单元的工作频率以适应不同的工作环境。
在非同步整流阶段，即PWM为高电平时，第三比较器U2A的输出为低电平，经过与第四比较器U2B进行与门逻辑运算后，逻辑与门AND1的输出为低电平，故在非同步整流阶段第四开关管Q4和第五开关管Q5始终保持关断状态。在同步整流阶段，即PWM为低电平时，第三比较器U2A的输出为高电平，经过与第四比较器U2B进行与门逻辑运算后，逻辑与门AND1的输出由第四比较器U2B输出的PWM1信号决定。即在同步整流阶段开关管第四开关管Q4和第五开关管Q5的导通状态仅由PWM1信号的高低电平决定。在同步整流阶段，当第一路输出电压采样信号V1小于设定值时：第五比较器U2C同相输入端的参考电压Vref1大于反相输入端电压，两者之间的差值经过PI控制器调节后，第六比较器U2C的输出增大，第六比较器U2C的输出值与第四比较器U2B反相输入端的三角载波比较后，第四比较器U2B输出的PWM1控制信号变为高电平，第四开关管Q4和第五开关管Q5通过PWM Drive驱动后闭合，第一路输出电压上升。当第一路输出电压采样值V1大于设定值时：第五比较器U2C同相输入端的参考电压Vref1小于反相输入端电压，两者之间的差值经过PI控制器调节后，第五比较器U2C的输出减小，第五比较器U2C的输出值与第五比较器 U2B反相输入端的三角载波比较后，第五比较器U2B输出的PWM1控制信号变为低电平，第四开关管Q4和第五开关管Q5通过PWM Drive驱动后断开，第一路输出电压下降。第二同步整流及输出调节电路如图6所示，其结构与第一同步整流及输出调节电路相同，不同之处是三角载波信号为给定频率的三角载波信号。同步整流及输出调节电路通过上述控制方式可同时达到多路输出电源同步整流和输出电压二次调节的目的，进而提高多路输出电源的传输效率并降低多路输出电源的交叉调整率。
以上实施方式只是对本发明的示例性说明，并不限定它的保护范围，本领域技术人员还可以对其局部进行改变，例如，可以采用其它检测PWM高低电平的电路模块实现同整流单元的功能，可以采用其它调节Flyback DC/DC多路输出电路输出电压采样信号误差的电路模块实现输出调节单元的功能，可以采用其它调节三角载波频率的电路模块实现三角载波发生单元的功能，可以根据实际应用需求对Flyback DC/DC多路输出电路的一路输出电压进行基于频率可调的三角载波的二次调节而对其它输出电压进行基于固定频率三角载波的二次调节，符合发明宗旨的任意形式的等同替换都落入本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种高效率低交叉调整率的多路输出电源，其特征在于，包括：
辅助源电路，其输入端接直流输入源，输出一路15V直流辅助电源和一路5V直流辅助电源，所述一路15V直流辅助电源用于输入保护电路、Flyback DC/DC多路输出电路、控制回路的供电，所述一路5V直流辅助电源用于输入保护电路、同步整流及输出调节电路的供电；
输入保护电路，其输入端接直流输入源，在直流输入电压过大或直流输入电压过小或直流输入电流过大时，断开直流输入源接入端子和Flyback DC/DC多路输出电路输入端子之间的支路；
Flyback DC/DC多路输出电路，对输入的直流电进行DC/DC转换，输出多路直流信号；
同步整流及输出调节电路，包含替换Flyback DC/DC多路输出电路副边整流二极管的两个共源连接的MOS管以及驱动电路，一个MOS管的漏极接Flyback DC/DC多路输出电路副边绕组的电感电压，另一个MOS管的漏极为一路直流信号的输出端，所述驱动电路对所述PWM信号的调制结果以及对Flyback DC/DC多路输出电路输出的一路直流电压信号的采样信号的调节结果进行逻辑与控制，输出两个MOS管的驱动信号；及，
控制回路，其输入端接多路直流信号的采样信号，对所述采样信号进行调节后输出PWM信号至Flyback DC/DC多路输出电路中的主开关管。
2.根据权利要求1所述一种高效率低交叉调整率的多路输出电源，其特征在于，所述驱动电路包括：
同步整流单元，其输入端接控制回路输出的PWM信号，检测控制回路输出的PWM信号的高低电平，在控制回路输出的PWM信号为高电平时输出低电平，在控制回路输出的PWM为低电平时输出高电平；
输出调节单元，其输入端接Flyback DC/DC多路输出电路输出的一路直流电压信号的采样信号，对所述采样信号与参考值的误差进行调节后，输出用于调节Flyback DC/DC多路输出电路输出的一路直流信号的PWM1；
逻辑与门，其输入端接同步整流单元的输出端、输出调节单元的输出端，在同步整流单元输出低电平时输出关闭Flyback DC/DC多路输出电路副边两个MOS管的PWM，在同步整流电源输出高电平时输出用于调节Flyback DC/DC多路输出电路输出的一路直流信号的PWM1；及，
PWM驱动单元，其输入端接逻辑与门的输出端，输出Flyback DC/DC多路输出电路副边两个MOS管的驱动信号。
3.根据权利要求1所述一种高效率低交叉调整率的多路输出电源，其特征在于，所述输入保护电路包括：第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第七电阻、第八电阻、第六电容、电压基准芯片、第一比较器、第二比较器、逻辑或门、第二二极管、三极管、常闭继电器、保险丝，其中，所述第一比较器和第二比较器由5V直流辅助电源供电，第三电阻的一端接直流输入源，第三电阻的另一端、第四电阻的一端、第六电容的一极、电压基准芯片的阳极均接信号地，第六电容的另一极、电压基准芯片的阴极、电压基准芯片的参考端均与第一比较器的反相输入端连接，第五电阻的一端接直流输入源，第五电阻的另一端与电压基准芯片的阴极连接，第六电阻的一端接直流输入源，第六电阻的另一端、第七电阻的一端均与第一比较器的同相输入端连接，第七电阻的另一端接信号地，第二比较器的同相输入端与电压基准芯片的参考端连接，第二比较器的反相输入端连接第三电阻与第四电阻的短接点，第一比较器的输出端、第二比较器的输出端分别与逻辑或门的输入端连接，逻辑或门的输出端接第八电阻的一端，第八电阻的另一端接三极管的基极，三极管的发射极接信号地，三极管的集电极与第二二极管的阳极连接，第二二极管的阴极接15V直流辅助电源，常闭继电器的储能元件与第二二极管并联，保险丝、常闭继电器的刀闸串接在直流输入源接入端子和Flyback DC/DC多路输出电路输入端子之间的支路上。
4.根据权利要求2所述一种高效率低交叉调整率的多路输出电源，其特征在于，所述同步整流单元包括：第三比较器、第十五电阻、第十六电阻、第十七电阻，其中，所述第三比较器由所述辅助源电路输出的一路5V直流辅助电源供电，第十六电阻的一端接5V直流辅助电源，第十六电阻的另一端与第十五电阻的一端连接，第十六电阻与第十五电阻的短接点与第三比较器的同相输入端连接，第十五电阻的另一端接信号地，第十七电阻的一端接控制回路输出的PWM信号，第十七电阻的另一端接第三比较器的反相输入端，第三比较器的输出端输出关闭Flyback DC/DC多路输出电路副边两个MOS管的信号，所述第十六电阻与第十五电阻短接点处的电压为区分控制回路输出的PWM信号高低电平的阈值电压。
5.根据权利要求4所述一种高效率低交叉调整率的多路输出电源，其特征在于，所述输出调节单元包括：第十八电阻、第十九电阻、第二十电阻、第二十一电阻、第九电容、第四比较器、第五比较器，其中，所述第四比较器和第五比较器由所述辅助源电路输出的一路5V直流辅助电源供电，所述第十九电阻的一端接Flyback DC/DC多路输出电路输出的一路直流电压信号的采样信号，第十九电阻的另一端与第五比较器的反相输入端连接，第二十电阻的一端接5V直流辅助电源，第二十电阻的另一端与第二十一电阻的一端连接，第二十电阻和第二十一电阻的短接点连接第五比较器的同相输入端，第二十一电阻的另一端接信号地，第五比较器的反相输入端和输出端之间接有第十八电阻与第九电容串接的支路，第四比较器的同相输入端接第五比较器的输出端，第四比较器的反相输入端接三角载波信号，第四比较器的输出端输出用于调节Flyback DC/DC多路输出电路输出的一路直流信号的PWM1。
6.根据权利要求5所述一种高效率低交叉调整率的多路输出电源，其特征在于，所述三角载波信号由三角载波发生单元产生，所述三角载波发生单元包括：第二十二电阻、第二十三电阻、第二十四电阻、滑动变阻器、第十电容、三极管、第六比较器、第七比较器，其中，所述第六比较器和第七比较器由所述辅助源电路输出的一路5V直流辅助电源供电，第二十三电阻的一端接5V直流辅助电源，第二十三电阻的另一端、第二十二电阻的一端短接后与第六比较器的同相输入端连接，第二十二电阻的另一端接信号地，滑动变阻器的一端接信号地，滑动变阻器的另一端、第十电容的一极、三极管的发射极均与第六比较器的反相输入端连接，第十电容的另一极、三极管的集电极、第二十四电阻的一端均与第六比较器的输出端连接，第七比较器的反相输入端接5V直流辅助电源，第七比较器的输出端接三极管的基极，第七比较器的同相输入端与第二十四电阻的另一端连接后作为三角载波信号的输出端。
7.根据权利要求6所述一种高效率低交叉调整率的多路输出电源，其特征在于，根据阈值电压大于三角载波最小电压的约束条件确定所述第十五电阻的阻值R15、第十六电阻的阻值R16、第二十二电阻的阻值R22、第二十三电阻的阻值R23满足
Figure FDA0003600666610000031
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